本發(fā)明屬于Vienna整流器領(lǐng)域，尤其涉及到一種基于單相Vienna整流器的電流預(yù)測控制方法。

背景技術(shù)：

Vienna整流器是治理電網(wǎng)諧波污染、改善電能質(zhì)量的有效手段，它可以降低電網(wǎng)中諧波含量、提高功率因素。Vienna整流器是由奧地利維也納大學(xué)，Kolar J.W.等學(xué)者于1994年所提出的，該整流器最早用于提高通信電源的功率密度。相比與具有功率因素校正(power factor corrector，PFC)功能的傳統(tǒng)整流器的拓撲結(jié)構(gòu)，Vienna整流器拓撲結(jié)構(gòu)具有相對簡單的功率與控制電路、具有良好的輸入電流諧波和輸出電壓紋波性能、有源器件應(yīng)力低、效率高和功率密度高等優(yōu)點，因而得到了廣泛的運用。本發(fā)明對單相Vienna整流器進行研究，單相Vienna電路結(jié)構(gòu)簡單，開關(guān)二極管所承受的電壓為直流側(cè)電壓的一半，在同等條件下能有效降低開關(guān)管電壓應(yīng)力。Vienna整流器的作用效果主要與Vienna拓撲結(jié)構(gòu)及其控制方法有關(guān)，現(xiàn)今對Vienna拓撲結(jié)構(gòu)的研究基本很成熟。就單相Vienna整流器電路拓撲而言其只有一個開關(guān)管，因此對單相Vienna的電流控制只需對一個開關(guān)管進行控制，本專利主要是針對單相Vienna整流器電流內(nèi)環(huán)的控制策略進行研究。

目前，對于Vienna拓撲結(jié)構(gòu)控制方法主要有滯環(huán)控制、基于SVPWM的PI控制、單周期控制、滑膜變結(jié)構(gòu)控制器等。滯環(huán)電流控制是一種典型的非線性控制方法，它通過實時比較指令電流和檢測電流得到電流誤差，并將得到的電流誤差信號送給預(yù)先設(shè)定環(huán)寬的滯環(huán)比較器，通過與環(huán)寬值的比較得到變換器開關(guān)器件的控制脈沖信號，滯環(huán)電流控制器具備響應(yīng)快速、魯棒性好、簡單易行等優(yōu)點，但它存在開關(guān)頻率不固定、線路之間的電流相互影響、負載變化影響開關(guān)頻率等缺點?；赟VPWM的PI控制方法反應(yīng)速度慢，存在超調(diào)等缺點；單周期控制將調(diào)制技術(shù)與控制技術(shù)集一體，通過在每個開關(guān)周期內(nèi)來控制輸出變量的平均值與參考量之間相等或者成一定比例，來消除輸出量和參考量之間的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)誤差。單周期控制具響應(yīng)速度快、電路結(jié)構(gòu)簡易行、魯棒性好、抗電源擾動能力強等優(yōu)點。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對上述的問題與不足，本發(fā)明提出一種基于單相Vienna整流器的電流預(yù)測控制方法，盡可能的消除控制延時所帶來的誤差，改善控制延時對電流控制的影響，使電網(wǎng)電流的3次諧波和總諧波失真問題得到有效的解決。本發(fā)明對電流控制算法的T_S(k+2)時刻的電流方程進行改善，利用二階拉格朗日線性插值法將T_S(k+2)時刻的電流，用臨近兩個周期的電流表示。本發(fā)明將基于廣義二階積分器(SOGI)的鎖相環(huán)運用于單相Vienna整流器中，實現(xiàn)電流與電壓同相位，達到單位功率因素的目的，電壓外環(huán)采用傳統(tǒng)PI控制。

本發(fā)明采取的技術(shù)方案為：

一種基于單相Vienna整流器的電流預(yù)測控制方法，包括以下步驟：

步驟(1)：根據(jù)基爾霍夫定律及單相Vienna整流器的拓撲結(jié)構(gòu)推導(dǎo)單相整流器的電路方程及離散狀態(tài)方程；

步驟(2)：分別采集直流側(cè)電容電壓U_C1、U_C2，K時刻交流側(cè)電流i(k)及電源電壓U_s，將測得的直流側(cè)電壓U_C1、U_C2相加得到直流側(cè)總電壓U_dc，并將U_dc與直流側(cè)總電壓的參考值U_{dc_ref}相比較得到誤差信號，此誤差信號經(jīng)PI控制器得到參考電流幅值I^*；

