本發(fā)明涉及電路調(diào)制技術領域，更具體地，涉及一種PFC整流裝置。

背景技術：

最簡單的功率因數(shù)校正電路由二極管整流器和DC/DC斬波電路組成，目前已廣泛的應用于電動汽車充電器、電子鎮(zhèn)流器、LED燈負載等場合中。但是，在進行AC/DC功率變換時，二次脈動功率被注入至負載側，導致低頻輸出電壓紋波，降低系統(tǒng)性能，還會減少電容、電池等元器件壽命。因此，處理好輸入輸出端瞬時功率的不平衡，消除二次脈動功率對系統(tǒng)的影響具有現(xiàn)實意義。

無源解耦技術通過增加無源器件的容量來緩沖二次脈動功率，該方法具有簡單、容易實施的優(yōu)點，但是卻大大增加了系統(tǒng)的成本、降低了系統(tǒng)的功率密度，并且不利于裝置的模塊化設計；此外，大容量的電解電容的使用還會限制系統(tǒng)的壽命，降低系統(tǒng)可靠性。另一種可行的方法是有源解耦技術，它利用開關裝置將二次脈動功率轉移到額外的小電容來避免二次脈動功率的不利影響，不存在無源解耦技術功率密度低、電容容值大等缺點，因而得到廣泛的關注和研究。

針對前級為二極管整流器的功率因數(shù)校正(Power Factor Correction，PFC)變換器，存在多種有源解耦方案，其中一種是使用兩個串聯(lián)的解耦電容來提供直流電壓，并且起到緩解二次脈動功率的作用，但是其能量只能從較低的電容傳輸至較高的電容中，二次脈動功率沒有解耦完全。另一種解耦方案中利用對稱半橋電路替代升壓PFC電路中的直流電容，可實現(xiàn)完全功率解耦，但這種拓撲只能整流輸出高的直流電壓，不適用于低電壓場合。此外，還有一種方案中將PFC電路和解耦電路合并，雖然減少了開關的使用，但是解耦電容電壓很高。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供一種克服上述問題或者至少部分地解決上述問題的一種PFC整流裝置，該整流裝置具有二次脈動功率解耦能力和寬輸出電壓范圍的整流器。

本發(fā)明提供的PFC整流裝置，包括：

依次相連的單相輸入電源、整流升壓調(diào)控系統(tǒng)、輸出電壓校準電路和負載；所述輸出電壓校準電路包括解耦電容和與所述解耦電容串聯(lián)的濾波電容。

優(yōu)選地，所述輸出電壓校準電路還包括：

第二IGBT功率器件、第三IGBT功率器件S3和第一電感L1；

所述第二IGBT功率器件S2的集電極與所述解耦電容一端相連，所述第二IGBT功率器件S2的發(fā)射極和所述第三IGBT功率器件S3的集電極均與所述第一電感L1的一端相連，所述解耦電容另一端與所述第一電感L1的另一端相連；

所述第三IGBT功率器件S3的發(fā)射極分別與所述濾波電容的另一端和所述負載的另一端相連，所述濾波電容的一端分別與所述負載的一端以及所述解耦電容和所述第一電感L1的公共結點相連。

優(yōu)選地，所述第二IGBT功率器件S2和所述第三IGBT功率器件S3的兩端均反并聯(lián)一個二極管。

優(yōu)選地，所述解耦電容和所述濾波電容均為薄膜電容。

優(yōu)選地，所述整流升壓調(diào)控系統(tǒng)包括二極管整流器和升壓變換器；

所述單相輸入電源與所述二極管整流器相連，所述二極管整流器與所述升壓變換器相連，所述升壓變換器與所述輸出電壓校準電路相連。

優(yōu)選地，所述二極管整流器包括第一二極管D1、第二二極管D2、第三二極管D3和第四二極管D4；

所述第一二極管D1的正極與所述第二二極管D2的負極均和所述單相輸入電源的一個端口相連，所述第一二極管D1的負極與所述第三二極管D3的負極均和所述升壓變換器相連，所述第二二極管D2的正極與所述第四二極管D4的正極均和所述升壓變換器相連，所述第三二極管D3的正極與所述第四二極管D4的負極均和所述單相輸入電源的另一個端口相連。

