本申請涉及功率變換器，特別是功率變換器中的并聯(lián)同步整流器的控制。

背景技術：

為了在全負載下實現(xiàn)高整流效率，在單個同步整流器(SR)位置并聯(lián)連接多個功率晶體管，以將SR電阻以并聯(lián)的晶體管的數(shù)目為因子有效地降低。例如，并聯(lián)的三個晶體管具有等于單個器件的1/3的等效導通電阻。然而，與并聯(lián)多個器件相關聯(lián)的權衡是輕負載效率的代價，因為柵極損耗以并聯(lián)的器件的數(shù)目為因子增加。在前面的示例中，并聯(lián)的三個器件的柵極損耗是單個器件的三倍。在輕負載(低功率)下，柵極損耗占主導地位，而在滿負載(高功率)下，導通損耗占主導地位，因此不可避免地存在權衡。在具有中心抽頭次級繞組的功率變換器的情況下，電壓應力大于所反映的輸入電壓。因此，與具有等效導通電阻的低壓器件相比，SR需要具有較高柵極電荷的高壓額定值。

實際上，高壓部分具有較高的柵極電荷和較高的導通電阻，因而加劇了對并聯(lián)的器件的需求并增加了輕負載效率損失。使用并聯(lián)晶體管代替單個器件是增加功率變換器的電流處理能力的通常做法。然而，器件通常是對稱的并且由相同的信號驅動。一種方法使用FET調制，其中FET的尺寸和柵極驅動電壓根據(jù)負載來調制，以便提高非隔離DC/DC變換器在負載范圍上的效率。在輕負載下，使用具有低柵極驅動的小FET以減少在該負載范圍占主導地位的電容相關的損耗。隨著負載增加，F(xiàn)ET尺寸連同柵極驅動電壓增加，以最小化導通損耗，導通損耗在中高電流下形成主要損耗機制。這個概念被擴展到其中并聯(lián)地使用對稱同步整流器的隔離拓撲。當負載減小時，并聯(lián)同步整流器關斷，并且被施加到其余SR的柵極驅動電壓減小。這種方法有幾個缺點。首先，柵極電壓調節(jié)通常為變換器而不是系統(tǒng)提供功率節(jié)省。由柵極電壓供應引起的損耗通常等于功率變換器所經歷的節(jié)省。所以在實際系統(tǒng)中，這是不值得的努力。第二，對稱FET的使用限制了可實現(xiàn)的輕負載效率，因為SR通常是大的管芯(芯片)。

現(xiàn)有的解決方案根據(jù)負載來調節(jié)同步整流器的導通時間。在一種情況下，同步整流器在高負載狀況下在開關周期的能量傳送間隔和續(xù)流間隔二者期間導通，在高負載狀況下能量傳送電流是與一個或多個初級側器件相關聯(lián)的電流，該一個或多個初級側器件將輸入電壓連接到變壓器初級以便將能量從源傳送到負載。續(xù)流電流是在所有初級側器件關斷時由濾波電感器拉取通過同步整流器的電流。當負載減小時，同步整流器僅傳導能量傳送電流，而體二極管傳導續(xù)流電流。在更輕的負載下，同步整流器保持關斷，并且體二極管傳導所有電流。每個周期存在兩個能量傳送間隔(正和負)，它們的和根據(jù)表示占空比，其中ton是適當?shù)某跫墏绕骷膶〞r間，以針對分別由+符號和-符號表示的正半周期和負半周期在變壓器初級上產生電壓輸入V_AB，并且Tsw是開關周期。續(xù)流間隔發(fā)生在V_AB為零而SR中的電流為非零時。每個開關周期的續(xù)流時間的總和表示1-D。如果并聯(lián)器件與上述第二常規(guī)解決方案一起使用，則與上述第一常規(guī)解決方案相比，變換器將具有更差的輕負載性能，因為第二解決方案不能關斷各個器件。

