本發(fā)明涉及一種開關(guān)電源變換器的控制電路及控制方法，尤其是一種反激式開關(guān)電源變換器的控制電路及控制方法，屬于集成電路技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

反激式開關(guān)電源因其簡單的應(yīng)用結(jié)構(gòu)和低的成本而被廣泛應(yīng)用。在傳統(tǒng)的反激式開關(guān)電源中，通常采用光耦器件和TL431來隔離采樣次級側(cè)輸出電壓信號進行環(huán)路調(diào)制，這增加了系統(tǒng)成本。此外，隨輸出電流大小變化的電纜壓降通常較難補償。

為了降低反激式開關(guān)電源的系統(tǒng)成本和體積，采用初級側(cè)采樣調(diào)制的開關(guān)電源應(yīng)用越來越廣。在初級側(cè)調(diào)整中，通過次級線圈和輔助線圈的耦合關(guān)系，在變壓器退磁過程中，將次級線圈上的電壓信息傳遞到輔助線圈上，開關(guān)電源控制器在變壓器退磁階段采樣輔助線圈上的電壓，從而實現(xiàn)輸出電壓信號從次級側(cè)到初級側(cè)的隔離傳遞，這省去了光耦器件和TL431隔離采樣路徑，降低了電源系統(tǒng)成本及體積。此外，開關(guān)電源控制器可以根據(jù)采樣得到的電壓信號與基準電壓放大后的誤差量來計算輸出電流的大小，從而實現(xiàn)輸出電纜壓降的補償，并實現(xiàn)輸出電流的恒流控制。

然而，現(xiàn)有的初級側(cè)采樣調(diào)制的開關(guān)電源受限于恒流控制及次諧波振蕩等問題，只能工作在DCM模式，為滿足全電壓范圍內(nèi)空載條件下最小退磁時間的長度，這限制了初級側(cè)采樣調(diào)制開關(guān)電源的工作頻率，影響單位體積的開關(guān)電源功率密度。此外，相對于CCM模式，同等輸出功率條件下的DCM模式的初次級峰值電流較大，功率路徑的損耗較大，會影響開關(guān)電源的轉(zhuǎn)換效率。高功率密度是開關(guān)電源發(fā)展的必然趨勢。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是克服現(xiàn)有技術(shù)中存在的不足，提供一種開關(guān)電源變換器的控制電路及控制方法，能夠?qū)崿F(xiàn)初級側(cè)采樣反激式開關(guān)電源在CCM模式工作，并實現(xiàn)各種工作模式下恒壓恒流功能。

按照本發(fā)明提供的技術(shù)方案，所述開關(guān)電源變換器的控制電路，其特征是：所述開關(guān)電源變換器的控制電路包括輸出信號采樣保持模塊、誤差放大器、鋸齒信號發(fā)生器、PWM比較器、退磁檢測比較器、定時模塊、退磁時間保持迭代模塊、原級側(cè)中值電流采樣模塊、恒流計算模塊、峰值電流比較器、觸發(fā)器和驅(qū)動模塊；

所述輸出信號采樣保持模塊的輸入端連接變壓器輔助線圈N_AUX的采樣端，輸出信號采樣保持模塊的輸出端連接誤差放大器的第一輸入端，誤差放大器的第二輸入端連接第一基準電壓V_{th_EA}，誤差放大器的輸出信號V_COMP連接至PWM比較器的第一輸入端，PWM比較器的第二輸入端連接鋸齒信號，PWM比較器輸出PWM信號，PWM信號連接與門的第一輸入端，與門的第二輸入端連接退磁結(jié)束標志信號，與門的輸出端連接觸發(fā)器的S端，觸發(fā)器的R端連接功率管的關(guān)斷信號，觸發(fā)器的Q端連接驅(qū)動模塊的輸入端，驅(qū)動模塊輸出的ON信號連接功率管的柵極，功率管的源極連接采樣電阻的一端，采樣電阻的另一端接地，功率管的漏極連接變壓器初級線圈N_p；