優(yōu)選地，所述升壓變換器包括第一IGBT功率器件S1、第二電感L、第五二極管D5和反并聯(lián)在所述第一IGBT功率器件S1兩端的二極管；

所述第二電感L的一端與所述二極管整流器相連，另一端分別與所述第一IGBT功率器件S1的集電極和所述輸出電壓校準電路相連，所述第一IGBT功率器件S1的發(fā)射極與所述第五二極管D5的負極相連，所述第五二極管D5的正極與所述輸出電壓校準電路相連。

優(yōu)選地，所述升壓變換器包括第一IGBT功率器件S1、第二電感L、第五二極管D5和反并聯(lián)在所述第一IGBT功率器件S1兩端的二極管；

所述第二電感L的一端與所述第三二極管D3的負極相連，另一端分別與所述第一IGBT功率器件S1的集電極、所述解耦電容的一端和第二IGBT功率器件S2的集電極相連，所述第一IGBT功率器件S1的發(fā)射極分別與所述第四二極管D4的正極和所述第五二極管D5的負極相連，所述第五二極管D5的正極與所述輸出電壓校準電路相連。

優(yōu)選地，所述PFC整流裝置還包括：采樣調(diào)理電路、控制器和IGBT驅(qū)動電路；

所述采樣調(diào)理電路用于采集輸入電壓值、所述整流升壓調(diào)控系統(tǒng)中電流解耦電容的電壓值、濾波電容的電壓值和所述輸出電壓校準電路的電流值，并進行模數(shù)轉換處理；

所述控制器用于基于處理后的所述電壓值和電流值得到各IGBT功率器件的動作信號，并將所述信號輸送給所述IGBT驅(qū)動電路；

所述IGBT驅(qū)動電路用于控制各個IGBT控制器件的導通與關斷。

優(yōu)選地，所述控制器用于基于所述電壓值和電流值計算各IGBT功率器件的動作信號具體為：

基于所述電壓值和電流值計算各IGBT功率器件的占空比，基于所述占空比計算各IGBT器件的動作信號。

本發(fā)明提出的PFC整流裝置將系統(tǒng)中的二次脈動功率由輸出電壓校準電路中的解耦電容吸收，使得輸出濾波容量大大減小，系統(tǒng)的功率密度和可靠性提高；解耦電容電壓運行約束少，使得電壓應力低，減少了系統(tǒng)成本。此外，任意的輸出電壓均可實現(xiàn)，拓寬了整流裝置的應用范圍。

附圖說明

圖1為根據(jù)本發(fā)明一個優(yōu)選實施例中PFC整流裝置的電路結構示意圖；

圖2為根據(jù)本發(fā)明一個優(yōu)選實施例中PFC整流裝置的運行狀態(tài)示意圖；

圖3為根據(jù)本發(fā)明一個優(yōu)選實施例中控制系統(tǒng)DSP控制框圖；

圖4(a)為根據(jù)本發(fā)明一個優(yōu)選實施例中使用PFC整流裝置時輸出電壓為120V時的輸入電壓v_g、輸入電流i_g、解耦電容電壓v_d和輸出電壓v_o各自的實驗波形圖；

圖4(b)為根據(jù)本發(fā)明一個優(yōu)選實施例中使用PFC整流裝置時輸出電壓為120V時的輸入電壓v_g、第二電感L上電流i_r、第一電感L₁上電流i₁各自的實驗波形圖；

圖5(a)為根據(jù)本發(fā)明一個優(yōu)選實施例中使用PFC整流裝置時輸出電壓為70V時的輸入電壓v_g、輸入電流i_g、解耦電容電壓v_d和輸出電壓v_o各自的實驗波形圖；

圖5(b)為根據(jù)本發(fā)明一個優(yōu)選實施例中使用PFC整流裝置時輸出電壓為70V時的輸入電壓v_g、第二電感L上電流i_r、第一電感L₁上電流i₁各自的實驗波形圖；

