本發(fā)明涉及高性能交流電機調(diào)速控制領(lǐng)域，特別是指一種離散域電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計方法。

背景技術(shù)：

隨著現(xiàn)代工業(yè)應(yīng)用對調(diào)速系統(tǒng)的性能以及控制精度要求的提高，矢量控制技術(shù)被廣泛應(yīng)用于需要對交流電機進行高性能控制的場合。矢量控制在轉(zhuǎn)子磁場定向的同步旋轉(zhuǎn)坐標系下將定子電流分解為勵磁分量和轉(zhuǎn)矩分量，再利用PI調(diào)節(jié)器實現(xiàn)對二者的獨立調(diào)節(jié)，最后利用空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)等脈沖調(diào)制算法綜合參考電壓，從而實現(xiàn)交流電機的高性能控制。但是，電氣量變換到同步坐標系時會在d、q軸之間產(chǎn)生交叉耦合，該耦合項與同步角頻率成正比，傳統(tǒng)的線性PI調(diào)節(jié)器不能實現(xiàn)完全獨立設(shè)計。由于實際應(yīng)用中大都采用數(shù)字控制系統(tǒng)，傳統(tǒng)方法基于連續(xù)域設(shè)計的調(diào)節(jié)器最終還需進行離散化處理，不可避免地引入誤差。同時，數(shù)字控制系統(tǒng)存在控制延時，進一步降低了控制系統(tǒng)的性能。

為解決d、q軸之間定子電流交叉耦合的問題，有學者提出了一些解決方法，但這些方法大都比較復雜。如文獻《矢量控制系統(tǒng)的電流解耦及其調(diào)節(jié)器設(shè)計》引入非線性補償來抵消耦合項，計算表達式十分復雜而且參數(shù)整定過程繁瑣。為避免復雜的解耦過程，一些方法基于復矢量設(shè)計調(diào)節(jié)器，如文獻《Design of fast and robust current regulators for high-power drives based on complex state variables》，另有一些方法直接在離散域設(shè)計電流調(diào)節(jié)器來避免離散化時帶來的誤差，如文獻《Discrete-Time Current Regulator Design for AC Machine Drives》。但是這些方法沒有給出可調(diào)參數(shù)k的具體設(shè)計方法，在實際應(yīng)用中仍需根據(jù)經(jīng)驗，反復試驗調(diào)整才能確定。目前尚沒有較好的方法能夠同時滿足：1)消除d、q軸兩個控制環(huán)的交叉耦合；2)直接在離散域設(shè)計調(diào)節(jié)器，避免離散化誤差；3)考慮數(shù)字控制系統(tǒng)延遲的影響；4)給出準確的控制器可調(diào)參數(shù)k的設(shè)計公式。因此，需要開發(fā)出一種簡單實用的方法，在獲取更好的控制性能的同時提高方法的通用性和實用性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

有鑒于此，本發(fā)明的目的在于提出一種在獲取更好的控制性能的同時提高方法的通用性和實用性的簡單實用的方法。

基于上述目的本發(fā)明提供的一種離散域電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計方法，包括如下步驟：

步驟A:根據(jù)交流電機電流內(nèi)環(huán)的離散域數(shù)學模型，考慮數(shù)字控制系統(tǒng)的一拍延遲，設(shè)計含有可調(diào)參數(shù)k的同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器

步驟B:針對離散域調(diào)節(jié)器中的可調(diào)參數(shù)k，以無超調(diào)量為優(yōu)化目標，根據(jù)公式計算，得到優(yōu)化值代入步驟A中的即得優(yōu)化的離散域調(diào)節(jié)器

進一步的，所述步驟A包括：

步驟(a1)：根據(jù)交流電機的數(shù)學模型，將反電動勢當作干擾項，得到交流電機在靜止坐標系下的傳遞函數(shù)

$G_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^s\left(s\right)=\frac{I_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(s\right)}{U_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(s\right)}=\frac{1}{Ls+R}$

其中,I_αβ(s)為電機電流的拉普拉斯(Laplace)變換，U_αβ(s)為電機電壓的拉普拉斯(Laplace)變換，R為電機定子電阻，L為電機定子電感，s為復頻率。

步驟(a2)：根據(jù)步驟(a1)中的傳遞函數(shù)，將逆變器等效為零階保持器，經(jīng)過Z變換，得到逆變器供電的、靜止坐標系下的交流電機離散模型

$G_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^s\left(z\right)=Z\[\frac{1-e^{-{\mathrm{sT}}_s}}{s}{G}_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^s\left(s\right)\]=\frac{1-e^{-T_s/T}}{(z-e^{-T_s/T})R}$