步驟(3)：將步驟(2)中所采集的電源電壓U_s分別導(dǎo)入SOGI，經(jīng)SOGI得到第K個采樣時刻鎖相環(huán)產(chǎn)生的交流角度信息sin(θ)，并將此角度信息sin(θ)與步驟(2)中I^*一起導(dǎo)入到電流預(yù)測控制器模塊，得到T_S(K+1)時刻a,N兩點間的平均電壓

步驟(4)：采集此時的直流側(cè)電壓輸出信號U_dc、平衡電容信號及步驟(3)中一起導(dǎo)入到PWM控制器中，得出Vienna整流器的開關(guān)信號，并將此信號送到Vienna整流器。

步驟1中，U_S為電源電壓；i(t)為交流側(cè)輸入電流；U_aN為a,N兩點間電壓；R為交流側(cè)線路等效電阻；L為交流側(cè)電路等效電感。由于負載電阻阻抗遠遠大于線路輸入阻抗及Vienna裝置輸出阻抗，通常在分析Vienna裝置的數(shù)學(xué)模型時將負載支路等效為電流源，則在的單相等效電路，基于基爾霍夫定律，單相電路等效模型為：

設(shè)開關(guān)頻率足夠高，則電源電壓U_S及a,N兩點間電壓U_aN在一個開關(guān)周期時間段里是定值，在開關(guān)周期T_s(k)內(nèi)令其平均值分別為：和采用一階前向差分法對式(1)進行離散化處理，則單相離散系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型：

式中T_s(k)為第K時刻的開關(guān)周期時間；分別為第K時刻的電源電壓U_S及a,N兩點間電壓U_aN在開關(guān)周期T_s(k)內(nèi)的平均值；

步驟2中，U_C1、U_C2分別為直流側(cè)電容C₁、C₂的電壓值；U_dc為直流側(cè)總電壓值；U_{dc_ref}為直流側(cè)電壓的參考值；i(k)為K時刻交流側(cè)輸入電流值；U_s為電源電壓；I^*為電流給定的幅值；sin(θ)為第k個采樣周期的電流相位信息；根據(jù)單相Vienna的離散系統(tǒng)模型可知，由于系統(tǒng)中存在采樣延時、計算延時，T_S(K+1)時刻Vienna裝置的輸出電流值是由前一個周期或者前幾個周期的平均值所求得即控制信號是由前一次或前幾次采樣所得，則系統(tǒng)中至少存在一個采樣時間的延遲。推導(dǎo)減小預(yù)測誤差的電流預(yù)測控制方法，根據(jù)式(3)可知單相Vienna裝置的離散系統(tǒng)模型為：

由于T_s(k)時刻的實際電流i(k)存在電流誤差△i(k)，則在T_S(K+1)時刻的實際電流i(k+1)也必然存在與之類似的電流誤差△i(k+1)，因此T_S(K+1)時刻的實際電流可以表示為：

i(k+1)＝i^*(k+1)+△i(k+1) (5)

式中i^*(k+1)為T_S(k+1)時刻的參考電流值；為了實現(xiàn)減小預(yù)測電流的誤差值則要使T_S(K+1)時刻的電流誤差△i(k+1)等于零，將式(5)代入(4)中可得T(k)時刻a,N兩點的平均電壓可以表示為：

式中T_s(k)為一個開關(guān)周期時間；分別為電源電壓U_S及a,N兩點間電壓U_aN在開關(guān)周期T_s(k)內(nèi)的平均值；i^*(k+1)為T_S(K+1)時刻的參考電流值；

因為T_s(k)時刻也存在電流誤差△i(k)，所以實際電流i(k)可以表示為：

i(k)＝i^*(k)+△i(k) (7)