所述鋸齒信號發(fā)生器的輸入端連接連接驅(qū)動模塊輸出的ON信號，鋸齒信號發(fā)生器輸出鋸齒信號連接至PWM比較器的第二輸入端；

所述退磁檢測比較器的第一輸入端連接變壓器反饋信號，退磁檢測比較器的第二輸入端連接第二基準電壓V_{th_Demag}，退磁檢測比較器的輸出端連接退磁時間保持迭代模塊的第一輸入端；

所述定時模塊的輸入端連接ON信號，定時模塊輸出端分別連接退磁時間保持迭代模塊的第二輸入端和D觸發(fā)器的CP端，D觸發(fā)器的D端連接退磁時間保持迭代模塊的輸出端，D觸發(fā)器的Q端連接至退磁時間保持迭代模塊；

所述退磁時間保持迭代模塊的第二輸入端連接ON信號，退磁時間保持迭代模塊輸出退磁結(jié)束標志信號；

所述原級側(cè)中值電流采樣模塊輸入端連接采樣電阻的第一端和功率管的源極，原級側(cè)中值電流采樣模塊的輸出端連接恒流計算模塊的第一輸入端，恒流計算模塊的第二輸入端連接ON信號，恒流計算模塊的第三輸入端連接退磁結(jié)束標志信號，恒流計算模塊的輸出端連接峰值電流閾值調(diào)整模塊的第一輸入端，峰值電流閾值調(diào)整模塊的第二輸入端連接誤差放大器的輸出信號V_COMP，峰值電流閾值調(diào)整模塊的輸出端連接峰值電流比較器的第一輸入端，峰值電流比較器的第二輸入端連接采樣電阻的第一端和功率管的源極，峰值電流比較器輸出功率管的關(guān)斷信號，連接至觸發(fā)器的R端。

進一步的，所述功率管采用MOS晶體管或雙極型晶體管。

進一步的，所述誤差放大器的輸出信號V_COMP連接電容的一端和補償模塊的一端，電容的另一端接地，補償模塊的另一端連接輸出信號采樣保持模塊的輸入端。

進一步的，所述開關(guān)電源包括變壓器的初級線圈N_p、次級線圈N_s和輔助線圈N_AUX，初級線圈N_p的一端連接交流整流后的電壓，初級線圈N_p的另一端連接功率管的漏極；次級線圈N_s的一端連接第一整流二極管的正極，第一整流二極管的負極分別連接濾波電容的第一端和負載的第一端，次級線圈N_s的另一端分別連接濾波電容的第二端和負載的第二端；輔助線圈N_AUX的一端分別連接第一電阻的第一端、第二整流二極管的正極，第二整流二極管的負極連接儲能電容的第一端，儲能電容的第二端接地，輔助線圈N_AUX的另一端連接第二電阻的第一端，第二電阻的第二端連接第一電阻的第二端，輔助線圈N_AUX的另一端接地；所述第一電阻的第二端和第二電阻的第二端為反饋信號的采樣端。

所述開關(guān)電源變換器的控制方法，其特征是：

包括輸出信號采樣保持模塊、誤差放大器、鋸齒信號發(fā)生器、PWM比較器、退磁檢測比較器、定時模塊、退磁時間保持迭代模塊、原級側(cè)中值電流采樣模塊、恒流計算模塊、峰值電流比較器、觸發(fā)器和驅(qū)動模塊；

所述輸出信號采樣保持模塊通過變壓器次級線圈和輔助線圈的耦合關(guān)系，在變壓器退磁階段，從輔助線圈采樣表示次級線圈電壓的反饋信號并保持；采樣信號與第一基準電壓經(jīng)過誤差放大器放大，誤差放大器的輸出與鋸齒信號進行調(diào)制，產(chǎn)生PWM信號控制功率管的導(dǎo)通；所述驅(qū)動模塊將PWM弱信號轉(zhuǎn)換為強信號，驅(qū)動功率管；

