本發(fā)明涉及無速度傳感器測(cè)速技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法。

背景技術(shù)：

永磁同步電機(jī)(Permanent Magnet Synchronous Motor，簡(jiǎn)稱PMSM)具有功率密度高、能量轉(zhuǎn)換效率高、調(diào)速范圍廣、體積小、重量輕等優(yōu)點(diǎn)，在工業(yè)、民用、軍事等領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用。

永磁同步電機(jī)的控制需要獲得電機(jī)轉(zhuǎn)子的位置和速度信息，目前應(yīng)用比較普遍的位置傳感器包括光電編碼器、旋轉(zhuǎn)變壓器等裝置，而這些裝置的使用不但增加了系統(tǒng)的體積和成本，降低了系統(tǒng)的可靠性，也限制了永磁同步電機(jī)在特殊環(huán)境下的應(yīng)用，為解決機(jī)械傳感器帶來的諸多缺陷，無傳感器控制技術(shù)的研究已成為國內(nèi)外的研究熱點(diǎn)，并取得了一定成果，但還存在許多問題。最重要的是目前還沒有一種單一的無傳感器技術(shù)能夠適用于在各種運(yùn)行條件下有效地控制電機(jī)?，F(xiàn)有技術(shù)中，或適用于低速運(yùn)行，或適用于高速運(yùn)行，或受電機(jī)參數(shù)影響較大，或計(jì)算量很大、結(jié)構(gòu)復(fù)雜，或穩(wěn)定性不是很好。

在電機(jī)速度檢測(cè)過程中，機(jī)械傳感器存在很多難以解決的缺點(diǎn)。如：在一些特殊的工作環(huán)境下(高溫，高壓)，其提供的信息精度不值得信賴；同時(shí)使用機(jī)械傳感器使電機(jī)控制系統(tǒng)成本的增加、維護(hù)困難等。此外，因?yàn)槌Ｒ?guī)PI控制器一般都會(huì)存在一個(gè)問題——積分飽和。所謂積分飽和，是指系統(tǒng)存在一個(gè)方向的偏差時(shí)，PI控制器的積分環(huán)節(jié)不斷累加，最終到達(dá)控制器的限幅值，即使繼續(xù)積分作用，控制器輸出不變，所以出現(xiàn)了積分飽和。一旦系統(tǒng)出現(xiàn)反向偏差，控制器反向積分，控制器輸出逐漸從飽和區(qū)退出，退出的時(shí)間與之間積分飽和的深度有關(guān)。但是，在退飽和的時(shí)間內(nèi)，控制器輸出還是在限幅值，此時(shí)容易出現(xiàn)調(diào)節(jié)滯后，導(dǎo)致系統(tǒng)性能變差。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有的基于無速度傳感器的永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子角度、轉(zhuǎn)速估計(jì)方法存在的原理復(fù)雜、計(jì)算量大以及積分飽和的問題，現(xiàn)在特別提出一種具有較高動(dòng)態(tài)性能且易于工程實(shí)現(xiàn)的一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法，通過模糊控制器調(diào)整PI調(diào)節(jié)器的比例積分系數(shù)，以使PI調(diào)節(jié)器能在電機(jī)很寬的速度范圍內(nèi)都具有良好的動(dòng)穩(wěn)態(tài)性能。

為了達(dá)到上述發(fā)明目的，解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案如下：

一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法，包括以下步驟：

步驟1：交流永磁同步電機(jī)檢測(cè)輸出三相電流i_a、i_b和i_c；

步驟2：三相電流i_a、i_b和i_c經(jīng)過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相定子電流i_α和i_β；

步驟3：兩相定子電流i_α和i_β經(jīng)過Park變換，輸出兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q下的兩相電流i_d和i_q；

步驟4：將轉(zhuǎn)子參數(shù)估算模塊內(nèi)的全維觀測(cè)器中估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值乘以一常數(shù)得到估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n，并將估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n與實(shí)際的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n*進(jìn)行作差，差值通過模糊控制器PI調(diào)節(jié)后輸出參考轉(zhuǎn)矩