技術實現(xiàn)要素：

根據(jù)同步整流器電路的實施例，同步整流器電路包括多個柵極驅動器和并聯(lián)耦合的多個主動控制開關，每個柵極驅動器具有用于接收控制信號的輸入端子和耦合到主動控制開關之一的柵極的輸出端子。每個柵極驅動器被配置為響應于在其輸入端子處接收的控制信號來驅動耦合到其輸出端子的主動控制開關。同步整流器電路還包括控制器，控制器可操作用于向柵極驅動器中的第一柵極驅動器提供第一控制信號以及向柵極驅動器中的第二柵極驅動器提供第二控制信號，第一控制信號是與第二控制信號不同的控制信號，使得由第一柵極驅動器驅動的主動控制開關與由第二柵極驅動器驅動的主動控制開關是單獨地或獨立地可控的。

根據(jù)功率變換器的實施例，功率變換器包括輸入電源、同步整流器和控制器。同步整流器包括多個主動控制開關，多個主動控制開關并聯(lián)耦合并且被配置為對從輸入電源向負載遞送的電流整流?？刂破骺刹僮饔糜诎l(fā)出用于驅動主動控制開關中的第一主動控制開關的第一控制信號，以及發(fā)出用于驅動主動控制開關中的第二主動控制開關的第二控制信號。第一控制信號是與第二控制信號不同的控制信號，使得第一主動控制開關與第二主動控制開關是單獨地或獨立地可控的。第一主動控制開關比第二主動控制開關具有更高的電流承載能力。功率變換器可以是諧振或非諧振變換器，并且可以具有隔離或非隔離拓撲。

本領域技術人員在閱讀下面的詳細描述以及在查看附圖時將認識到附加的特征和優(yōu)點。

附圖說明

附圖的元件不一定相對于彼此成正比。相同的附圖標記表示對應的類似部件。各種所示實施例的特征可以組合，除非它們彼此排斥。在附圖中描繪了實施例并且在下面的描述中詳細描述實施例。

圖1示出了具有非對稱同步整流器設計的功率變換器的實施例的框圖。

圖2示出了根據(jù)第一控制實施例的在負載處的全功率狀況期間與圖1所示的功率變換器的操作相關聯(lián)的各種波形；

圖3示出了根據(jù)第一控制實施例的在負載處的低功率狀況期間與圖1所示的功率變換器的操作相關聯(lián)的各種波形；

圖4示出了在負載處的全功率狀況期間與圖1所示的功率變換器的操作相關聯(lián)的各種波形；

圖5示出了在臨界導通狀況下與圖1所示的功率變換器的操作相關聯(lián)的各種波形；

圖6示出了在臨界導通狀況以下與圖1所示的功率變換器的操作相關聯(lián)的各種波形；

圖7示出了一個實施例，其中圖1所示的功率變換器的控制器針對負載處的高、中和低功率狀況不同地激活同步整流器控制信號；

圖8示出了實施例，其中圖1所示的功率變換器的控制器根據(jù)負載狀況調制同步整流器主動控制開關的導通時間；

圖9示出了具有非對稱同步整流器設計的諧振LLC變換器的實施例的框圖；

圖10示出了與圖9所示的諧振LLC變換器的操作相關聯(lián)的各種波形；

圖11示出了具有非對稱同步整流器設計的電壓型諧振變換器的實施例的框圖；

圖12示出了與圖11所示的電壓型諧振變換器的操作相關聯(lián)的各種波形；

圖13示出了具有非對稱同步整流器設計的降壓變換器的實施例的框圖；以及

圖14示出了與圖13所示的降壓變換器的操作相關聯(lián)的各種波形。

具體實施方式

本文中描述的實施例通過向同步整流器電路中并聯(lián)連接的主動控制開關提供單獨的控制信號來增加隔離或非隔離電源的整流效率。通過發(fā)出單獨的控制信號，可以安全地并聯(lián)使用非對稱器件。例如，可以使用與大功率晶體管并聯(lián)的小功率晶體管，而不損壞小晶體管。具有這樣的配置的同步整流器電路實現(xiàn)了比標準的同步整流器實現(xiàn)更高的低到中負載效率。

圖1示出了用于通過輸出電感器L_O和輸出電容器C_O為負載供電的功率變換器的實施例。負載在圖1中一般性地示出為電阻器R_L。功率變換器包括輸入電源和同步整流器電路102，輸入電源示出為耦合到DC源Vin的半橋或全橋電路100，同步整流器電路102用于對從輸入電源遞送到負載的電流整流。圖1所示的示例性功率變換器具有隔離拓撲，其中變換器包括用于將輸入電源與負載隔離的變壓器104。半橋或全橋電路100耦合到變壓器104的初級繞組W_P，并且同步整流器電路102耦合到變壓器104的次級繞組W_S。