所述退磁檢測比較器通過反饋信號與第二基準電壓的大小關(guān)系，逐周期檢測實際退磁時間長度，其輸出信號被送入退磁時間保持迭代模塊進行計算；

所述峰值電流比較器通過比較功率管端采樣電阻的壓降和峰值電流閾值電壓，輸出高低電平信號來控制功率管的關(guān)斷；

所述峰值電流閾值電壓由誤差放大器的輸出和恒流控制模塊共同控制，在輸出空載或輕載條件下，將設(shè)置最小峰值電流閾值；

所述恒流控制模塊采樣初級側(cè)導(dǎo)通時間二分之一處的電壓，輸出恒流電流實現(xiàn)恒流控制；

所述定時模塊設(shè)定系統(tǒng)最高開關(guān)頻率，在一個開關(guān)周期內(nèi)，如果導(dǎo)通時加上退磁時間小于定時設(shè)定時間，則系統(tǒng)工作在DCM模式，如果導(dǎo)通時間加上退磁時間大于定時設(shè)定時間，則系統(tǒng)將自動調(diào)節(jié)退磁時間長短，使得導(dǎo)通時間加上退磁時間等于定時設(shè)定時間，系統(tǒng)進入CCM模式；

所述退磁時間保持迭代模塊保持上一次開關(guān)過程中退磁時間，并根據(jù)定時模塊和環(huán)路控制量迭代計算出下一次開關(guān)過程退磁時間長度并保持，當下一次退磁過程到達保持的退磁時間長度后，退磁時間保持迭代模塊將發(fā)出退磁結(jié)束信號；當退磁時間保持迭代模塊將發(fā)出退磁結(jié)束信號時，如果系統(tǒng)即刻進入下一次開關(guān)周期，則該退磁時間被用來迭代計算并保持；如果系統(tǒng)延時一段時間后進入下一次開關(guān)周期，則實際的退磁時間被用來迭代計算并保持；

當退磁時間保持迭代模塊保持的退磁時間長度小于變壓器次級側(cè)線圈退磁到零電流時間時，開關(guān)電源的工作模式將從DCM工作模式進入到CCM工作模式，此后的退磁時間將被逐周期迭代控制。

本發(fā)明所述開關(guān)電源變換器的控制電路及控制方法，可以使開關(guān)電源工作在CCM模式，并實現(xiàn)各種工作模式下恒壓恒流功能。開關(guān)電源的工作頻率與定時模塊的設(shè)置時間相關(guān)，簡化了高頻開關(guān)電源的系統(tǒng)設(shè)置。

附圖說明

圖1為初級側(cè)采樣調(diào)制的反激式開關(guān)電源的示意圖。

圖2為反激式開關(guān)電源系統(tǒng)的DCM控制機制示意圖。

圖3為本發(fā)明實施例中電源變換系統(tǒng)DCM、CCM控制電路圖。

圖4為本發(fā)明實施例中系統(tǒng)工作模式隨輸入線電壓變化的示意圖。

圖5本發(fā)明實施例中系統(tǒng)工作模式隨負載變化的示意圖。

圖6為本發(fā)明實施例中CCM模式開關(guān)控制的流程圖。

圖7為本發(fā)明實施例中電源變換系統(tǒng)恒流控制示意圖。

圖8為本發(fā)明另一個實施例的示意圖。

具體實施方式

下面結(jié)合具體附圖對本發(fā)明作進一步說明。

如圖1所示，為初級側(cè)采樣反激式開關(guān)電源系統(tǒng)100，該反激式開關(guān)電源系統(tǒng)100的輸出電壓信號在每個開關(guān)周期內(nèi)的退磁過程中被采樣，退磁過程結(jié)束后，才能根據(jù)采樣值進行下一次開關(guān)動作。在每一次觸發(fā)功率管N1開之前，變壓器退磁結(jié)束，初級線圈的電流為零，因此該反激式開關(guān)電源系統(tǒng)100工作在DCM模式。這種控制過程相對比較簡單，環(huán)路的恒流恒壓計算也可以簡化，但是這種模式會限制開關(guān)電源的工作頻率，影響電源系統(tǒng)的功率密度。根據(jù)伏秒平衡法則：

