本發(fā)明涉及隔離式開關(guān)電源變換器，尤其涉及一種提高原邊反饋反激電源在恒壓狀態(tài)下的數(shù)字采樣方法，適用于大功率工作時(shí)的原邊反饋反激電源。

背景技術(shù)：

隨著家用電子設(shè)備的迅猛發(fā)展，對高效電源的需求也日益提高，引起了AC-DC電源變換器的快速發(fā)展。電子設(shè)備的發(fā)展對于AC-DC電源變換器提出了新的指標(biāo)，設(shè)備的能耗和控制精度成為當(dāng)前電源產(chǎn)業(yè)的關(guān)注點(diǎn)。在電源設(shè)計(jì)領(lǐng)域，反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由于結(jié)構(gòu)簡單，成本低，寬輸入范圍等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于電源變換器。隨著反激電源輸出功率的提高，大功率下反激電源恒壓模式下的采樣問題逐漸凸顯出來。首先，在大功率下必須引入CCM(電流連續(xù)模式)，而傳統(tǒng)的CCM模式下的采樣多采用ADC定點(diǎn)采樣與參考電壓調(diào)整相結(jié)合的策略，這種模擬的采樣方式負(fù)載調(diào)整率較大，反應(yīng)速度慢，成本高，存在漂移，且不靈活。其次，現(xiàn)有的大功率下DCM(電流斷續(xù)模式)模式的采樣方式多采用數(shù)字雙線采樣策略，由于大功率下原邊輔助繞組波形的斜坡平緩、而拐點(diǎn)后的波形過于陡直，導(dǎo)致采樣的斜率條件不理想，可調(diào)范圍窄，精度不高。

參看圖1，所示為現(xiàn)有技術(shù)中一種常見的采用雙線采樣策略的原邊反饋反激式電源變換器。所述的開關(guān)電源變換器首先采集原邊輔助繞組經(jīng)過電阻分壓后的電壓波形Vsense，再將此電壓波形與有固定壓差的Vref1(參考電壓1)和Vref2(參考電壓2)結(jié)合比較器進(jìn)行比較，計(jì)算得到對應(yīng)的間隙時(shí)間t_gap，通過與參考值t_ref比對得到誤差值，再通過控制模塊進(jìn)行修正，最終采樣得到拐點(diǎn)電壓值。

如圖2，在低電壓低功率的DCM狀態(tài)采樣情況下，圖2所示的采樣策略方便適用。利用拐點(diǎn)位置的特殊性，通過設(shè)定雙線間隙壓差，在拐點(diǎn)前后由于采樣波形斜率不同，能夠采樣到間隙時(shí)間的差別，從而上下移動(dòng)雙線，保持始終在拐點(diǎn)位置附近，而拐點(diǎn)處在DCM狀態(tài)下能精確得到輸出電壓值，因此方案合適。但在高電壓大功率情況下，該采樣策略不再適用。如圖3，所示為高電壓大功率情況下，DCM模式下采用雙線采樣策略的波形圖。此時(shí)采樣波形平緩、斜率小，而拐點(diǎn)之后波形陡直，斜率很大，雙線采樣策略的斜率條件不理想，導(dǎo)致采樣精度不高、拐點(diǎn)跟隨效果差，導(dǎo)致系統(tǒng)的閉環(huán)穩(wěn)定性和穩(wěn)壓性能差。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有的高電壓大功率情況下，反激電源在恒壓狀態(tài)下采樣精度差的缺陷，本發(fā)明提供了一種提高原邊反饋反激電源在恒壓狀態(tài)下的數(shù)字采樣方法，通過分析影響采樣精度的因素，在DCM工作模式下用鋸齒波進(jìn)行采樣；在CCM工作模式下用單斜坡數(shù)字波進(jìn)行采樣并結(jié)合參考電壓調(diào)整，通過插入DCM周期，不斷更新CCM模式下的參考電壓，提高了大功率反激電源恒壓下的采樣精度和恒壓特性。通過最終仿真和測試、比較發(fā)現(xiàn)，能夠得到恒壓精度為±2％的效果，從而提高了大功率下反激式變換器的恒壓特性，進(jìn)一步擴(kuò)大了原邊反饋反激式開關(guān)電源在大功率下的應(yīng)用。