圖6為根據(jù)本發(fā)明一個優(yōu)選實施例中使用PFC整流裝置時在輸出電壓為70V和120V下的諧波含量。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例，對本發(fā)明的具體實施方式作進一步詳細描述。以下實施例用于說明本發(fā)明，但不用來限制本發(fā)明的范圍。

本發(fā)明所提供的PFC整流裝置包括依次相連的單相輸入電源1、整流升壓調(diào)控系統(tǒng)、輸出電壓校準電路4和負載R5；所述輸出電壓校準電路4包括解耦電容C_d和與解耦電容C_d串聯(lián)的濾波電容C_o。

其中，整流裝置是將交流AC轉化為直流DC的裝置，本發(fā)明的負載R5可以為直流負載，可以為逆變器等。

其中，單相輸入電源1的輸出端連接到整流升壓調(diào)控系統(tǒng)，整流升壓調(diào)控系統(tǒng)的輸出端連接到升壓變換器3，升壓變換器3輸出端連接到輸出電壓校準電路4，輸出電壓校準電路4的輸出端連接到直流負載R5。

其中，整流升壓調(diào)控系統(tǒng)起整流、升壓以及單位功率因數(shù)校正的調(diào)控功能。

流經(jīng)該整流裝置時，輸出電壓校準電路中的解耦電容C_d吸收了系統(tǒng)中的二次脈動功率，使得輸出濾波容量大大減小。

在一個優(yōu)選的實施例中，輸出電壓校準電路還包括：

第二IGBT功率器件S2、第三IGBT功率器件S3和第一電感L1；

第二IGBT功率器件S2的集電極與解耦電容C_d一端相連，第二IGBT功率器件S2的發(fā)射極和第三IGBT功率器件S3的集電極均與第一電感L1的一端相連，解耦電容C_d另一端與所述第一電感L1的另一端相連；

第三IGBT功率器件S3的發(fā)射極分別與濾波電容C_o的另一端和負載R5的另一端相連，濾波電容C_o的一端分別與負載R5的一端以及解耦電容C_d和第一電感L1的公共結點相連。

為了續(xù)流，通常會在第二IGBT功率器件S2和第三IGBT功率器件S3的兩端均反并聯(lián)一個二極管。

其中，“反并聯(lián)”指IGBT功率器件的集電極與二極管負極相連，其發(fā)射極與二極管的正極相連。

即電壓校準電路4包括2個IGBT功率器件(第二IGBT功率器件S2和第三IGBT功率器件S3)，1個解耦電容C_d，1個第一電感L₁和1個濾波電容C_o；第二IGBT功率器件S2兩端反并聯(lián)一個二極管，其發(fā)射極與第三IGBT功率器件S3的集電極和第一電感L₁的一端相連；解耦電容C_d的另一端與第一電感L₁另一端、濾波電容C_o的一端和負載R5的一端相連；第三IGBT功率器件S3兩端反并聯(lián)一個二極管，其發(fā)射極與整流升壓調(diào)控系統(tǒng)、濾波電容C_o的另一端和負載R5的另一端相連。

當?shù)诙蘒GBT功率器件S2開通時，解耦電容C_d放電，第一電感L1中電流i1上升，當?shù)诙蘒GBT功率器件S2關斷時，第一電感L1中電流i1給負載R5供電。

在本發(fā)明的實施例中，解耦電容C_d和濾波電容C_o均為薄膜電容。

在本發(fā)明中，整流升壓調(diào)控系統(tǒng)共同實現(xiàn)單位功率因數(shù)校正和整流的作用。

在一個優(yōu)選實施例中，整流升壓調(diào)控系統(tǒng)包括二極管整流器2和升壓變換器3；

單相輸入電源1與二極管整流器2相連，二極管整流器2與升壓變換器3相連，升壓變換器3與輸出電壓校準電路4相連。

即，單相輸入電源1的輸出端連接到二極管整流器2，二極管整流器2的輸出端連接到升壓變換器3，升壓變換器3輸出端連接到輸出電壓校準電路4，輸出電壓校準電路4的輸出端連接到直流負載R5。