同步整流器電路102包括用于功率變換器的每個正支路和負支路的同步整流器106、108。第一同步整流器106被配置為對變壓器104的次級側的正周期電流進行整流，并且第二同步整流器108被配置為對負周期電流進行整流。每個同步整流器106、108具有并聯(lián)耦合的多個主動控制開關SR_N/M。完全出于說明的目的，第一(正周期)同步整流器106被示出為具有并聯(lián)耦合的兩個主動控制開關SR_1A/SR_1B，并且第二(負周期)同步整流器108類似地被示出為具有并聯(lián)耦合的兩個主動控制開關SR_2A/SR_2B。

同步整流器電路102還包括控制器112和多個柵極驅動器110。每個柵極驅動器110具有用于從控制器112接收控制信號Ctrl_SRN/M的輸入端子以及耦合到主動控制開關SR_N/M之一的柵極的輸出端子，其中N表示同步整流器分支(在本示例中的正或負周期)，并且M表示分支N中的特定主動控制開關。每個柵極驅動器110被配置為經由柵極驅動信號V_gsSRN/M來驅動耦合到其輸出端子的主動控制開關SR_N/M，柵極驅動信號V_gsSRN/M對應于在其輸入端子處接收的控制信號。

對于每個同步整流器106、108，控制器112可操作用于向與用于同步整流器106、108的主動控制開關SR_N/M之一相關聯(lián)的每個柵極驅動器110提供不同的控制信號Ctrl_SRN/M。由控制器112提供的控制信號Ctrl_SRN/M是不同的，使得由柵極驅動器110之一驅動的每個主動控制開關SR_N/M與其它主動控制開關SR_N/M是單獨地或獨立地可控的。在圖1所示的示例中，這意味著第一(正周期)同步整流器106的主動控制開關SR_1A與同一同步整流器106的主動控制開關SR_1B是單獨地或獨立地可控的，即使這兩個主動控制開關SR_1A/1B并聯(lián)耦合。類似地，第二(負周期)同步整流器108的主動控制開關SR_2A與主動控制開關SR_2B是單獨地或獨立地可控的。每個同步整流器106、108的主動控制開關SR_N/M也具有不同的電流承載能力，使得一些開關可以比其他開關處理更多的輸出電流。

電流承載非對稱性可以以不同的方式實現(xiàn)。在一個實施例中，一個同步整流器106/108的每個主動控制開關SR_N/M包括功率晶體管管芯，并且功率晶體管管芯具有不同的電流額定值。這樣，一個功率晶體管管芯可以比同一同步整流器106/108的另一功率晶體管管芯處理更多的輸出電流，即使晶體管管芯并聯(lián)耦合。備選地，同一同步整流器106/108的較大的主動控制開關SR_N/A和較小的主動控制開關SR_N/B可以集成到同一(單個)半導體管芯中，以實現(xiàn)用于該整流器106/108的集成功率級。

在另一實施例中，一個同步整流器106/108的每個主動控制開關SR_N/M包括并聯(lián)的一個或多個晶體管。該同步整流器106/108的主動控制開關SR_N/M之一比該同步整流器106/108的其他主動控制開關SR_N/M具有更少的并聯(lián)耦合的晶體管。例如，在圖1中，第一(正周期)同步整流器106的主動控制開關SR_1A被示出為具有并聯(lián)耦合并由相同的柵極驅動信號V_gsSR1A控制的至少三個晶體管SR1A_1、SR1A_2、SR1A_3，并且第一同步整流器106的主動控制開關SR_1B被示出為具有由柵極驅動信號V_gsSR1B控制的單個晶體管SR1B_1。其它晶體管布置可以為每個同步整流器106、108產生非對稱的電流承載能力。通常，用“A”標記的主動控制開關SR_N/A是具有較低導通狀態(tài)電阻Rds、較高電流承載能力和較高柵極電荷Qg的較大器件。用“B”標記的主動控制開關SR_N/B是具有較高導通狀態(tài)電阻Rds、較低電流承載能力和較低柵極電荷Qg的較小器件。盡管在圖1中在每個同步整流器(SR)位置處只有兩個主動控制開關SR_N/M并聯(lián)，但是非對稱設計方法容易擴展到每個SR位置有多于兩個主動控制開關SR_N/M并聯(lián)。具有這樣的非對稱特性的同步整流器電路實現(xiàn)了比標準的同步整流器實現(xiàn)更高的低到中負載效率。