V_IN*T_ON＝N*V_OUT*T_OFF；

其中，V_IN表示初級側(cè)輸入電壓，T_ON表示次級勵磁時間，N表示初次級匝比，V_OUT表示次級側(cè)輸出電壓，T_OFF表示退磁時間。

如圖2所示，一個開關(guān)周期內(nèi)包括勵磁時間、退磁時間和死區(qū)時間，因此死區(qū)時間為零時是系統(tǒng)的最大工作頻率，表示為：

圖2中V_aux為輔助線圈N_AUX的電壓，I_pri為變壓器初級側(cè)電流，I_sec為次級側(cè)電流，T_ON為勵磁時間，T_Demag為退磁時間，T_DEAD為死區(qū)時間，Sample為退磁過程中的采樣信號。當輸入電壓比較低時，勵磁時間將增加導(dǎo)致工作頻率降低。為了抬高工作頻率，通常會采用降低退磁時間，對于DCM工作模式的系統(tǒng)，空載下的退磁時間會更短，而過短的退磁時間會造成采樣不穩(wěn)定，最終導(dǎo)致系統(tǒng)工作不穩(wěn)定。因此，為提高系統(tǒng)的工作頻率，需要降低重載下退磁時間，但又要維持輕載下有較長的退磁時間，這意味著電源系統(tǒng)在重載下需要進入CCM工作模式。

如圖3所示，為本發(fā)明實施例的作為恒壓(CV)恒流(CC)電源變換器的控制電路圖，開關(guān)電源包括變壓器的初級線圈N_p、次級線圈N_s和輔助線圈N_AUX，初級線圈N_p的一端連接交流整流后的電壓，初級線圈N_p的另一端連接功率管316的漏極；次級線圈N_s的一端連接第一整流二極管320的正極，第一整流二極管320的負極分別連接濾波電容322的第一端和負載324的第一端，次級線圈N_s的另一端分別連接濾波電容322的第二端和負載324的第二端；輔助線圈N_AUX的一端分別連接第一電阻340的第一端、第二整流二極管344的正極，第二整流二極管344的負極連接儲能電容345的第一端，儲能電容345的第二端接地，輔助線圈N_AUX的另一端連接第二電阻342的第一端，第二電阻342的第二端連接第一電阻340的第二端，輔助線圈N_AUX的另一端接地；所述第一電阻340的第二端和第二電阻342的第二端為反饋信號341的采樣端。

功率管316開啟后，初級線圈310勵磁，變壓器儲能；當功率管316關(guān)斷，存儲在變壓器中的能量通過次級線圈312和輔助線圈314釋放，次級線圈312能量通過第一整流二極管320整流及濾波電容322濾波儲能，完成初級到次級的能量傳遞，負載324作為次級的假負載，消耗開慶電源變換器空載工作狀態(tài)下從初級傳遞的過多能量，維持輸出電壓的穩(wěn)定；從輔助線圈314傳遞的能量一方面被第一電阻340和第二電阻342抽取，其抽取的信號341以倍數(shù)的關(guān)系反映次級輸出電壓；另一方面，輔助線圈314傳遞的能量通過第二整流二極管344整流和儲能電容345儲能，作為電源變換器控制電路的電壓偏置。

所述開關(guān)電源變換器的控制電路300包括輸出信號采樣保持模塊351、誤差放大器352、鋸齒信號發(fā)生器356、PWM比較器358、退磁檢測比較器372、定時模塊373、退磁時間保持迭代模塊374、原級側(cè)中值電流采樣模塊383、恒流計算模塊384、峰值電流比較器382、觸發(fā)器361和驅(qū)動模塊362。