在一個優(yōu)選實施例中，二極管整流器2包括第一二極管D1、第二二極管D2、第三二極管D3和第四二極管D4；

第一二極管D1的正極與第二二極管D2的負極均和單相輸入電源的一個端口相連，第一二極管D1的負極與第三二極管D3的負極均和升壓變換器相連，第二二極管D2的正極與第四二極管D4的正極均和升壓變換器相連，第三二極管D3的正極與第四二極管D4的負極均和單相輸入電源的另一個端口相連。

即，第一二極管D1的正極與第二二極管D2的負極和單相輸入電源1的一個端口相連，第一二極管D1的負極與第三二極管D3的負極和升壓變換器3中的電感輸入端相連；第二二極管D2的正極分別與第四二極管D4的正極和升壓變換器3中的第五二極管D5的負極相連；第三二極管D3的正極與第四二極管D4的負極和單相輸入電源1的另一個端口相連。

在一個優(yōu)選實施例中，升壓變換器包括第一IGBT功率器件S1、第二電感L、第五二極管D5和反并聯(lián)在所述IGBT功率器件S1兩端的二極管；

第二電感L的一端與二極管整流器相連，另一端分別與第一IGBT功率器件S1的集電極和輸出電壓校準電路相連，第一IGBT功率器件S1的發(fā)射極與第五二極管D5的負極相連，第五二極管D5的正極與輸出電壓校準電路相連。

在優(yōu)選的方案中，升壓變換器包括第一IGBT功率器件S1、第二電感L、第五二極管D5和反并聯(lián)在所述第一IGBT功率器件S1兩端的二極管；

第二電感L的一端與第三二極管D3的負極相連，另一端分別與第一IGBT功率器件S1的集電極、解耦電容C_d的一端和第二IGBT功率器件S2的集電極相連，第一IGBT功率器件S1的發(fā)射極分別與第四二極管D4的正極和所述第五二極管D5的負極相連，第五二極管D5的正極與輸出電壓校準電路相連。

即，第二電感L的一端與第三二極管D3的負極相連，另一端與第一IGBT功率器件S1的集電極和輸出電壓校準電路4中解耦電容C_d的一端、第二IGBT功率器件S2的集電極相連；第一IGBT功率器件S1兩端反并聯(lián)一個二極管，其發(fā)射極與第五二極管D5的負極相連。

在本發(fā)明中，PFC整流裝置還包括控制系統(tǒng)，即：采樣調(diào)理電路6、控制器7和IGBT驅(qū)動電路8；

采樣調(diào)理電路6用于采集輸入電壓值、整流升壓調(diào)控系統(tǒng)中電流值、解耦電容C_d的電壓值、濾波電容C_o的電壓值和輸出電壓校準電路的電流值；

控制器7用于基于所述電壓值和電流值得到各IGBT功率器件的動作信號，并將所述信號輸送給所述IGBT驅(qū)動電路；

IGBT驅(qū)動電路8用于控制各個IGBT控制器件的導通與關斷。

在采樣調(diào)理電路6中，通常將采集得到的電壓值和電流值進行模數(shù)轉換處理，并將其傳送給控制器7。

在一個優(yōu)選實施例中，用于基于所述電壓值和電流值計算各IGBT功率器件的動作信號具體為：

基于所述電壓值和電流值計算各IGBT功率器件的占空比，基于所述占空比計算各IGBT器件的動作信號。

在一個優(yōu)選實施例中，基于電壓值和電流值計算各IGBT功率器件的占空比還包括：

其中，為期望控制電壓參考值，v_d為解耦電容電壓值，v_o為輸出電壓采樣值，為輸出電壓參考值。

通過上述占空比值d₁和d₂獲得一個開關周期內(nèi)S1、S2的開通和關斷的時間，即用一個與開關頻率同頻且幅值為0-1的鋸齒波與占空比作比較，當鋸齒波的值大于占空比時，輸出為低電平，當鋸齒波的值小于占空比時，輸出為高占平，將S2的控制信號反相，即為S3的控制信號，并將此三個信號傳送給驅(qū)動電路8。