其中，T_s為控制周期，Z表示進行Z變換，s為復頻率，z為Z變換算子，e為自然對數(shù)。

步驟(a3)：將步驟(a2)中的離散模型變換到同步旋轉(zhuǎn)坐標系，補償數(shù)字控制系統(tǒng)的一拍延遲，得到交流電機同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域數(shù)學模型

$G_{dq}^e\left(z\right)=\frac{1-e^{-T_s/T}}{R\·z\·e^{{\mathrm{j\ω}}_s{T}_s}(z\·e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-e^{-T_s/T})}$

其中,ω_e為同步電角速度，j為虛數(shù)單位。

步驟(a4)：根據(jù)步驟(a3)中的數(shù)學模型，基于零極點對消的設(shè)計方法，直接設(shè)計含有可調(diào)參數(shù)k的同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器

$G_{cc}^e\left(z\right)=\frac{k\·R(e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-z^{-1}{e}^{-T_s/T})}{(1-z^{-1})}{e}^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}$

進一步的，所述步驟B包括：

步驟(b1)：根據(jù)步驟(a3)中得到的離散域數(shù)學模型和步驟(a4)中得到的離散域調(diào)節(jié)器可得到系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)

$G_{op}^e\left(z\right)=G_{dq}^e\left(z\right)\·G_{cc}^e\left(z\right)=\frac{k\·(1-e^{-T_s/T})}{z(z-1)}$

其中,R為電機定子電阻，L為電機定子電感，T_s為控制周期，k為可調(diào)參數(shù)，z為Z變換算子，e為自然對數(shù)。

步驟(b2)：根據(jù)步驟(b1)中得到的開環(huán)傳遞函數(shù),可得系統(tǒng)的閉環(huán)特征方程：

$z^2-z-k\·(1-e^{-T_s/T})=0$

步驟(b3)：根據(jù)自動控制原理，步驟(b2)中閉環(huán)特征方程的兩個根均位于實軸時，系統(tǒng)無超調(diào)量，此時需滿足：

$1-4k\·(1-e^{-T_s/T})=0$

步驟(b4)：求解步驟(b3)中的方程，得實現(xiàn)系統(tǒng)無超調(diào)的可調(diào)參數(shù)k的優(yōu)化值

$k_{op}^z=\frac{1}{4(1-e^{-T_s/T_{\mathrm{\σ}}})}$

將計算得到的可調(diào)參數(shù)k的優(yōu)化值代入步驟A中的離散域調(diào)節(jié)器即得到同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器

$G_{ccop}^e\left(z\right)=\frac{k_{op}^{z}R(e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-z^{-1}{e}^{-T_s/T})}{(1-z^{-1})}{e}^j{\mathrm{\ω}}_e{T}_s$

其中，ω_e為同步電角速度，j為虛數(shù)單位。

從上面所述可以看出，本發(fā)明提供的一種離散域電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計方法，包括如下步驟：根據(jù)交流電機電流內(nèi)環(huán)的離散域數(shù)學模型，考慮數(shù)字控制系統(tǒng)的一拍延遲，設(shè)計含有可調(diào)參數(shù)k的同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器并針對離散域調(diào)節(jié)器中的可調(diào)參數(shù)k，以無超調(diào)量為優(yōu)化目標，根據(jù)公式計算，得到優(yōu)化值代入即得優(yōu)化的離散域調(diào)節(jié)器本發(fā)明提供的離散域電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計方法，消除d軸、q軸兩個控制環(huán)的交叉耦合，解決了傳統(tǒng)的線性PI調(diào)節(jié)器不能實現(xiàn)完全獨立設(shè)計的問題，且不需要前饋解耦環(huán)節(jié)。避免了在連續(xù)域設(shè)計調(diào)節(jié)器后進行離散化所帶來的誤差。同時考慮了數(shù)字控制系統(tǒng)延遲的影響。給出了準確的控制器可調(diào)參數(shù)k的設(shè)計公式，實現(xiàn)電流環(huán)的階躍響應(yīng)無超調(diào)，不需要反復調(diào)試，有很好的通用性和實用性。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實施例的異步電機調(diào)速控制系統(tǒng)硬件結(jié)構(gòu)圖示意圖；

圖2為本發(fā)明實施例的基于離散域調(diào)節(jié)器的控制框圖；

圖3為本發(fā)明實施例將異步電機d軸電流參考值固定為3.2A，q軸電流參考值給定為鋸齒波時，采用傳統(tǒng)電流調(diào)節(jié)器的d軸、q軸電流的仿真波形圖；