圖2和圖3示出了與圖1所示的功率變換器的操作相關聯(lián)的各種波形。圖2示出了在負載處的全功率狀況期間的波形，圖3示出了在負載處的低功率狀況或所謂的輕負載狀況期間的相同波形。功率變換器具有并聯(lián)使用的非對稱主動控制開關SR_N/M，以實現(xiàn)如上所述的相應同步整流器106、108。在輕負載狀況下，每個同步整流器106、108的較小的主動控制開關SR_N/B導通以提供比具有并聯(lián)耦合的對稱主動控制開關的標準變換器更低的整流損耗。由控制器112提供的控制信號Ctrl_SRN/M對于每個同步整流器106、108的并聯(lián)耦合的開關SRN/M是不相同的。圖2和圖3示出了施加到主動控制開關SR_N/M的柵極的對應的柵極驅動信號V_gsSRN/M、變壓器104的次級繞組兩端的電壓V_AB以及由相應的同步整流器106、108整流的電流i_SR1、i_SR2。

每個同步整流器106、108的每個開關周期包括能量傳送間隔(D)和續(xù)流間隔(1-D)，在能量傳送間隔期間，能量從變壓器104的初級繞組傳送到次級繞組，在續(xù)流間隔期間，輸入電源與次級側斷開。這發(fā)生在正被整流的電流的正(+)和負(-)周期二者期間。在負載處的全功率狀況期間，控制器112針對對應的正/負周期的能量傳送間隔和續(xù)流間隔二者激活相應同步整流器106、108的每個較大的主動控制開關SR_N/A的控制信號Ctrl_SR1/2A。這樣，每個較大的主動控制開關SR_N/A在開關周期的整個正半周或負半周導通。在負載處的全功率狀況期間，控制器112針對對應的正/負周期期間的部分或整個能量傳送間隔而非續(xù)流間隔激活相應同步整流器106、108的每個較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B。

在一個實施例中，在負載處的全功率狀況期間，控制器112在能量傳送間隔開始時激活Ctrl_SR1/2B并且在能量傳送間隔結束時去激活Ctrl_SR1/2B。這種全功率控制技術導致較大的主動控制開關SR_N/A在重負載狀況下在能量傳送間隔(D，+/-)和續(xù)流間隔(1-D，+/-)二者期間導通，如圖2所示。在重負載狀況下，較小的主動控制開關SR_N/B僅在能量傳送間隔(D，+/-)期間導通，也如圖2所示。

在輕負載狀況下，較大的主動控制開關SR_N/A可以根據(jù)哪種配置提供更高的效率而導通或關斷。在圖3中，較大的主動控制開關SR_N/A被示出為在輕負載狀況下在對應的能量傳送間隔(D，+/-)和續(xù)流間隔(1-D，+/-)期間都關斷。較小的主動控制開關SR_N/B在輕負載狀況下在能量傳送間隔(D，+/-)期間導通，也如圖3所示。與標準方法相比，這種輕負載控制技術導致柵極損耗節(jié)省，尤其是在較大的主動控制開關SR_N/A關斷的情況下。

在全功率狀況和輕負載狀況期間，用于較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B的導通點和關斷點都可以由控制器112確定為正常PWM(脈寬調制)操作的部分。例如，控制器112可以基于由控制器112生成的PMW信號發(fā)出控制信號Ctrl_SRN/M作為標準控制過程的部分。PWM信號的占空比對應于能量傳送間隔(D)，并且1-D對應于正被整流的電流的每個正/負周期的續(xù)流間隔。