為實(shí)現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明采用以下技術(shù)方案：一種提高原邊反饋反激電源大功率工作恒壓采樣精度的方法，其特征在于：在原邊反饋主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下，設(shè)置信息采集模塊、模式判斷模塊、數(shù)字斜坡發(fā)生模塊、比較器模塊、斜坡采樣模塊及參考電壓調(diào)整模塊與被控的開關(guān)電源構(gòu)成閉環(huán)系統(tǒng)。信息采集模塊對原邊輔助繞組上的電阻分壓進(jìn)行信息采集；模式判斷模塊根據(jù)信息采集模塊采集到的輔助繞組上的電壓波形信息進(jìn)行模式判斷，判斷出當(dāng)前系統(tǒng)工作在DCM模式還是CCM模式；數(shù)字斜坡發(fā)生模塊根據(jù)模式判斷模塊判斷出的不同的工作模式產(chǎn)生相應(yīng)的數(shù)字斜坡，DCM模式下產(chǎn)生鋸齒波，CCM模式下產(chǎn)生單斜坡數(shù)字波；比較器模塊將信息采集模塊采集到的輔助繞組上的電壓波形Vsense和數(shù)字斜坡發(fā)生模塊產(chǎn)生的數(shù)字斜坡進(jìn)行比較，并將比較過后得到的方波信息傳送到斜坡采樣模塊。斜坡采樣模塊根據(jù)比較器模塊、模式判斷模塊以及信息采集模塊輸出的信息，在不同的工作模式下采用相對應(yīng)的方法進(jìn)行采樣，得到高精度的采樣值；并在CCM模式下將采樣值傳送到參考電壓調(diào)整模塊，CCM模式下，參考電壓調(diào)整模塊通過插入DCM周期，不斷更新CCM模式下的參考電壓。最終通過驅(qū)動(dòng)模塊得到調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)管的PWM波形，實(shí)現(xiàn)恒壓輸出。

包括以下步驟：

1)信息采集模塊對原邊輔助繞組上的電阻分壓進(jìn)行信息采集，得到電阻分壓后的電壓波形Vsense；

2)模式判斷模塊接收由信息采集模塊采集到的電壓波形，判斷系統(tǒng)的工作模式：若輸出電壓大于設(shè)定的參考值，說明系統(tǒng)工作在CCM模式，否則認(rèn)為系統(tǒng)工作在DCM模式；

3)數(shù)字斜坡發(fā)生模塊接收模式判斷模塊發(fā)出的模式信息，根據(jù)系統(tǒng)當(dāng)下的工作模式產(chǎn)生相應(yīng)的數(shù)字斜坡：DCM模式下產(chǎn)生鋸齒波；CCM模式下產(chǎn)生單斜坡數(shù)字波：

4)比較器模塊接收信息采集模塊輸出的電壓波形Vsense和數(shù)字斜坡發(fā)生模塊輸出的數(shù)字斜坡，利用比較器進(jìn)行比較，電壓波形Vsense接比較器“+”端，數(shù)字斜坡接比較器“—”端，比較后得到方波，將方波輸出；

5)斜坡采樣模塊接收比較器模塊輸出的比較信息和信息采集模塊輸出的電壓波形Vsense信息以及模式判斷模塊輸出的模式判斷信息，得到當(dāng)前的采樣值；

DCM模式下，電壓波形Vsense的拐點(diǎn)值最能夠精確地反映出當(dāng)前的輸出電壓值，采樣時(shí)要爭取得到電壓波形Vsense的拐點(diǎn)值，因此，取鋸齒波上升沿與電壓波形Vsense的交點(diǎn)中最靠近電壓波形Vsense拐點(diǎn)位置的交點(diǎn)值為采樣值，進(jìn)而得到當(dāng)前的輸出電壓值；