其中，所述輸出信號采樣保持模塊351的輸入端連接變壓器輔助線圈N_AUX的采樣端，輸出信號采樣保持模塊351的輸出端連接誤差放大器352的第一輸入端，誤差放大器352的第二輸入端連接第一基準電壓V_{th_EA}，誤差放大器352的輸出信號V_COMP連接至PWM比較器358的第一輸入端，PWM比較器358的第二輸入端連接鋸齒信號，PWM比較器358輸出PWM信號控制功率管316的導(dǎo)通，PWM信號連接與門360的第一輸入端，與門360的第二輸入端連接退磁結(jié)束標志信號377，與門360的輸出端連接觸發(fā)器361的S端，觸發(fā)器361的R端連接功率管的關(guān)斷信號，觸發(fā)器361的Q端連接驅(qū)動模塊362的輸入端，驅(qū)動模塊362將PWM弱信號轉(zhuǎn)換為強信號，驅(qū)動模塊362輸出的ON信號連接功率管316的柵極，以驅(qū)動功率管316；所述功率管316的源極連接采樣電阻318的一端，采樣電阻318的另一端接地。所述誤差放大器352的輸出信號V_COMP連接電容355的一端和補償模塊357的一端，電容355的另一端接地，補償模塊357的另一端連接輸出信號采樣保持模塊351的輸入端，用于補償壓降。

所述鋸齒信號發(fā)生器356的輸入端連接連接驅(qū)動模塊326輸出的ON信號，鋸齒信號發(fā)生器356輸出鋸齒信號連接至PWM比較器358的第二輸入端。

所述退磁檢測比較器372的第一輸入端連接變壓器反饋信號341，退磁檢測比較器372的第二輸入端連接第二基準電壓V_{th_Demag}；所述退磁檢測比較器372通過反饋信號341和第二基準電壓V_{th_Demag}的大小關(guān)系，逐周期檢測實際退磁時間長度，退磁檢測比較器372的輸出端連接退磁時間保持迭代模塊374的第一輸入端。所述定時模塊373的輸入端連接驅(qū)動模塊326輸出的ON信號，定時模塊373輸出端分別連接退磁時間保持迭代模塊374的第二輸入端和D觸發(fā)器376的CP端，D觸發(fā)器376的D端連接退磁時間保持迭代模塊374的輸出端，D觸發(fā)器376的Q端連接至退磁時間保持迭代模塊374。所述退磁時間保持迭代模塊374的第二輸入端連接驅(qū)動模塊326輸出的ON信號，退磁時間保持迭代模塊374輸出退磁結(jié)束標志信號377，連接至與門360的第二輸入端。具體地：所述定時模塊373設(shè)定系統(tǒng)最高開關(guān)頻率，在一個開關(guān)周期內(nèi)，如果導(dǎo)通時加上退磁時間小于定時設(shè)定時間，則系統(tǒng)工作在DCM模式，如果導(dǎo)通時間加上退磁時間大于定時設(shè)定時間，則系統(tǒng)將自動調(diào)節(jié)退磁時間長短，使得導(dǎo)通時間加上退磁時間等于定時設(shè)定時間，系統(tǒng)也隨之進入CCM模式。即通過控制退磁時間的長度來實現(xiàn)系統(tǒng)DCM、CCM模式的控制。退磁時間保持迭代模塊374保持上一次開關(guān)過程中退磁時間，并根據(jù)定時模塊和環(huán)路控制量迭代計算出下一次開關(guān)過程退磁時間長度并保持，當下一次退磁過程到達保持的退磁時間長度后，退磁時間保持迭代模塊將發(fā)出退磁結(jié)束信號。當退磁時間保持迭代模塊將發(fā)出退磁結(jié)束信號時，如果系統(tǒng)即刻進入下一次開關(guān)周期，則該退磁時間被用來迭代計算并保持；如果系統(tǒng)延時一段時間后進入下一次開關(guān)周期，則實際的退磁時間被用來迭代計算并保持。當退磁時間保持迭代模塊374保持的退磁時間長度小于變壓器次級側(cè)線圈退磁到零電流時間時，開關(guān)電源的工作模式將從DCM工作模式進入到CCM工作模式，此后的退磁時間將被逐周期迭代控制。通過控制退磁時間的長短來實現(xiàn)系統(tǒng)DCM、CCM模式的控制。