步驟5：將輸出參考轉(zhuǎn)矩通過最大轉(zhuǎn)矩電流比控制后得到q軸參考電流與步驟3中得到的電流i_q進(jìn)行作差，差值通過PI調(diào)節(jié)后輸出q軸參考電壓u_q；

步驟6：將輸出參考轉(zhuǎn)矩通過最大轉(zhuǎn)矩電流比控制后得到d軸參考電流與步驟3中得到的電流i_d進(jìn)行作差，差值通過PI調(diào)節(jié)后輸出d軸參考電壓u_d；

步驟7：將步驟5中輸出的q軸參考電壓u_q和步驟6中輸出的d軸參考電壓u_d經(jīng)過Park反變換，輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相控制電壓u_α和u_β；

步驟8：將步驟2中所得的兩相定子電流i_α和i_β、注入的旋轉(zhuǎn)兩相高頻電壓信號(hào)u_asi和u_βsi與交流永磁同步電機(jī)輸出的轉(zhuǎn)矩T_e一并輸入轉(zhuǎn)子參數(shù)估算模塊內(nèi)進(jìn)行估算處理，估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值和轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值

步驟9：將步驟7中的兩相控制電壓u_α和u_β與注入的旋轉(zhuǎn)兩相高頻電壓信號(hào)u_asi和u_βsi進(jìn)行疊加后進(jìn)行空間矢量調(diào)制，輸出PWM波形至逆變器，逆變器向永磁同步電機(jī)輸入三相電壓u_a、u_b和u_c，從而控制永磁同步電機(jī)。

進(jìn)一步的，在步驟4中，具體包括以下步驟：

步驟41：將估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n與實(shí)際的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速給定值n*進(jìn)行作差運(yùn)算得到精確值e，精確值e經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換后把模擬量轉(zhuǎn)換成數(shù)字量并送入模糊控制器；

步驟42：將步驟41中得到的數(shù)字量經(jīng)過模糊控制器模糊處理后輸出精確值u；

步驟43：將步驟42中的精確值u經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換后把數(shù)字量轉(zhuǎn)換為模擬量，并輸出參考轉(zhuǎn)矩

進(jìn)一步的，在步驟42中，具體包括以下步驟：

步驟421：將步驟41中的數(shù)字量經(jīng)過模糊量化處理，得到一模糊值e；

步驟422：將模糊值e結(jié)合模糊控制規(guī)則R根據(jù)推理合成規(guī)則進(jìn)行模糊決策，得到模糊控制量u，模糊值u＝e*R；

步驟423：將模糊值u進(jìn)行去模糊化處理，得到精確值u。

進(jìn)一步的，在步驟8中，具體包括以下步驟：

步驟81：將步驟2中所得的兩相定子電流i_α和i_β通過同步旋轉(zhuǎn)高通濾波器后，剩下的電流分量只包含高頻電流負(fù)序成分i_αi-in和i_βi-in；

步驟82：將步驟81得到的高頻電流負(fù)序成分i_αi-in和i_βi-in與外部注入的旋轉(zhuǎn)兩相高頻電壓信號(hào)u_asi和u_βsi一并作為外差法的輸入，然后用外差法得出轉(zhuǎn)子位置的誤差角度θ_e；

步驟83：將得到的誤差角度θ_e與交流永磁同步電機(jī)輸出的轉(zhuǎn)矩T_e一并輸入全維觀測(cè)器進(jìn)行估算處理，得到估計(jì)角度和估計(jì)速度

進(jìn)一步的，在步驟81中，具體包括以下步驟：

首先，建立交流永磁同步電機(jī)在兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中的數(shù)學(xué)模型：

u_βs＝R_Si_βs+Pψ_βs (1)

u_αs＝R_Si_αs+Pψ_αs (2)