其中，占空比d₁的控制目標是電網(wǎng)電流，d₂的控制目標是輸出電壓。

在本發(fā)明一個優(yōu)選的實施例中，期望控制電壓參考值v_r^*的計算基于單相電源輸入電壓值、單相電源輸入電流值以及解耦電容的電壓值。

具體可包括：

單相電源輸入電壓檢測值v_g利用鎖相環(huán)計算獲得相位信息ωt，基于所述ωt得到對應余弦值cosωt，其中ω為單相電源電壓角頻率，ωt為單相輸入電源電壓相位；

利用滑動平均濾波器對所述解耦電容電壓進行濾波后得到解耦電容電壓的直流分量的平方將期望解耦電容電壓的平均值的平方與做差，得到解耦電容電壓的誤差值；

將解耦電容電壓誤差值經(jīng)過一個比例積分控制器，輸出作為期望輸入電流幅值參考I^*；

將期望單相電源輸入電流幅值I^*與cosωt的乘積作為輸入電流參考i_r^*；

將輸入電流參考i_r^*與采樣得到的輸入電流i_r進行比較，得到單相電源輸入電流的誤差值；

單相電源輸入電流的誤差值經(jīng)過一個比例積分控制器后得到期望控制電壓參考v_r^*。

在本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例中，輸出電壓參考值v_o^*計算基于輸出直流電壓參考值、輸出直流電壓的采樣值以及電感電流的采樣值。

具體可包括：

將輸出直流電壓參考v_o^*和采樣值v_o進行比較得到輸出電壓誤差值；

輸出電壓誤差值經(jīng)過一個比例積分控制器處理后得到期望第一電感L1電流參考i₁^*；

期望電感電流參考i₁^*與采樣值i₁進行比較，得到輸出電感電流誤差值；

輸出電感電流誤差值經(jīng)過一個比例積分控制器處理得到輸出電壓參考v_o^*。

驅(qū)動電路8將把獲得的信號整形并增強其帶負載能力，直接控制各個IGBT，實現(xiàn)導通與關斷。

同時，本發(fā)明中的驅(qū)動電路還可以去除信號傳輸過程中帶來的干擾，用來檢測IGBT功率器件是否能正常工作，此外，還可以添加光耦器件或其他具有相應功能的器件實現(xiàn)電氣隔離。

實施例1

如圖1所示，本實施例公開的一種具有二次脈動功率解耦能力和寬輸出電壓范圍的PFC整流裝置，包括單相輸入電源1、二極管整流器2、升壓變換器3、輸出電壓校準電路4和負載R5。

其中，單相輸入電源1的輸出端連接到二極管整流器2，二極管整流器2的輸出端連接到升壓變換器3，升壓變換器3輸出端連接到輸出電壓校準電路4，輸出電壓校準電路4的輸出端連接到直流負載R5。

二極管整流器2包括4個第一二極管D1、第二二極管D2、第三二極管D3和第四二極管D4；第一二極管D1的正極與第二二極管D2的負極和單相輸入電源1的一個端口相連，第一二極管D1的負極與第三二極管D3的負極和升壓變換器3中的電感輸入端相連；第二二極管D2的正極與第四二極管D4的正極和升壓變換器3中的第五二極管D5的負極相連；第三二極管D3的正極與第四二極管D4的負極和單相輸入電源1的另一個端口相連。

升壓變換器3包括1個第一IGBT功率器件S1，1個第二電感L和1個第五二極管D5；第二電感L的一端與第三二極管D3的負極相連，另一端與第一IGBT功率器件S1的集電極和輸出電壓校準電路4的解耦電容C_d的一端、第二IGBT功率器件S2的集電極相連；第一IGBT功率器件S1兩端反并聯(lián)一個二極管，其發(fā)射極與第五二極管D5的負極相連。