在PWM變換器中，能量傳送間隔(D，+/-)以及對應地續(xù)流間隔(1-D，+/-)取決于輸入電壓Vin。在低壓線路(低Vin)處，占空比最大，這導致最寬的能量傳送間隔和最短的續(xù)流間隔。在高壓線路(高Vin)處，占空比最小，這導致最短的能量傳送間隔和最寬的續(xù)流間隔。在每種情況下，控制器112可以將較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B的中點與PWM信號的中點對準，以實現(xiàn)圖2和圖3所示的柵極驅動波形?？刂破?12可以基于存儲在由控制器112可訪問的存儲器中的用戶輸入來設置Ctrl_SR1/2B的寬度，即占空比。

在另一實施例中，控制器112可以在全功率狀況和輕負載狀況期間將用于每個較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B的導通點與由控制器112生成的PWM信號對準?？刂破?12可以基于RMS(均方根)方法確定每個較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B的關斷點。在一個實施例中，控制器112計算由功率變換器遞送給負載的電流的RMS測量值。例如，用于每個小的主動控制開關SR_N/B的分流器具有以下公式：

其中R_ds,sm是小的主動控制開關SR_N/B的導通狀態(tài)電阻，R_ds,lrg是大的主動控制開關SR_N/A的導通狀態(tài)電阻，大的主動控制開關SR_N/A與小的主動控制開關并聯(lián)耦合。用于每個大的主動控制開關SR_N/A的分流器具有由以下給出的類似的公式：

每個小的主動控制開關SR_N/B的RMS電流因此由下式給出：

并且與該小的主動控制開關SR_N/B并聯(lián)耦合的大的主動控制開關SR_N/A的RMS電流由下式給出：

其中I_O是直流輸出電流，ΔI是輸出電感器L_O的紋波電流。

控制器112在對應的(+/-)能量傳送間隔開始時激活每個較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B?？刂破?12響應于由功率變換器遞送給負載的電流的RMS測量值達到針對該小的主動控制開關SR_N/B定義的RMS極限而去激活控制信號。

在另一實施例中，控制器112在負載處的全功率和/或輕負載狀況期間在對應的(+/-)能量傳送間隔開始之前激活每個較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B并且在該能量傳送間隔結束之后去激活Ctrl_SR1/2B。圖4和圖5示出了該實施例，其包括與圖2和圖3所示的相同的波形。

圖4示出了在負載處的全功率狀況期間的波形，并且圖5示出了在負載處的低功率狀況或所謂的輕負載狀況期間的相同波形。根據(jù)本實施例，在負載處的低功率狀況期間，控制器112針對對應的(+/-)能量傳送間隔和續(xù)流間隔激活或去激活每個較大的主動控制開關SR_N/A的控制信號Ctrl_SR1/2A，如圖5所示。控制器112還在負載處的低功率狀況期間在對應的(+/-)能量傳送間隔開始之前激活每個相應的較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B并且在能量傳送間隔結束之后去激活Ctrl_SR1/2B。也就是說，在負載處的全功率狀況和輕負載狀況二者下，每個較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B可以具有比對應的(+/-)能量傳送間隔更大的寬度(即，占空比)，如圖4(全功率)和圖5(輕負載)所示。在一個實施例中，如果不期望超過被定義用于相應的較小的主動控制開關SR_N/B的RMS極限，則控制器112在負載處的低功率狀況期間針對對應的(+/-)續(xù)流間隔的至少部分激活該較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B，如本文中之前描述的那樣。

根據(jù)本實施例，較大的主動控制開關SR_N/A在負載處的滿功率狀況下在能量傳送(D，+/-)間隔和續(xù)流(1-D，+/-)間隔期間導通。較小的主動控制開關SR_N/B在全功率狀況期間在某個固定的時間量內導通，如圖4中所示大于對應的(+/-)能量傳送間隔D。圖5示出了臨界導通電流狀況和最低電流，在臨界導通電流狀況下電感器L_O電流達到零，在最低電流下同步整流器106、108可以連續(xù)地導通比能量傳送間隔D(+/-)更長而不影響輸出電壓紋波。在這些狀況下，較大的主動控制開關SR_N/A關斷，并且通常在大于臨界電流的電流下被禁用。較小的主動控制開關SR_N/B在由控制器112確定的固定時間量期間導通。