CCM模式下，取單斜坡數(shù)字波與電壓波形Vsense的唯一交點(diǎn)值為采樣值，進(jìn)而得到當(dāng)前的輸出電壓值；

6)參考電壓調(diào)整模塊在CCM模式下，接收斜坡采樣模塊輸出的采樣值信息，將插入的DCM周期的采樣值與設(shè)定的參考值進(jìn)行對比，根據(jù)所得的誤差對當(dāng)下CCM模式的參考電壓值進(jìn)行調(diào)整；

7)參考電壓調(diào)整模塊通過驅(qū)動(dòng)模塊輸出調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)的Duty波形。

本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)及顯著效果：大功率下傳統(tǒng)的DCM多采用數(shù)字逼近式采樣策略，采樣精度低。傳統(tǒng)的CCM多采用ADC定點(diǎn)采樣策略，成本高、反應(yīng)慢、可調(diào)性差、存在漂移，受環(huán)境因素影響大。本發(fā)明針對大功率下原邊反饋反激電源傳統(tǒng)的恒壓采樣策略存在的缺陷，放棄傳統(tǒng)的模擬方式的CCM(電流連續(xù)模式)定點(diǎn)采樣策略和數(shù)字逼近式的DCM(電流斷續(xù)模式)采樣策略，提出一種數(shù)字斜坡采樣方法，結(jié)合比較器，在DCM工作模式下用鋸齒波進(jìn)行采樣；在CCM工作模式下用單斜坡數(shù)字波進(jìn)行采樣，并與參考電壓調(diào)整有機(jī)結(jié)合，結(jié)合參考電壓調(diào)整，通過插入DCM周期，不斷更新CCM模式下的參考電壓，提高了采樣精度和恒壓特性。本發(fā)明采用的數(shù)字采樣策略，速度快且非常靈活，有效地提高了采樣精度，能夠得到恒壓精度為±2％的效果，從而提高了大功率下原邊反饋反激變換器的恒壓特性。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術(shù)中一種常見的原邊反饋反激式電源變換器的系統(tǒng)圖；

圖2為現(xiàn)有技術(shù)中一種常見的低功率反激電源恒壓下DCM雙線采樣策略波形圖；

圖3為現(xiàn)有技術(shù)中一種常見的大功率反激電源恒壓下DCM雙線采樣策略波形圖；

圖4為本發(fā)明原邊反饋反激電源大功率工作時(shí)恒壓采樣的整體實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)圖；

圖5為本發(fā)明中DCM模式下數(shù)字采樣的關(guān)鍵波形圖；

圖6為本發(fā)明中CCM模式下數(shù)字采樣的關(guān)鍵波形圖；

圖7為本發(fā)明中CCM模式下參考電壓調(diào)整的關(guān)鍵波形圖；

圖8為本發(fā)明數(shù)字采樣策略的整體流程圖。

具體實(shí)施方式

從以下討論應(yīng)當(dāng)注意的是，這里所公開的結(jié)構(gòu)和方法的可替換實(shí)施例將容易被識(shí)別為在不背離本公開的原則的情況下可能被利用的可行的替換物。

現(xiàn)在將詳細(xì)參考本公開的若干實(shí)施例，其示例在附圖中進(jìn)行圖示。注意到，只要可行，可以在圖中使用相似或相同附圖標(biāo)記并且其可以指示相似或相同的功能。附圖僅出于說明的目的描繪本公開的實(shí)施例。本領(lǐng)域技術(shù)人員從以下描述將會(huì)容易地認(rèn)識(shí)到，并不背離這里所描述實(shí)施例的原則的情況下可以采用這里所圖示的結(jié)構(gòu)和方法的可替換實(shí)施例。