將式(7)代入式(6)中可得：

假設(shè)當(dāng)前時刻為T_s(k)，為了預(yù)測下一時刻T_S(K+1)的電流需要向后多預(yù)測一個采用周期使得△i(k+2)為零，因此由式(8)可得預(yù)測電壓的公式為：

因為無差預(yù)測時△i(k+1)等于零，因此式(9)可變成：

為求得T_S(K+1)時刻的預(yù)測參考電流需求T_S(K+1)時刻的電流i(k+1)、電源電壓及T_S(K+2)時刻的參考電流i^*(k+2)；

為預(yù)測電源電壓可采用線性外推預(yù)測法估計電源電壓。當(dāng)采樣周期遠遠小于電網(wǎng)周期時，假設(shè)電源電壓連續(xù)3個采樣時刻的采樣間隔相等，即：

U_s(k+1)-U_s(k)＝U_s(k)-U_s(k-1) (11)

平均電源電壓是前幾個采樣時刻電源電壓的線性外推，則T_S(K+1)時刻平均電源電壓的估計值可以表示為：

假設(shè)電源電壓連續(xù)4個采樣時刻的采樣間隔相等，則：

U_s(k+2)-U_s(k+1)＝U_s(k+1)-U_s(k)＝U_s(k)-U_s(k-1) (13)

則T_S(K+1)時刻平均電源電壓的估計值可以表示為：

當(dāng)預(yù)測T_s(k+2)時刻的參考電流i^*(k+2)時，由于拉格朗日插值法是線性插值運行，計算簡單且在一定的范圍內(nèi)有很高的精確度，本發(fā)明采用基于拉格朗日的插值方法來預(yù)測T_s(k+2)時刻的參考電流i^*(k+2)。

直流電壓側(cè)采用PI控制，求得T_s(k)及其之前時刻的參考電流幅值I^*，且U_S經(jīng)SOGI得第K個采樣時刻鎖相環(huán)產(chǎn)生的交流角度信息sin(θ)，T_s(k+2)時刻的參考電流i^*(k+2)由T_s(k-1)-T_s(k)時段的電流求得，n階離散表達式為：

i^*(k+2)＝a₀i^*(k)+a₁i^*(k-1)+...+a_ni^*(k-n) (15)

則n階預(yù)測公式：

經(jīng)過綜合計算比較分析并考慮控制的實時性，采用2階插值法來預(yù)測參考電流值：

i^*(k+2)＝6i^*(k)-8i^*(k-1)+3i^*(k-2) (17)

由于控制器的采樣延時，T_s(k+1)時刻的電流采樣值i_ca(k+1)存在一定量的誤差，可以采用該時刻的參考電流預(yù)測減去開關(guān)周期的平均電流誤差來得到：

i(k+1)＝i^*(k+1)-λ[i^*(k)-i(k)] (18)

式中i^*(k)＝I^*sin(θ+ω₀·T_S)為T_s(k)時刻的參考電流，θ為此時的角度信息，ω₀為電網(wǎng)頻率；

λ為平均因子，一般取值為0.5；根據(jù)式(17)可求得i^*(k+1)；

將式(14)、(17)、(18)代入式(10)中可得預(yù)測電壓表達式為：

步驟(3)中，U_C1、U_C2分別為直流側(cè)電容C₁、C₂的電壓值；分別為電源電壓U_S及為a,N兩點間電壓U_aN在開關(guān)周期T_s(k)內(nèi)的平均值；為減小電網(wǎng)的諧波污染及實現(xiàn)單位功率因素，需要使電網(wǎng)電流與電壓同相位，廣義二階積分器(second order generalized integrator,SOGI)的鎖相環(huán)應(yīng)用于單相Vienna整流器中，將步驟(2)中所采集的電源電壓U_S導(dǎo)入SOGI，經(jīng)SOGI得到第k個采樣時刻鎖相環(huán)產(chǎn)生的相位信息sin(θ),并將此相位信息sin(θ)與步驟(2)中經(jīng)PI控制器得到的參考電流幅值I^*導(dǎo)入到電流預(yù)測控制器中，得到T_s(k+1)時刻的平均電壓