圖6示出了其中功率變換器在臨界導通狀況以下操作的情況。這里，控制器112降低開關頻率Fsw以便實現(xiàn)突發(fā)模式。在突發(fā)模式下，較大的主動控制開關SR_N/A關斷，并且控制器112至少針對對應的(+/-)能量傳送間隔D切換較小的主動控制開關SR_N/B。或者，如圖6所示，主動控制開關SR_1B可以針對D/2(它的能量傳送間隔)切換，并且主動控制開關SR_2B針對固定導通時間切換，如前所述。一些常規(guī)方法在這一點上使用二極管來導通，因為柵極電荷損失掩蓋了導通節(jié)省。然而，利用本文中所述的其中較小和較大的主動控制開關SR_N/M在同一同步整流器106/108內并聯(lián)耦合的非對稱設計方法，提高了輕負載效率。

再次返回到圖1所示的示例性功率變換器實施例，每個同步整流器106、108具有兩個主動控制開關SR_N/M，兩個主動控制開關SR_N/M并聯(lián)耦合并且具有不同的電流承載能力。控制器112可以利用非對稱同步整流器設計來適應負載處的中間功率狀況，中間功率狀況在全功率狀況與輕負載狀況之間。

圖7示出了一個實施例，其中控制器112在負載處的中間功率狀況(“半負載”)期間針對對應的電流(+/-)周期的能量傳送間隔和續(xù)流間隔二者激活相應的較大的主動控制開關SR_N/A的控制信號Ctrl_SR1/2A?？刂破?12在負載處的中間功率狀況期間針對對應的電流(+/-)周期的能量傳送間隔和續(xù)流間隔二者去激活相應的較小的主動控制開關SR_N/B的控制信號Ctrl_SR1/2B。這樣，在重負載(“滿負載”)下，大的和小的主動控制開關SR_N/M都導通。當負載減小時，只有較大的主動控制開關SR_N/A導通。在某個負載點以下，只有較小的主動控制開關SR_N/B導通。控制器112可以根據(jù)本文中之前描述的任何實施例來確定較小的主動控制開關SR_N/B的導通時間。控制器112可以實現(xiàn)比圖7所示的3級控制更精細的功率水平控制。

圖8示出了實施例，其中控制器112根據(jù)負載狀況調制大的和小的主動控制開關SR_N/M的導通時間以實現(xiàn)比3級控制更精細的功率水平控制。當負載減小時，較大的主動控制開關SR_N/A從全功率狀況下的每個相應半周期(+/-)期間的完全導通(Full)變?yōu)樽畹凸β薁顩r下的非導通(Off)。較小的主動控制開關SR_N/B從僅在每個相應半周期(+/-)的能量傳送間隔(D/2)期間的導通變?yōu)檩^低功率狀態(tài)下的較大導通(D/2+X％)，變?yōu)樯踔粮偷墓β薁顩r下的每個相應的半周期(+/-)期間的完全導通(Full)。在最低功率狀況下，較小的主動控制開關SR_N/B可以僅在每個相應半周期(+/-)的能量傳送間隔(D/2)期間被設置回到導通。

本文中先前描述的非對稱同步整流器設計方法可以擴展到諧振變換器。諧振變換器的工作原理與本文中先前描述的PWM變換器的工作原理不同。例如，可變頻率控制適用于諧振變換器。當輸入電壓Vin變化時，開關頻率(Fsw)變化以保持調節(jié)(成正比)。類似地，當負載變化時，F(xiàn)sw變化以保持調節(jié)(成反比)。同樣，在諧振變換器中，沒有續(xù)流間隔。相反，諧振電流被整流，并且平均值被提供給負載，同時AC分量由輸出電容器C_O濾波。因此，諧振變換器的每個同步整流器在一半周期期間整流，并且在另一半周期期間保持關斷。在這種情況下，每個同步整流器僅在其能量傳送間隔(等于半個周期)期間操作，然后由于沒有續(xù)流間隔而關斷。

為了將本文中先前針對PWM變換器描述的非對稱設計方法用于諧振變換器，控制同步整流器的較小的主動控制開關以便在半周期的部分(例如，開始、中間或結束)期間導通，并且控制較大的主動控制開關以便在負載處的重負載或全功率狀況期間導通，其中導通時間基于安全操作。本文中先前針對PWM變換器描述的相同的原理適用于諧振變換器：當負載減小時，主動控制開關之間的負載共享改變，直到僅較小開關在輕負載狀況下導通。