式中，u_αs和u_βs為兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中電壓，R_s為定子電阻，i_αs和i_βs為兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中電流，P為微分算子，ψ_αs和ψ_βs代表定子磁鏈；

其中，磁鏈方程為：

其中：

式中，為平均電感，為調(diào)制電感，θ_r為d軸領(lǐng)先A相相軸的空間電角度，L_md、L_mq為阻尼繞組歸算到定子側(cè)的d、q分量，i_Q、i_D分別為歸算后的轉(zhuǎn)子交、直軸阻尼繞組電流，ψ_f代表轉(zhuǎn)子永磁磁鏈。

進(jìn)一步的，在步驟81中，通過同步旋轉(zhuǎn)高通濾波器后，剩下的電流分量只含高頻電流負(fù)序成分，其矢量表達(dá)式為：

式中，θ_r為d軸領(lǐng)先A相相軸的空間電角度，θ_i＝ω_it，ω_i代表該注入電壓信號(hào)的角頻率，θ_i代表該注入電壓信號(hào)的角度，i_in代表電流負(fù)序的幅值。

進(jìn)一步的，在步驟82中，注入的電壓信號(hào)：

式中，U_si代表在靜止坐標(biāo)系上注入高頻旋轉(zhuǎn)電壓的幅值，ω_i代表注入電壓信號(hào)u_αsi的角頻率；

載波信號(hào)注入后，電機(jī)坐標(biāo)下的電壓方程為：

式中，U_se代表正序電流幅值，ω_r代表轉(zhuǎn)子角頻率；

在此高頻電壓注入下，產(chǎn)生的電流將由三部分組成：第一部分是與注入的電壓旋轉(zhuǎn)方向相同的正序電流，第二部分是與旋轉(zhuǎn)電壓方向相反的負(fù)序電流，第三部分是由三相繞組不對(duì)稱產(chǎn)生的零序電流，電流響應(yīng)可以表示為：

其中，

式中，θ_r為d軸領(lǐng)先A相相軸的空間電角度，θ_i代表該注入電壓信號(hào)的角度，i_in代表電流負(fù)序的幅值，U_si代表在靜止坐標(biāo)系上注入高頻旋轉(zhuǎn)電壓的幅值，ω_i代表注入電壓信號(hào)的角頻率，L代表平均電感，ΔL代表空間調(diào)制電感；

從公式(8)中得出，只有高頻響應(yīng)電流的負(fù)序成分中含有轉(zhuǎn)子位置信息，通過濾波器將電源產(chǎn)生的頻率成分和正序電流分量濾除，然后用外差法得出轉(zhuǎn)子位置的誤差角度θ_e，再利用全維觀測(cè)器提取出轉(zhuǎn)子位置信息。

進(jìn)一步的，在步驟82中，將公式(9)中i_αi、i_βi分別乘以和然后作差：

式中，θ_r為d軸領(lǐng)先A相相軸的空間電角度，代表高頻電壓注入法獲得的轉(zhuǎn)子初判角，ω_i代表注入電壓信號(hào)的角頻率；

其中，第一項(xiàng)為含電流的高頻分量，第二項(xiàng)為僅含轉(zhuǎn)子位置的信息，通過低通濾波可得轉(zhuǎn)子位置的誤差信號(hào)，從而：

在角度誤差很小的情況下，

進(jìn)一步的，在步驟83中，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值通過以下公式求得：

交流永磁同步電機(jī)的運(yùn)動(dòng)方程可以表示為：

式中,J為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，T_L代表負(fù)載轉(zhuǎn)矩；

電機(jī)轉(zhuǎn)子在一個(gè)采樣周期T_s上的角位移公式是:

式中，t₀代表轉(zhuǎn)子開始時(shí)間，T代表轉(zhuǎn)子經(jīng)過時(shí)間；

采樣周期很短，上式表示為:

式中，ω_r代表轉(zhuǎn)子角速度；

由式(13)和(15)可以得到：

電機(jī)系統(tǒng)中負(fù)載變換緩慢，所以可認(rèn)為：

將式(13)、(16)及(17)改寫成矩陣形式:

式中，l₁、l₂和l₃三個(gè)表示的是在觀測(cè)器中的增益值；

通過極點(diǎn)配置的方式來設(shè)置合理的全維觀測(cè)器，離散化后的全維觀測(cè)器方程為：

進(jìn)一步的，在步驟8中，向兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中注入高頻旋轉(zhuǎn)電壓信號(hào)u_asi和u_βsi為：

u_asi＝v_sisinω_it (20)

u_βsi＝v_sicosω_it (21)

其中，v_si是注入的高頻電壓信號(hào)的幅值,ω_i為注入的高頻電壓信號(hào)的角頻率。

本發(fā)明由于采用以上技術(shù)方案，使之與現(xiàn)有技術(shù)相比，具有以下的優(yōu)點(diǎn)和積極效果：

1、本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法，對(duì)系統(tǒng)擾動(dòng)、參數(shù)攝動(dòng)等不確定性因素具有魯棒性，因此可以更好的實(shí)現(xiàn)永磁同步電機(jī)的無傳感器控制；

2、本發(fā)明所設(shè)計(jì)旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊控制相結(jié)合下，能及時(shí)并準(zhǔn)確的跟蹤電動(dòng)機(jī)的轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)角變化，具有快速性好，控制準(zhǔn)確性高，動(dòng)態(tài)性能好，魯棒性強(qiáng)的特點(diǎn)，而且所設(shè)計(jì)的觀測(cè)器無論在硬件和軟件上實(shí)施起來都較為方便，具有一定的實(shí)用性；

3、本發(fā)明通過采用觀測(cè)器實(shí)現(xiàn)狀態(tài)估計(jì)，顯著提高了轉(zhuǎn)子位置與速度的估計(jì)精確度；

4、本發(fā)明應(yīng)用模糊控制器調(diào)整PI調(diào)節(jié)器的比例積分系數(shù)，使PI自適應(yīng)調(diào)節(jié)器在電機(jī)很寬的速度范圍內(nèi)都有良好的動(dòng)穩(wěn)態(tài)性能，從而使觀測(cè)器在低速時(shí)可以抑制檢測(cè)的轉(zhuǎn)子位置角度的小幅振蕩，高速時(shí)減小其角度的相位延遲，提高了轉(zhuǎn)子位置的檢測(cè)精度；

5、本發(fā)明模糊控制的魯棒性強(qiáng)，干擾和參數(shù)變化對(duì)控制效果的影響被大大減弱，尤其適合于非線性、時(shí)變及純滯后系統(tǒng)的控制，模糊控制是基于啟發(fā)性的知識(shí)及語言決策規(guī)則設(shè)計(jì)的，這有利于模擬人工控制的過程和方法，增強(qiáng)控制系統(tǒng)的適應(yīng)能力，具有一定的智能水平，對(duì)那些數(shù)學(xué)模型難以獲取，動(dòng)態(tài)特性不易掌握或變化非常顯著的對(duì)象非常適用；

6、本發(fā)明具有低成本、控制算法簡(jiǎn)單、轉(zhuǎn)速及位置的估算速度及精度高等優(yōu)點(diǎn)。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案，下面將對(duì)實(shí)施例描述中所需要使用的附圖作簡(jiǎn)單的介紹。顯而易見，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實(shí)施例，對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。附圖中：

圖1是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法的整體流程圖；

圖2是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法中的模糊控制器結(jié)構(gòu)圖；

圖3是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法的步驟4的具體流程圖；

圖4是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法的步驟42的具體流程圖；

圖5是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法的步驟8的具體流程圖；

圖6是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法中e的隸屬函數(shù)圖；

圖7是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法中de的隸屬函數(shù)圖；

圖8是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法中du的隸屬函數(shù)圖；

圖9是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法的實(shí)際角度和估計(jì)角度仿真圖；

圖10是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法的轉(zhuǎn)角誤差圖。

具體實(shí)施方式

以下將結(jié)合本發(fā)明的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整的描述和討論，顯然，這里所描述的僅僅是本發(fā)明的一部分實(shí)例，并不是全部的實(shí)例，基于本發(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明的保護(hù)范圍。