下面將結(jié)合附圖和實(shí)施例，對本發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整的描述。

如圖1，給出了反激式電源的主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和采樣模塊的結(jié)構(gòu)圖。首先采集原邊輔助繞組經(jīng)過電阻分壓后的電壓波形，再將此電壓波形與固定壓差的Vref1(參考電壓1)和Vref2(參考電壓2)通過比較器進(jìn)行比較，將兩組比較器的輸出信號(hào)輸入到時(shí)間計(jì)算模塊，進(jìn)而得到間隙時(shí)間t_gap；再將t_gap輸入到誤差產(chǎn)生模塊，通過與間隙時(shí)間的參考值Δt_ref比對得到誤差值，再由控制模塊進(jìn)行誤差修正，輸出修正后的Vref1(參考電壓1)和Vref2(參考電壓2)，同時(shí)計(jì)算得到所需的原邊峰值限定電壓Vpeak以及開關(guān)周期Ts，最終由驅(qū)動(dòng)模塊得到調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)的PWM波形，從而實(shí)現(xiàn)恒壓輸出的目的。

圖2為現(xiàn)有技術(shù)中一種常見的低功率反激電源恒壓下DCM雙線采樣策略波形圖。利用拐點(diǎn)位置的特殊性，設(shè)定雙線Vref1(參考電壓1)和Vref2(參考電壓2)之間的間隙壓差Vgap，在拐點(diǎn)前后由于采樣波形斜率不同，因而能夠采樣到間隙時(shí)間Tgap，從而上下移動(dòng)雙線，使雙線保持始終在拐點(diǎn)位置附近，而拐點(diǎn)處在DCM狀態(tài)下能精確得到輸出電壓值，因而在低功率下該采樣策略十分適用。

圖3為現(xiàn)有技術(shù)中一種常見的大功率反激電源恒壓下DCM雙線采樣策略波形圖。與圖2所示低功率下的情況相比，大功率下的電壓波形平緩、斜率小，而拐點(diǎn)之后波形陡直，斜率很大，雙線采樣策略的斜率條件不理想，從而導(dǎo)致采樣精度不高、拐點(diǎn)跟隨效果差，致使系統(tǒng)的閉環(huán)穩(wěn)定性和穩(wěn)壓性能差。

圖4為本發(fā)明原邊反饋反激電源大功率工作時(shí)恒壓采樣的整體實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)圖。在原邊反饋主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下，信息采集模塊對原邊輔助繞組上的電阻分壓進(jìn)行信息采集，模式判斷模塊利用采集到的電壓波形信息進(jìn)行模式判斷，判斷出當(dāng)前系統(tǒng)工作在DCM模式還是CCM模式；數(shù)字斜坡發(fā)生模塊根據(jù)不同的工作模式產(chǎn)生相應(yīng)的數(shù)字斜坡，DCM模式下產(chǎn)生鋸齒波，CCM模式下產(chǎn)生單斜坡數(shù)字波；比較器模塊將電壓波形和數(shù)字斜坡進(jìn)行比較，并將比較過后得到的信息傳送到斜坡采樣模塊；斜坡采樣模塊根據(jù)比較器模塊、模式判斷模塊以及信息采集模塊提供的信息，在不同的工作模式下采用相對應(yīng)的方法進(jìn)行采樣，得到高精度的采樣值，并將采樣值傳送到參考電壓調(diào)整模塊；CCM模式下，參考電壓調(diào)整模塊通過插入DCM周期，不斷更新CCM模式下的參考電壓，提高采樣精度和恒壓特性。最終通過驅(qū)動(dòng)模塊得到調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)管的PWM波形，實(shí)現(xiàn)恒壓輸出。