所述原級側(cè)中值電流采樣模塊383輸入端連接采樣電阻318的第一端和功率管316的源極，原級側(cè)中值電流采樣模塊383的輸出端連接恒流計算模塊384的第一輸入端，恒流計算模塊384的第二輸入端連接ON信號，恒流計算模塊384的第三輸入端連接退磁結(jié)束標志信號377，恒流計算模塊384的輸出端連接峰值電流閾值調(diào)整模塊385的第一輸入端，峰值電流閾值調(diào)整模塊385的第二輸入端連接誤差放大器352的輸出信號V_COMP，峰值電流閾值調(diào)整模塊385的輸出端連接峰值電流比較器382的第一輸入端，峰值電流比較器382的第二輸入端連接采樣電阻318的第一端和功率管316的源極，峰值電流比較器382輸出功率管的關(guān)斷信號，連接至觸發(fā)器361的R端。具體地：恒流計算模塊384通過采樣初級側(cè)導(dǎo)通時間二分之一處的電壓，使其與本開關(guān)周期時間內(nèi)退磁時間的占比分量的乘積保持固定，并等于一個內(nèi)部基準電壓，則輸出電流的大小只與該基準電壓、采樣電阻和初次級匝比相關(guān)，從而實現(xiàn)恒流控制，該控制方法適用DCM、CCM等各工作模式。峰值電流閾值調(diào)整模塊385由誤差放大器352的輸出和恒流計算模塊384共同控制，在輸出空載或輕載條件下，將設(shè)置最小峰值電流閾值，一方面降低初次級能量的過多傳遞，另一方面保證退磁時間縮短后采樣的穩(wěn)定性。峰值電流比較器382通過比較功率管316管端采樣電阻318的壓降和峰值電流閾值電壓，輸出高低電平信號來控制功率管316的關(guān)斷。

本發(fā)明所述開關(guān)電源變換器的具體控制過程為：輸出信號采樣保持模塊351通過變壓器次級線圈N_s和輔助線圈N_AUX的耦合關(guān)系，在變壓器退磁階段，從輔助線圈N_AUX采樣表示次級線圈N_s電壓的反饋信號341并保持；采樣信號341與第一基準電壓V_{th_EA}經(jīng)過誤差放大器352放大，誤差放大器352的輸出信號V_COMP將作為調(diào)制信號控制電源變換器的開觸發(fā)條件、開關(guān)頻率、原級峰值電流閾值和線纜壓降補償?shù)?，實現(xiàn)V_COMP電壓的高低與電源轉(zhuǎn)換器輸出功率的線性對應(yīng)關(guān)系。此處，誤差放大器352的輸出信號V_COMP與鋸齒信號經(jīng)PWM比較器358進行調(diào)制，產(chǎn)生PWM信號控制功率管316的導(dǎo)通。

所述輸出信號采樣保持模塊351的采樣和保持動作每個開關(guān)周期完成一次。采樣信號與輸出電壓的對應(yīng)關(guān)系有下式所示；

V_FB＝k*V_AUX＝k*N*(V_OUT+V_D)；

其中，V_FB表示第一基準電壓V_{th_EA}，V_AUX表示輔助線圈N_AUX的電壓，V_D表示第一整流二極管320的電壓。

所述鋸齒信號發(fā)生器356的波形函數(shù)設(shè)定了高階函數(shù)曲線，對應(yīng)功率傳遞函數(shù)高階V_COMP系數(shù)，即實現(xiàn)輸出功率與V_COMP的一階線性關(guān)系。當ON信號為高電平時，功率管316打開，同時ON信號將復(fù)位鋸齒信號發(fā)生器356，當功率管采樣電阻318的電壓達到預(yù)設(shè)的基準電平時，觸發(fā)器361被復(fù)位，ON信號變成低電平，功率管316關(guān)斷。在本發(fā)明的一個具體實施例中，PWM比較器358的輸出作為高時功率管打開條件之一。

退磁檢測比較器372比較反饋信號341與第二基準電壓V_{th_Demag}，退磁檢測比較器372的輸出高電平脈寬長度表示為退磁時間，其退磁時間長度將被退磁時間保持迭代模塊374進行保持。