如圖1所示，本發(fā)明公開了一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法，包括以下步驟：

步驟1：交流永磁同步電機(jī)檢測(cè)輸出三相電流i_a、i_b和i_c；

步驟2：三相電流i_a、i_b和i_c經(jīng)過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相定子電流i_α和i_β；

步驟3：兩相定子電流i_α和i_β經(jīng)過Park變換，輸出兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q下的兩相電流i_d和i_q；

步驟4：將轉(zhuǎn)子參數(shù)估算模塊內(nèi)的全維觀測(cè)器中估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值乘以一常數(shù)得到估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n，并將估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n與實(shí)際的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n*進(jìn)行作差，差值通過模糊控制器PI調(diào)節(jié)后輸出參考轉(zhuǎn)矩

步驟5：將輸出參考轉(zhuǎn)矩通過最大轉(zhuǎn)矩電流比控制后得到q軸參考電流與步驟3中得到的電流i_q進(jìn)行作差，差值通過PI調(diào)節(jié)后輸出q軸參考電壓u_q；

步驟6：將輸出參考轉(zhuǎn)矩通過最大轉(zhuǎn)矩電流比控制后得到d軸參考電流與步驟3中得到的電流i_d進(jìn)行作差，差值通過PI調(diào)節(jié)后輸出d軸參考電壓u_d；

步驟7：將步驟5中輸出的q軸參考電壓u_q和步驟6中輸出的d軸參考電壓u_d經(jīng)過Park反變換，輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相控制電壓u_α和u_β；

步驟8：將步驟2中所得的兩相定子電流i_α和i_β、注入的旋轉(zhuǎn)兩相高頻電壓信號(hào)u_asi和u_βsi與交流永磁同步電機(jī)輸出的轉(zhuǎn)矩T_e一并輸入轉(zhuǎn)子參數(shù)估算模塊內(nèi)進(jìn)行估算處理，估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值和轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)值

步驟9：將步驟7中的兩相控制電壓u_α和u_β與注入的旋轉(zhuǎn)兩相高頻電壓信號(hào)u_asi和u_βsi進(jìn)行疊加后進(jìn)行空間矢量調(diào)制，輸出PWM波形至逆變器，逆變器向永磁同步電機(jī)輸入三相電壓u_a、u_b和u_c，從而控制永磁同步電機(jī)。

具體的，在步驟2中，將三相電流I_a、I_b和I_c經(jīng)過Clark變換，輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相定子電流i_α和i_β具體涉及的換算公式如下：

在步驟3中，將兩相定子電流i_α和i_β經(jīng)過Park變換，輸出兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系d-q下的兩相電流I_d和I_q具體涉及的換算公式如下：

其中，為估算的轉(zhuǎn)子角。

在步驟4中，估算出轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值與估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n之間的關(guān)系為：

即，所述常數(shù)為9.55。

圖2是本發(fā)明中模糊控制系統(tǒng)框圖，給定值為實(shí)際的給定速度，與全維觀測(cè)器反饋的速度作差，得到了速度的差值即精確值e，精確值e經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換器把模擬量轉(zhuǎn)換成數(shù)字量，送入模糊控制器，經(jīng)過模糊控制器處理后輸出精確值u，精確值u經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)化器吧數(shù)字量轉(zhuǎn)換為模擬量。