如圖5，針對采樣波形在拐點(diǎn)前斜率小和在拐點(diǎn)后波形陡直、斜率很大的問題，提出一種數(shù)字斜坡采樣策略。DCM模式下，Vsense的拐點(diǎn)值最能夠精確地反映出當(dāng)前的輸出電壓值，因而采樣時(shí)要盡可能得到Vsense的拐點(diǎn)值。所以，DCM模式下取鋸齒波上升沿與原邊輔助繞組電壓波形Vsense的交點(diǎn)中最靠近Vsense拐點(diǎn)位置的交點(diǎn)值為采樣值。

利用圖4中的數(shù)字斜坡發(fā)生模塊產(chǎn)生一個(gè)如圖5所示的逐級(jí)遞減的鋸齒波，鋸齒波的幅度ΔV是固定的。電壓波形Vsense接比較器“+”端，數(shù)字斜坡接比較器“—”端，鋸齒波在上升過程中會(huì)與Vsense的波形有交點(diǎn)，鋸齒波與Vsense的每一個(gè)交點(diǎn)都會(huì)引起比較器輸出值Vref_comp的跳變，鋸齒波的上升沿與Vsense的交點(diǎn)令比較器輸出值Vref_comp由0變?yōu)?，鋸齒波的下降沿與Vsense的交點(diǎn)令比較器輸出值Vref_comp由1變?yōu)?。根據(jù)比較器的輸出0→1的跳變沿可以捕捉到鋸齒波的上升沿與Vsense的交點(diǎn)，并將各交點(diǎn)值保存在寄存器中，V[1]為第一個(gè)交點(diǎn)的值，V[2]為第二個(gè)交點(diǎn)的值，依次類推，V[n]為最后一個(gè)交點(diǎn)的值。

采樣開始后，在比較器的輸出值Vref_comp的下降沿，即每當(dāng)比較器的輸出Vref_comp從1→0時(shí)，計(jì)數(shù)器開始從0計(jì)數(shù)，在Vref_comp＝0的時(shí)間內(nèi)計(jì)數(shù)，每當(dāng)Vref_comp的值從0→1跳變時(shí)則將計(jì)數(shù)值存入寄存器中，分別為：T[1],T[2],T[3],…,T[n]。其中，T[1]為第一個(gè)Vref_comp＝0的時(shí)段的計(jì)數(shù)值，T[2]為第二個(gè)Vref_comp＝0的時(shí)段的計(jì)數(shù)值，依次類推，T[n]為最后一個(gè)Vref_comp＝0的時(shí)段的計(jì)數(shù)值。

如圖5的采樣情況1所示，如果T[n-1]＝T[n]或者兩者的值相差很小，則說明最后一個(gè)交點(diǎn)最靠近拐點(diǎn)，取最后一個(gè)交點(diǎn)的值V[n]為采樣值；如圖5中采樣情況2所示，如果T[n]與T[n-1]之間相差較大，則說明最后一個(gè)交點(diǎn)處于拐點(diǎn)之下，而且由于拐點(diǎn)之后Vsense波形陡直，斜率很大，導(dǎo)致最后一個(gè)交點(diǎn)的值偏離拐點(diǎn)值較大。此時(shí)，倒數(shù)第二個(gè)交點(diǎn)最靠近拐點(diǎn)，所以取倒數(shù)第二個(gè)交點(diǎn)的值V[n-1]為采樣值。具體的判斷規(guī)則為：如果T[n-1]≥2*T[n]，則取倒數(shù)第二個(gè)交點(diǎn)的值V[n-1]為采樣值；如果T[n-1]＜2*T[n]，則取最后一個(gè)交點(diǎn)的值V[n]為采樣值，進(jìn)而得到當(dāng)前的輸出電壓值。

通過選取合適的鋸齒波的斜率和ΔV，選取如圖中箭頭所指向的最靠近拐點(diǎn)的交點(diǎn)值為采樣值，即得到準(zhǔn)確的DCM拐點(diǎn)位置的數(shù)字值，進(jìn)而得到當(dāng)前的輸出電壓值，從而克服斜率小、陡直帶來的采樣精度不高的問題。