定時模塊373用來設(shè)定電源轉(zhuǎn)換器CCM工作時的開關(guān)頻率。在本發(fā)明的一個具體實施例中，在每一個開關(guān)周期內(nèi)，當ON信號從低電平變成高電平時開始記時，定時模塊373輸出一個低電平信號，記時時間達到一個固定設(shè)置的時間長度t_cont后，定時模塊373輸出一個高電平信號并維持，直到下一個新的開關(guān)周期。

退磁時間保持迭代模塊374比較本周期退磁時間t_dem與前一個周期退磁時間t`_dem的關(guān)系，并根據(jù)定時模塊373在完成t_cont記時后觸發(fā)D觸發(fā)器376的輸出信號進行迭代計算，并置位退磁結(jié)束標志信號377。在本發(fā)明的一個具體實施例中，退磁結(jié)束標志信號377為高時，表示本周期退磁結(jié)束，作為功率管316打開的第二個條件。

如圖4所示，為本發(fā)明實施例中系統(tǒng)工作模式隨輸入線電壓變化的示意圖。輸入線電壓410變化時，功率管開啟時間T_ON也隨之發(fā)生變化。滿足公式：

V_IN*T_ON＝L_P*ΔI_P；

其中，V_IN是輸入線電壓，T_ON是原級側(cè)功率管導(dǎo)通時間，L_P是變壓器原級側(cè)電感，ΔI_P是原級側(cè)電流變化量。根據(jù)公式，T_ON與V_IN呈反比關(guān)系，當輸入線電壓V_IN變小時，T_ON時間將變長，當T_ON+T_Demag>T_cont時，表示系統(tǒng)工作頻率下降，為了維持頻率不變，退磁時間保持和迭代組件374將根據(jù)T_ON+T_Demag與T_cont的大小關(guān)系增加或減少退磁時間，使得T_ON+T_Demag≈T_co_nt，則系統(tǒng)隨之進入CCM工作模式。

如圖4中450所示，在工作模式從DCM進入到CCM過程中，Δt時間逐漸縮短，最終會在一個設(shè)定時間內(nèi)正負變化。這個時間差量可以作為開關(guān)系統(tǒng)頻率動態(tài)變化量，能提高電源轉(zhuǎn)化系統(tǒng)的EMI性能，該時間差量可以通過退磁時間保持和迭代組件374的最小迭代步進設(shè)置。

如圖5所示，為本發(fā)明實施例中系統(tǒng)工作模式隨負載變化的示意圖，其中ILOAD為負載324的電流。當輸出功率變化時，T_ON與T_Demag將同時發(fā)生變化，類同上述討論，退磁時間保持和迭代模塊374逐周期改變T_Demag的時間量，使得T_ON+T_Demag與T_cont在設(shè)定的誤差范圍內(nèi)。

退磁時間保持和迭代模塊374的迭代計算過程分為幾個階段。

當(t_cont-t_ON)≥t_dem且(t_cont-t_ON)≥t`<sub>dem</sub>時，在本周期退磁結(jié)束后將t<sub>dem</sub>賦值給t`_dem，并置退磁結(jié)束標志；

當(t_cont-t_ON)>t_dem且(t_cont-t_ON)<t`<sub>dem</sub>時，在本周期退磁結(jié)束后將t<sub>dem</sub>賦值給t`_dem，并置退磁結(jié)束標志；

當(t_cont-t_ON)<t_dem且(t_cont-t_ON)>t`<sub>dem</sub>時，在本周期退磁過程到達t`_dem時，退磁時間保持和迭代組件374輸出高電平，在本周期退磁過程到達t_cont時，置退磁結(jié)束標志，并將t`<sub>dem</sub>+Δt`_dem賦值給t`<sub>dem</sub>，在本發(fā)明的一個具體實施例中，Δt`_dem表示迭代計算最小步進。