電壓校準電路4包括2個IGBT功率器件(第二IGBT功率器件S2和第三IGBT功率器件S3)，1個解耦電容C_d，1個第一電感L₁和1個濾波電容C_o；第二IGBT功率器件S2兩端反并聯(lián)一個二極管，其發(fā)射極與第三IGBT功率器件S3的集電極和第一電感L₁的一端相連；解耦電容C_d的另一端與第一電感L₁另一端、濾波電容C_o的一端和負載R5的一端相連；第三IGBT功率器件S3兩端反并聯(lián)一個二極管，其發(fā)射極與第五二極管D5的正極、濾波電容C_o的另一端和負載R5的另一端相連。電壓校準電路4中的解耦電容C_d和濾波電容C_o均使用薄膜電容。

如圖2所示，

運行狀態(tài)1中IGBT S2導通，IGBT S1和IGBT S3關斷；

運行狀態(tài)2中IGBT S3導通，IGBT S1和IGBT S2關斷；

運行狀態(tài)3中IGBT S1和IGBT S2導通，IGBT S3關斷；

運行狀態(tài)4中IGBT S1和IGBT S3導通，IGBT S2關斷。

當S1關斷(運行狀態(tài)1和2)，電流i_r流過解耦電容C_d和負載R5。此時，部分能量從電網(wǎng)直接傳輸?shù)截撦dR5，其他的部分注入解耦電容C_d。當S1開通(運行狀態(tài)3和4)，電流i_r被旁路。而對電壓校準電路4而言，當S2開通(運行狀態(tài)1和3)，電流i₁流過解耦電容Cd，當S2關斷(運行狀態(tài)2和4)，電流i1流過負載R5。

由控制策略可知，S2和S3互補，均與S1相互獨立。

根據(jù)本發(fā)明的整流裝置的工作狀態(tài)可知，當裝置中輸入功率大于輸出功率時，多出的能量被解耦電容吸收；當輸入功率小于輸出功率時，解耦電容將吸收的能量放出，保持輸出功率的恒定。

圖3是本發(fā)明控制系框圖，控制電路包括相應的采樣調(diào)理電路6、控制器7及IGBT驅(qū)動電路8；

采樣調(diào)理電路6的左邊部分采樣電路負責輸入電壓v_g和第二電感L電流i_r的采樣和調(diào)理，采樣電路6的右邊部分采樣電路負責解耦電容C_d的電壓v_d、濾波電容C_o的電壓v_o和第一電感L₁電流i₁的采樣和調(diào)理?？刂破?負責計算和調(diào)制等重要工作，并把各PWM開關信號傳遞給驅(qū)動電路8。使用前述方法進行控制，在控制過程中，自動的實現(xiàn)了紋波功率的解耦。此外，可以使用其他的控制器，如自適應電壓控制等，能獲得更好的控制效果。

使用本實施例的整流裝置，輸入電網(wǎng)電壓為110V/50Hz，負載電阻R5為30Ω，第二電感L和第一電感L₁分別為3mH和1.5mH，濾波電容C_o的電容量為20uF，解耦電容C_d的容量為90uF，采樣頻率和開關頻率均為20kHz。圖4(a)、圖4(b)、圖5(a)和圖5(b)分別為輸出電壓為120V和70V時的實驗結果，波形依次對應輸入電壓v_g、輸入電流i_g、解耦電容電壓v_d、輸出電壓v_o、第二電感L上電流i_r、第一電感L₁上電流i₁。圖6為輸出電壓的頻譜，其中，Harmonics order為諧波階次。在120V輸出電壓下，其二次諧波(100Hz)電壓較直流分量為3.4％，在70V輸出電壓下，其二次諧波電壓較直流分量為1.31％，若想要達到相同的效果，采用無源解耦方法分別需要的解耦容量為1.1mF和2.9mF。本發(fā)明提高了系統(tǒng)的可靠性和功率密度。

最后，本發(fā)明的方法僅為較佳的實施方案，并非用于限定本發(fā)明的保護范圍。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。