圖6為本發(fā)明中CCM模式下數(shù)字采樣的關(guān)鍵波形圖，CCM模式下采用單斜坡數(shù)字波采樣方法，利用圖4中的數(shù)字斜坡發(fā)生模塊產(chǎn)生一個(gè)如圖6所示的單斜坡數(shù)字波形，通過比較器模塊可以得到數(shù)字斜坡與采樣波形的交點(diǎn)，且該交點(diǎn)唯一，作為最終的采樣值。這種采樣方法簡單，而且可以提高采樣的精確度，方便結(jié)合后面的參考電壓調(diào)整模塊，提高CCM下的恒壓效果。

圖7為本發(fā)明中CCM模式下參考電壓調(diào)整的關(guān)鍵波形圖，本發(fā)明在CCM模式下將數(shù)字斜坡采樣與參考電壓調(diào)整結(jié)合在了一起。如圖所示，虛線部分為實(shí)際波形，實(shí)線部分為理想波形。在CCM模式下插入一個(gè)DCM周期，該DCM周期是先前的CCM周期將自身周期延長后得到的，所以該DCM周期的拐點(diǎn)電壓值對應(yīng)輸出電壓值。通過鋸齒波采樣得到該DCM周期的拐點(diǎn)電壓值，而在恒壓模式下的拐點(diǎn)電壓值有一個(gè)理想值，即參考值VREF。將采樣值與參考值進(jìn)行比對，并根據(jù)兩者的差值對CCM模式下的參考電壓進(jìn)行調(diào)整。進(jìn)而通過控制算法改變調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)的PWM波形，使接下來的CCM采樣值逼近更新后的參考電壓值，實(shí)現(xiàn)恒壓穩(wěn)定輸出。

如圖所示，實(shí)際波形高于理想波形，則插入的DCM周期的拐點(diǎn)電壓值高于參考值VREF，而這就說明CCM下的參考電壓過高，需要將其調(diào)低，而調(diào)低的幅度即為實(shí)際采樣值與參考值的之間的差值。通過控制算法改變調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)的PWM波形，使采樣值逐步降低，逼近新的參考電壓，實(shí)現(xiàn)恒壓穩(wěn)定輸出。

圖8為本發(fā)明數(shù)字采樣策略的整體流程圖，如圖所示，首先采集輔助繞組上的電壓波形，接下來進(jìn)行模式判斷，判斷系統(tǒng)當(dāng)前的工作模式是CCM還是DCM。

如果系統(tǒng)當(dāng)下工作在DCM模式，則產(chǎn)生數(shù)字鋸齒波，進(jìn)而與采集到的電壓波形Vsense通過比較器進(jìn)行比較，將比較后的信息與電壓波形一起送到采樣模塊，取鋸齒波上升沿與電壓波形Vsense的交點(diǎn)中最靠近電壓波形Vsense拐點(diǎn)位置的交點(diǎn)值為采樣值，最終驅(qū)動(dòng)模塊根據(jù)采樣電壓值進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)整，輸出調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)的Duty波形。

如果系統(tǒng)當(dāng)下工作在CCM模式，則產(chǎn)生單斜坡數(shù)字波，進(jìn)而與采集到的電壓波形Vsense通過比較器進(jìn)行比較，將比較后的信息與電壓波形一起送到采樣模塊，得到唯一交點(diǎn)的電壓值，即為采樣值。將采樣值送入?yún)⒖茧妷赫{(diào)整模塊，對現(xiàn)有的CCM的參考電壓進(jìn)行調(diào)整，然后將采樣值和更新后的參考電壓值送入驅(qū)動(dòng)模塊。最終驅(qū)動(dòng)模塊根據(jù)采樣值和更新后的參考電壓值進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)整，輸出調(diào)控開關(guān)電源主開關(guān)的Duty波形。