當(t_cont-t_ON)<t_dem且(t_cont-t_ON)<t`<sub>dem</sub>時，在本周期退磁過程到達t<sub>cont</sub>時，退磁時間保持和迭代模塊374輸出保持低電平，在本周期退磁過程到達t`_dem時，置退磁結(jié)束標志，并將t`<sub>dem</sub>-Δt`_dem賦值給t`_dem。

如圖6所示，為電源變換系統(tǒng)300中的CCM模式開關(guān)控制的流程圖。該示圖僅僅是示例，本領(lǐng)域技術(shù)人員將認識到許多變體、修改或替換。

CCM模式開關(guān)控制至少包括：

步驟610：用于控制開關(guān)動作的環(huán)路控制信號導(dǎo)通條件滿足；

步驟620：功率管導(dǎo)通；同時進行步驟630和步驟650；

步驟630：恒流及峰值電流設(shè)定；步驟650：定時；

步驟640：功率管關(guān)斷；

步驟660：退磁過程；

步驟670：判斷導(dǎo)通和退磁時間是否大于設(shè)定的定時時間；

如大于定時時間，則進行步驟690：退磁過程到達上一次退磁時間，結(jié)束本次退磁時間迭代后保存；

如否則進行步驟680：退磁結(jié)束。

在本發(fā)明的一個具體實施例中，當PWM比較器358輸出的PWM信號和退磁結(jié)束標志信號377同時為高電平時，產(chǎn)生功率管開啟信號，該信號被送入觸發(fā)器361進行鎖存，直到功率管關(guān)斷信號到來時被復(fù)位。再此階段內(nèi)，功率管處于導(dǎo)通狀態(tài)。

功率管的關(guān)斷信號由峰值電流比較器382產(chǎn)生。在功率管導(dǎo)通階段，當原級側(cè)流過的電流在采樣電阻318產(chǎn)生的壓降大于峰值電流閾值調(diào)整模塊385設(shè)定的閾值時，峰值電流比較器382產(chǎn)生高電平脈沖，復(fù)位觸發(fā)器361，原級側(cè)功率管關(guān)斷，此后電源系統(tǒng)進入退磁階段。

峰值電流閾值調(diào)整模塊385的閾值電壓由誤差放大器352的輸出及恒流計算模塊384設(shè)置。在本發(fā)明的一個具體實施例中，電流閾值與V_COMP呈線性對應(yīng)關(guān)系，當輸出功率減小時，V_COMP電壓降低，電流閾值降低；當輸出功率增加時，V_COMP電壓升高，電流閾值升高；電流閾值的低門限需滿足電源轉(zhuǎn)換器空載條件下系統(tǒng)采樣的穩(wěn)定性，而電流閾值的高門限由恒流計算模塊384來控制。

原級側(cè)中值電流采樣模塊383和恒流計算模塊384構(gòu)成恒流閾值控制環(huán)路，根據(jù)輸出電流公式：

I_S＝N*I_P；

其中，I_S1和I_S0為退磁開始和結(jié)束時刻的次級電流，T_DEM為退磁時間，T_SW為開關(guān)周期，N為匝數(shù)比，I_P1和I_P0為原級側(cè)峰值電流和初始電流，R_CS為原級側(cè)電流采樣電阻，V_CSmid為1/2導(dǎo)通時刻的采樣電阻R_CS的壓降，具體如圖7所示。將設(shè)為與內(nèi)部基準相等時，即滿足DCM和CCM輸出恒流控制，次級輸出恒流值只與基準電壓、匝比及原級側(cè)采樣電阻相關(guān)。原級側(cè)中值電流采樣模塊383用以采樣1/2導(dǎo)通時刻的采樣電阻R_CS的壓降，與開關(guān)周期和退磁時間組合運算，限定電流閾值的高門限。

如上面討論并且在此進一步強調(diào)的，圖3僅僅是示例，其不應(yīng)當不當?shù)叵拗茩?quán)利要求的范圍。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認識到許多變體、修改或替換。例如，功率管316采用的MOS晶體管可由雙極型晶體管816替代，如圖8所示。