步驟(4)中，U_C1、U_C2分別為直流側(cè)電容C₁、C₂的電壓值；分別為電源電壓U_S及a,N兩點間電壓U_aN在開關(guān)周期T_s(k)內(nèi)的平均值；根據(jù)單相項Vienna裝置電路原理圖可知，在Vienna的直流側(cè)有兩個電容C₁、C₂，當(dāng)Vienna裝置正常運行時分裂電容兩端電壓相等達到平衡，因此將直流側(cè)電容C₁、C₂的電壓值U_C1、U_C2做減法運算，則平衡電壓信號為：

△U_C＝U_C1-U_C2 (20)

PI控制簡單切足以滿足平衡需求，因此將△U_C經(jīng)PI控制器得到平衡信號，并將此平衡信號、直流側(cè)電壓輸出信號U_dc及預(yù)測電壓導(dǎo)入到PWM控制器中，PWM控制器產(chǎn)生開關(guān)管控制信號來控制單相Vienna裝置開關(guān)管動作。

本發(fā)明一種基于單相Vienna整流器的電流預(yù)測控制方法，有益效果如下：

本發(fā)明對電流預(yù)測控制算法的k+2時刻電流方程進行改進，采用2階插值法利用相鄰兩個時刻的電流值近似描敘k+1時刻電流值，使電流控制延時帶來的誤差在最大程度上被減小，同時本發(fā)明采用了SOGI鎖相技術(shù)，保證單位功率因數(shù)。本發(fā)明所提出的電流預(yù)測控制具有固定的開關(guān)頻率，且算法及系統(tǒng)結(jié)構(gòu)簡單易行，系統(tǒng)具有良好的穩(wěn)態(tài)性能和動態(tài)性能等優(yōu)點。

附圖說明

圖1為單相Vienna整流器電流預(yù)測控制流程框圖。

圖2為單相Vienna整流器主電路拓撲結(jié)構(gòu)圖。

圖3為Vienna的單相等效電路圖。

圖4為單相Vienna整流器控制策略框圖。

圖5為單相Vienna整流器的輸入側(cè)電流與電壓波形圖。

圖6為單相Vienna整流器的直流電壓波形與輸入側(cè)電流波形圖。

具體實施方式

下面結(jié)合實施例及附圖，對本發(fā)明做進一步地詳細說明，但本發(fā)明的實施方式不限于此。一種基于單相Vienna整流器的電流預(yù)測控制方法，包含如下步驟：

步驟(1)：根據(jù)基爾霍夫定律及單相Vienna整流器的拓撲結(jié)構(gòu)推導(dǎo)單相整流器的電路方程及離散狀態(tài)方程。

步驟(2)：分別采集直流側(cè)電容電壓U_C1、U_C2，K時刻交流側(cè)電流i(k)及電源電壓U_s，將測得的直流側(cè)電壓U_C1、U_C2做和運算得到直流側(cè)總電壓U_dc，并將U_dc與直流側(cè)總電壓的參考值U_{dc_ref}相比較得到誤差信號，此誤差信號經(jīng)PI控制器得到參考電流幅值I^*。

步驟(3)：將步驟(2)中所采集的電源電壓U_s分別導(dǎo)入SOGI，經(jīng)SOGI得到第K個采樣時刻鎖相環(huán)產(chǎn)生的交流角度信息sin(θ)；并將此角度信息sin(θ)與步驟(2)中I^*導(dǎo)入到電流預(yù)測控制器，得到T_s(k+1)時刻的平均電壓

步驟(4)：采集此時的直流側(cè)電壓輸出信號U_dc、平衡電容信號及步驟(3)中一起導(dǎo)入到PWM控制器中，得出Vienna整流器的開關(guān)信號，并將此信號送到Vienna整流器。圖2為單相Vienna整流器主電路拓撲結(jié)構(gòu)圖。圖中U_S＝220V為電源電壓；i(t)為交流側(cè)輸入電流；U_aN為a,N兩點間電壓；L＝0.004H為交流側(cè)電感值；R＝1Ω為負載電阻；C₁＝C₂＝470×10^-6F為直流側(cè)電容；開關(guān)周期為T_s＝5×10^-5s。