其中，模糊控制器的控制規(guī)律由計(jì)算機(jī)的程序?qū)崿F(xiàn)，實(shí)現(xiàn)一步模糊控制算法的過程是：微機(jī)采樣獲取被控制對(duì)象的精確值，然后將此量與給定值比較得到誤差信號(hào)e；一般選誤差信號(hào)e作為模糊控制器的一個(gè)輸入量，把e的精確量進(jìn)行模糊量化變成模糊量，誤差e的模糊量可用相應(yīng)的模糊語言表示；從而得到誤差e的模糊語言集合的一個(gè)子集e(實(shí)際上是一個(gè)模糊向量)；再由模糊向量e和模糊控制規(guī)則R(模糊關(guān)系)根據(jù)推理的合成規(guī)則進(jìn)行模糊決策，得到模糊控制量u為u＝e·R。

式中u為一個(gè)模糊量；為了對(duì)被控對(duì)象(PMSM)施加精確的控制，還需要將模糊量u進(jìn)行去模糊化處理轉(zhuǎn)換為精確量：得到精確數(shù)字量后，經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換變?yōu)榫_的模擬量送給執(zhí)行機(jī)構(gòu)(包括PI調(diào)節(jié)器、Park反變換和空間矢量調(diào)制SVPWM)，對(duì)被控對(duì)象進(jìn)行一步控制；然后，進(jìn)行第二次采樣，完成第二步控制，這樣循環(huán)下去，就實(shí)現(xiàn)了被控對(duì)象的模糊控制。

本實(shí)施例中，結(jié)合圖2和圖3，在步驟4中，具體包括以下步驟：

步驟41：將估算的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速n與實(shí)際的轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速給定值n*進(jìn)行作差運(yùn)算得到精確值e，精確值e經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換后把模擬量轉(zhuǎn)換成數(shù)字量并送入模糊控制器；

步驟42：將步驟41中得到的數(shù)字量經(jīng)過模糊控制器模糊處理后輸出精確值u；

步驟43：將步驟42中的精確值u經(jīng)過D/A轉(zhuǎn)換后把數(shù)字量轉(zhuǎn)換為模擬量，并輸出參考轉(zhuǎn)矩

進(jìn)一步的，結(jié)合圖2和圖4，在步驟42中，具體包括以下步驟：

步驟421：將步驟41中的數(shù)字量經(jīng)過模糊量化處理，得到一模糊值e；

步驟422：將模糊值e結(jié)合模糊控制規(guī)則R根據(jù)推理合成規(guī)則進(jìn)行模糊決策，得到模糊控制量u，模糊值u＝e*R；

步驟423：將模糊值u進(jìn)行去模糊化處理，得到精確值u。

在步驟7中，將步驟5中輸出的q軸參考電壓u_q和步驟6中輸出的d軸參考電壓u_d經(jīng)過Park反變換，輸出兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β下的兩相控制電壓u_α和u_β具體涉及以下?lián)Q算公式：

其中，為估算的轉(zhuǎn)子角。

進(jìn)一步的，參考附圖5，在步驟8中，具體包括以下步驟：

步驟81：將步驟2中所得的兩相定子電流i_α和i_β通過同步旋轉(zhuǎn)高通濾波器后，剩下的電流分量只包含高頻電流負(fù)序成分i_αi-in和i_βi-in；

步驟82：將步驟81得到的高頻電流負(fù)序成分i_αi-in和i_βi-in與外部注入的旋轉(zhuǎn)兩相高頻電壓信號(hào)u_asi和u_βsi一并作為外差法的輸入，然后用外差法得出轉(zhuǎn)子位置的誤差角度θ_e；

步驟83：將得到的誤差角度θ_e與交流永磁同步電機(jī)輸出的轉(zhuǎn)矩T_e一并輸入全維觀測(cè)器進(jìn)行估算處理，得到估計(jì)角度和估計(jì)速度

進(jìn)一步的，在步驟81中，具體包括以下步驟：

首先，建立交流永磁同步電機(jī)在兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中的數(shù)學(xué)模型：

u_βs＝R_Si_βs+Pψ_βs (1)

u_αs＝R_Si_αs+Pψ_αs (2)

式中，u_αs和u_βs為兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中電壓，R_s為定子電阻，i_αs和i_βs為兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中電流，P為微分算子，ψ_αs和ψ_βs代表定子磁鏈；