圖9示出了具有如本文中先前所描述的非對稱同步整流器設計的諧振變換器的實施例。根據(jù)該實施例，諧振變換器是LLC變換器。LLC變換器包括電容器Cr以及耦合在半橋或全橋電路100與變壓器104的初級繞組W_P之間的兩個電感器Llk、Lm。

圖10示出了與圖9所示的諧振LLC變換器的操作相關聯(lián)的各種波形。圖10包括如圖2和圖3所示的相同的同步整流器柵極驅動波形V_gsSRN/M。圖10還示出了諧振電流(i_res)(即電感器L1k中的電流)、在正半周期期間由第一同步整流器106整流的諧振電流的正周期部分(i_pos)、和在負半周期期間由第二同步整流器108整流的諧振電流的負周期部分(i_neg)?？刂破?12針對整個對應的一半(正或負)周期激活較大的主動控制開關SR_N/A的柵極驅動信號V_gsSRN/A?？刂破?12使較小的主動控制開關SR_N/B的柵極驅動信號V_gsSRN/B在對應的諧振電流(i_pos或i_neg)上居中。

每個同步整流器106、108的每個開關周期具有由控制器112基于輸入電源處的變化和負載處的變化確定的可變開關頻率(Fsw)?？刂破?12在負載處的全功率狀況期間減小Fsw，在負載處的全功率狀況期間針對開關周期的相應的一半(正或負)激活控制信號Ctrl_SR1/2A，并且在負載處的全功率狀況期間針對少于開關周期的相應的一半(正或負)激活控制信號Ctrl_SR1/2B，以實現(xiàn)圖10所示的柵極驅動信號波形。

用于主動控制開關SR_N/M的控制信號Ctrl_SRN/M的定時和占空比可以由控制器112根據(jù)本文中之前描述的任何實施例來確定。例如，控制器112可以在負載處的全功率狀況期間在開關周期的對應的一半(正或負)開始時激活Ctrl_SR1/2B并且在小于開關周期的一半時去激活Ctrl_SR1/2B。控制器112可以計算由諧振LLC變換器遞送的電流的RMS測量值，在開關周期的對應的一半(正或負)開始時激活Ctrl_SR1/2B，并且響應于電流的RMS測量值達到針對對應的主動控制開關SR_N/B定義的RMS極限而去激活Ctrl_SR1/2B。

控制器112可以在負載處的低功率狀況期間增加與同步整流器106、108的開關頻率相對應的驅動橋接電路的可變開關頻率(Fsw)，在負載處的低功率狀況期間針對整個開關周期去激活Ctrl_SR1/2A，并且在負載的低功率狀況期間針對高達開關周期的相應的一半(正或負)激活Ctrl_SR1/2B?？刂破?12可以在負載處的中間功率狀況期間針對開關周期的對應的一半(正或負)激活Ctrl_SR1/2A，并且在負載處的中間功率狀況期間針對整個開關周期去激活Ctrl_SR1/2B。

圖11示出了具有如本文中先前所描述的非對稱同步整流器設計的諧振變換器的另一實施例。圖11中所示的實施例類似于圖9中所示的實施例。然而，不同的是，變換器是電壓型諧振變換器，其中圖9中的電感器Lm被替換為與變壓器104的初級繞組W_P并聯(lián)的電容器Cp。

圖12示出了與圖11所示的電壓型諧振變換器的操作相關聯(lián)的各種波形。圖12包括圖10所示的相同波形。電壓型諧振變換器是串并諧振變換器，電容器Cp兩端的諧振電壓(V_Cp)在串并諧振變換器中被整流和濾波。整流電流因此是方波，如圖12中通過由相應的同步整流器106、108整流的諧振電流的正周期部分(i_pos)和負周期部分(i_neg)所示。用于較小的主動控制開關SR_N/B的柵極驅動信號V_gsSRN/B仍然被示出為居中。然而，由于電流是恒定的，所以RMS值由開關SR_N/B的導通時間確定，而與其位于一半(正或負)周期中的哪里無關。用于主動控制開關SR_N/A的對應的控制信號Ctrl_SRN/M的定時和占空比可由根據(jù)本文中之前描述的任何實施例的控制器112確定。