為簡化單相Vienna的系統(tǒng)設(shè)計，設(shè)開關(guān)處于理想狀態(tài)，忽略開關(guān)參數(shù)的影響；由于負載電阻阻抗遠遠大于線路輸入阻抗及Vienna裝置輸出阻抗，通常在分析Vienna裝置的數(shù)學(xué)模型時將負載支路等效為電流源，則在的單相等效電路，基于基爾霍夫定律，單相電路等效模型為：

設(shè)開關(guān)頻率足夠高，則電源電壓U_S及交流側(cè)電壓被箝位于直流母線中點的電壓U_aN在一個開關(guān)周期時間段里是定值，在開關(guān)周期T_s(k)內(nèi)令其平均值分別為：和采用一階前向差分法對上式進行離散化處理，則單相離散系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型：

式中T_s(k)為一個開關(guān)周期時間；分別為電源電壓U_S及為a,N兩點間電壓U_aN在開關(guān)周期T_s(k)內(nèi)的平均值。

圖3為Vienna的單相等效電路圖。由于負載電阻阻抗遠遠大于線路輸入阻抗及Vienna裝置輸出阻抗，通常在分析Vienna裝置的數(shù)學(xué)模型時將負載支路等效為電流源，則在的單相等效電路，基于基爾霍夫定律，單相電路等效模型為：

圖4為單相Vienna整流器控制策略框圖。分別檢測直流電容C₁、C₂的電壓U_C1、U_C2,先將U_C1、U_C2做和運算求出直流電容側(cè)的總電壓U_dc，并將其與預(yù)先設(shè)定好的參考電壓U_{dc_ref}相比較得到誤差信號，此誤差信號經(jīng)PI控制器得到電流給定幅值I^*；為減小電網(wǎng)的諧波污染及實現(xiàn)單位功率因素，需要使電網(wǎng)電流與電壓同相位，廣義二階積分器(second order generalized integrator,SOGI)的鎖相環(huán)應(yīng)用于單相Vienna整流器中，將所采集的電源電壓U_S導(dǎo)入SOGI，經(jīng)SOGI得到第k個采樣時刻鎖相環(huán)產(chǎn)生的角度信息sin(θ),并將此角度信息sin(θ)；預(yù)測T_S(k+1)時刻的電網(wǎng)電壓時，為減小系統(tǒng)誤差，電源電壓U_S經(jīng)前饋補償即用兩個采樣周期的電源電壓表示T_S(k+1)時刻的電網(wǎng)電壓；根據(jù)單相Vienna裝置電路原理圖可知，在Vienna的直流側(cè)有兩個電容C₁、C₂，當(dāng)Vienna裝置正常運行時要平衡分裂電容電壓值，因此將直流側(cè)電容C₁、C₂的電壓值U_C1、U_C2減法運算，則平衡電壓信號為：

△U_C＝U_C1-U_C2

PI控制簡單切足以滿足平衡需求，因此將△U_C經(jīng)PI控制器得到平衡信號，并將此平衡信號、直流側(cè)電壓輸出信號U_dc及預(yù)測電壓導(dǎo)入到PWM控制器中，PWM控制器產(chǎn)生開關(guān)管控制信號來控制單相Vienna裝置開關(guān)管動作。

圖5為單相Vienna整流器的輸入側(cè)電流與電壓波形圖。從圖5中可以看出，輸入側(cè)電流波形與電壓波形同相位，單相Vienna整流器工作在單位功率因數(shù)狀態(tài)；輸入側(cè)電流波形正弦度高，且波形平滑。

圖6為單相Vienna整流器的直流電壓波形與輸入側(cè)電流波形。從圖6中可以看出，單相Vienna整流器的直流側(cè)輸出電壓波形平滑，無明顯波動，穩(wěn)態(tài)效果好。

圖5和圖6的實驗結(jié)果表明：基于無差拍電流預(yù)測控制的單相Vienna整流器具有良好的輸入電流波形和輸出電壓波形，無差拍電流預(yù)測控制具有可行。