其中，磁鏈方程為：

其中：

式中，為平均電感，為調(diào)制電感，θ_r為d軸領(lǐng)先A相相軸的空間電角度，L_md、L_mq為阻尼繞組歸算到定子側(cè)的d、q分量，i_Q、i_D分別為歸算后的轉(zhuǎn)子交、直軸阻尼繞組電流，ψ_f代表轉(zhuǎn)子永磁磁鏈。

進(jìn)一步的，在步驟81中，通過同步旋轉(zhuǎn)高通濾波器后，剩下的電流分量只含高頻電流負(fù)序成分，其矢量表達(dá)式為：

式中，θ_r為d軸領(lǐng)先A相相軸的空間電角度，θ_i＝ω_it，ω_i代表該注入電壓信號(hào)的角頻率，θ_i代表該注入電壓信號(hào)的角度，i_in代表電流負(fù)序的幅值。

進(jìn)一步的，在步驟82中，注入的電壓信號(hào)：

式中，U_si代表在靜止坐標(biāo)系上注入高頻旋轉(zhuǎn)電壓的幅值，ω_i代表注入電壓信號(hào)u_αsi的角頻率；

載波信號(hào)注入后，電機(jī)坐標(biāo)下的電壓方程為：

式中，U_se代表正序電流幅值，ω_r代表轉(zhuǎn)子角頻率；

在此高頻電壓注入下，產(chǎn)生的電流將由三部分組成：第一部分是與注入的電壓旋轉(zhuǎn)方向相同的正序電流，第二部分是與旋轉(zhuǎn)電壓方向相反的負(fù)序電流，第三部分是由三相繞組不對(duì)稱產(chǎn)生的零序電流，電流響應(yīng)可以表示為：

其中，

式中，θ_r為d軸領(lǐng)先A相相軸的空間電角度，θ_i代表該注入電壓信號(hào)的角頻率為ω_i，i_in代表電流負(fù)序的幅值，U_si代表在靜止坐標(biāo)系上注入高頻旋轉(zhuǎn)電壓的幅值，ω_i代表注入電壓信號(hào)的角頻率，L代表平均電感，ΔL代表空間調(diào)制電感；

從公式(8)中得出，只有高頻響應(yīng)電流的負(fù)序成分中含有轉(zhuǎn)子位置信息，通過濾波器將電源產(chǎn)生的頻率成分和正序電流分量濾除，然后用外差法得出轉(zhuǎn)子位置的誤差角度θ_e，再利用全維觀測(cè)器提取出轉(zhuǎn)子位置信息。

進(jìn)一步的，在步驟82中，將公式(9)中i_αi、i_βi分別乘以和然后作差：

式中，θ_r為d軸領(lǐng)先A相相軸的空間電角度，代表高頻電壓注入法獲得的轉(zhuǎn)子初判角，ω_i代表注入電壓信號(hào)的角頻率；

其中，第一項(xiàng)為含電流的高頻分量，第二項(xiàng)為僅含轉(zhuǎn)子位置的信息，通過低通濾波可得轉(zhuǎn)子位置的誤差信號(hào)，從而：

在角度誤差很小的情況下，

進(jìn)一步的，在步驟83中，轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的估計(jì)值通過以下公式求得：

交流永磁同步電機(jī)的運(yùn)動(dòng)方程可以表示為：

式中,J為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量，T_L代表負(fù)載轉(zhuǎn)矩；

電機(jī)轉(zhuǎn)子在一個(gè)采樣周期T_s上的角位移公式是:

式中，t₀代表轉(zhuǎn)子開始時(shí)間，T代表轉(zhuǎn)子經(jīng)過時(shí)間；

采樣周期很短，上式表示為:

式中，ω_r代表轉(zhuǎn)子角速度；

由式(13)和(15)可以得到：

電機(jī)系統(tǒng)中負(fù)載變換緩慢，所以可認(rèn)為：

將式(13)、(16)及(17)改寫成矩陣形式:

式中，l₁、l₂和l₃三個(gè)表示的是在觀測(cè)器中的增益值；

根據(jù)控制原理知識(shí)可知：系統(tǒng)穩(wěn)定的條件是系統(tǒng)閉環(huán)傳遞函數(shù)的所有零極點(diǎn)必須在s平面的左半平面。但又考慮到系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能的要求，通常取零極點(diǎn)遠(yuǎn)離虛軸。所以要綜合以上因素，可以通過極點(diǎn)配置的方式來設(shè)置合理的全維觀測(cè)器，離散化后的全維觀測(cè)器方程為：

進(jìn)一步的，在步驟8中，向兩相靜止直角坐標(biāo)系α-β中注入高頻旋轉(zhuǎn)電壓信號(hào)u_asi和u_βsi為：

u_asi＝v_sisinω_it (20)

u_βsi＝v_sicosω_it (21)

其中，v_si是注入的高頻電壓信號(hào)的幅值,ω_i為注入的高頻電壓信號(hào)的角頻率。

附圖6、圖7和圖8的所有模糊集合的論域選為[-1,1]。權(quán)衡控制精度和計(jì)算復(fù)雜度，模糊集合子元素選為7個(gè)，分別為NL、NM、NS、ZO、PS、PM、PL。量化因子K_e、K_i的選擇，實(shí)際中應(yīng)考慮性能需求以及e和de的變化情況，選取合理的調(diào)節(jié)范圍。假設(shè)e和de的論域范圍分別為[-m,m]和[-n,n]，其中滿足隸屬函數(shù)的選擇三角形和梯形隸屬函數(shù)，因?yàn)橄鄬?duì)而言選擇三角形和梯形隸屬函數(shù)控制器有較好的性能。推理和解模糊方法選擇MAMDANI模糊推理和重心解模糊法。

模糊規(guī)則庫通常是基于專家經(jīng)驗(yàn)或過程知識(shí)生成的控制規(guī)則集合。對(duì)于永磁同步電機(jī)調(diào)速系統(tǒng)，設(shè)計(jì)的模糊控制器是針對(duì)速度控制，所以控制規(guī)則也是基于速度響應(yīng)過程。

如果e>0、de<0，此時(shí)速度趨向給定值，應(yīng)該給以較小的控制器輸出；

如果e<0、de<0，此時(shí)出現(xiàn)速度超調(diào)，應(yīng)該盡快通過控制器抑制超調(diào)；

如果e<0、de>0，此時(shí)抑制起到作用，速度回歸給定值，控制器輸出應(yīng)該較?。?/p>

如果e>0、de>0，此時(shí)速度跟蹤不上給定，控制器應(yīng)該給以較大輸出。

圖9是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法的實(shí)際角度和估計(jì)角度仿真圖，虛線代表的是實(shí)際角度，實(shí)線代表的是估計(jì)的角度。從圖中可以看出本發(fā)明的轉(zhuǎn)子位置跟蹤效果很好，快速性好，角度得波形在1s時(shí)有所波動(dòng)，原因是在1s時(shí)負(fù)載轉(zhuǎn)矩從3N.m增加到5N.m，并且很快就穩(wěn)定。從整體看，實(shí)際角度和估計(jì)角度的波動(dòng)都比較小。

圖10是本發(fā)明一種基于旋轉(zhuǎn)高頻注入法和模糊PI控制的無速度傳感器控制方法的轉(zhuǎn)角誤差圖，該圖表示實(shí)際轉(zhuǎn)角與估計(jì)轉(zhuǎn)角之差，從圖中可以看出轉(zhuǎn)角誤差幾乎穩(wěn)定在-0.1到0.1之間，表明了轉(zhuǎn)角跟蹤效果好。

以上所述，僅為本發(fā)明較佳的具體實(shí)施方式，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到的變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)該以權(quán)利要求的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。