本文中先前描述的非對稱設計方法還可以擴展到具有非隔離拓撲的降壓變換器，即沒有變壓器將輸入電源耦合到負載。在降壓變換器的情況下，同步整流器形成降壓變換器的低壓側開關，并且僅在續(xù)流間隔期間導通。高壓側開關在能量傳送間隔期間導通。

圖13示出了具有如本文中先前所描述的非對稱同步整流器設計的降壓變換器的實施例。降壓變換器包括高壓側開關Q1，其用于在高壓側開關Q1導通時通過電感器L將輸入電源Vin耦合到負載R_L。具有如本文中先前所描述的非對稱設計的同步整流器200被配置為降壓變換器的低壓側開關Q1，其用于在低壓側開關Q1導通時通過電感器將負載耦合到地(GND)。圖13中的同步整流器200被示出為具有至少三個晶體管LSA_1、LSA_2、LSA_3以及單個晶體管LSB_1，三個晶體管LSA_1、LSA_2、LSA_3并聯(lián)耦合以形成同步整流器200的第一(較大的)主動控制開關SR_LSA并且由相同的柵極驅動信號V_gsLSA控制，單個晶體管LSB_1由柵極驅動信號V_gsLSB控制并且形成同步整流器200的第二(較小的)主動控制開關SR_LSB。因此，同步整流器200的主動控制開關SR_LSA/B具有不同的電流承載能力。這種非對稱性可以根據(jù)本文中所述的任何非對稱同步整流器設計實施例來實現(xiàn)。

圖14示出了與圖13所示的降壓變換器的操作相關聯(lián)的各種波形。這些波形包括高壓側電流(i_HS)、被施加到高壓側開關Q1的柵極的柵極信號(V_gsHS)、低壓側電流(i_LS)、被施加到同步整流器200的較大的主動控制開關SR_LSA的柵極的柵極信號(V_gsLSA)和被施加到較小的主動控制開關SR_LSB的柵極的柵極信號(V_gsLSB)。降壓變換器的每個開關周期具有能量傳送周期和續(xù)流周期，在能量傳送周期期間，高壓側開關Q1導通并且低壓側開關Q2關斷，在續(xù)流周期期間，高壓側開關Q1關斷并且低壓側開關Q2導通。在每個續(xù)流周期期間，控制器112針對整個續(xù)流周期激活V_gsLSA，并且僅針對續(xù)流周期的部分激活V_gsLSB。這樣，同步整流器200的較大的主動控制開關SR_LSA針對整個續(xù)流周期導通，而較小的主動控制開關SR_LSB僅針對整個續(xù)流周期的部分導通。

用于較小的主動控制開關SR_LSB的控制信號V_gsLSB的定時和占空比可以由控制器112根據(jù)本文中先前描述的任何實施例來確定。例如，控制器112可以在每個續(xù)流周期開始時激活V_gsLSB，并且在每個續(xù)流周期結束之前去激活V_gsLSB，如圖14所示?？刂破?12可以計算由降壓變換器向負載遞送的電流的RMS測量值，并且在每個續(xù)流周期開始時激活V_gsLSB，并且響應于由降壓變換器向負載遞送的電流的RMS測量值達到針對同步整流器200的較小的主動控制開關SR_LSB定義的RMS極限而去激活V_gsLSB。

諸如“第一”、“第二”等術語用于描述各種元件、區(qū)域、部分等，而非旨在限制。在整個描述中，類似的術語指代相同的元件。

如本文所使用的，術語“具有”、“包含”、“包括”、“含有”等是開放式術語，其指示所述元件或特征的存在，但不排除附加元件或特征。除非上下文另有明確說明，否則冠詞“一”、“一個”和“該”旨在包括復數(shù)以及單數(shù)。

應當理解，除非另有特別說明，否則本文中所述的各種實施例的特征可以彼此組合。

雖然本文已經圖示和描述了具體實施例，但是本領域普通技術人員將理解，在不脫離本發(fā)明的范圍的情況下，各種備選和/或等同實現(xiàn)可以替代所示出和描述的具體實施例。本申請旨在覆蓋本文中所討論的具體實施例的任何修改或變化。因此，本發(fā)明旨在僅由權利要求及其等同方案來限制。