圖4為本發(fā)明實施例將異步電機d軸電流參考值固定為3.2A，q軸電流參考值給定為鋸齒波時，采用離散域調(diào)節(jié)器的d軸、q軸電流的仿真波形圖；

圖5為本發(fā)明實施例基于離散域調(diào)節(jié)器采用5kHz采樣率，異步電機靜止條件下，d軸電流的階躍響應(yīng)實驗波形；

圖6是基于離散域調(diào)節(jié)器采用5kHz采樣率，異步電機轉(zhuǎn)速1500rpm時的空載實驗波形；

圖7是基于離散域調(diào)節(jié)器采用5kHz采樣率，異步電機轉(zhuǎn)速1500rpm時的滿載實驗波形；

圖8是基于離散域調(diào)節(jié)器采用5kHz采樣率，異步電機轉(zhuǎn)速6rpm時的滿載實驗波形；

圖9是基于離散域調(diào)節(jié)器采用5kHz采樣率，異步電機從靜止啟動到1500rpm時的實驗波形；

圖10是基于離散域調(diào)節(jié)器采用5kHz采樣率，異步電機轉(zhuǎn)速從1500rpm到-1500rpm的正反轉(zhuǎn)實驗波形。

具體實施方式

為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合具體實施例，并參照附圖，對本發(fā)明進一步詳細說明。

本發(fā)明提供的一種離散域電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計方法，包括如下兩個步驟：

步驟A:根據(jù)交流電機電流內(nèi)環(huán)的離散域數(shù)學模型，考慮數(shù)字控制系統(tǒng)的一拍延遲，設(shè)計含有可調(diào)參數(shù)k的同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器

步驟B:針對離散域調(diào)節(jié)器中的可調(diào)參數(shù)k，以無超調(diào)量為優(yōu)化目標，根據(jù)公式計算，得到優(yōu)化值代入步驟A中的即得優(yōu)化的離散域調(diào)節(jié)器

本發(fā)明提供的離散域電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計方法，消除d軸、q軸兩個控制環(huán)的交叉耦合，解決了傳統(tǒng)的線性PI調(diào)節(jié)器不能實現(xiàn)完全獨立設(shè)計的問題，且不需要前饋解耦環(huán)節(jié)。避免了在連續(xù)域設(shè)計調(diào)節(jié)器后進行離散化所帶來的誤差。同時考慮了數(shù)字控制系統(tǒng)延遲的影響。給出了準確的控制器可調(diào)參數(shù)k的設(shè)計公式，實現(xiàn)電流環(huán)的階躍響應(yīng)無超調(diào)，不需要反復調(diào)試，有很好的通用性和實用性。

作為本發(fā)明的一個實施例，上述實施例中的步驟A具體包括：

步驟(a1)：根據(jù)交流電機的數(shù)學模型，將反電動勢當作干擾項，得到交流電機在靜止坐標系下的傳遞函數(shù)

$G_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^s\left(s\right)=\frac{I_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(s\right)}{U_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(s\right)}=\frac{1}{Ls+R}$

其中,I_αβ(s)為電機電流的拉普拉斯(Laplace)變換，U_αβ(s)為電機電壓的拉普拉斯(Laplace)變換，R為電機定子電阻，L為電機定子電感，s為復頻率。

步驟(a2)：根據(jù)步驟(a1)中的傳遞函數(shù)，將逆變器等效為零階保持器，經(jīng)過Z變換，得到逆變器供電的、靜止坐標系下的交流電機離散模型

$G_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^s\left(z\right)=Z\[\frac{1-e^{-{\mathrm{sT}}_s}}{s}{G}_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^s\left(s\right)\]=\frac{1-e^{-T_s/T}}{(z-e^{-T_s/T})R}$

其中,T_s為控制周期，Z表示進行Z變換，s為復頻率，z為Z變換算子，e為自然對數(shù)。

步驟(a3)：將步驟(a2)中的離散模型變換到同步旋轉(zhuǎn)坐標系，補償數(shù)字控制系統(tǒng)的一拍延遲，得到交流電機同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域數(shù)學模型

$G_{dq}^e\left(z\right)=\frac{1-e^{-T_s/T}}{R\·z\·e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}(z\·e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-e^{-T_s/T})}$

其中,ω_e為同步電角速度,j為虛數(shù)單位。

步驟(a4)：根據(jù)步驟(a3)中的數(shù)學模型，基于零極點對消的設(shè)計方法，直接設(shè)計含有可調(diào)參數(shù)k的同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器

$G_{cc}^e\left(z\right)=\frac{k\·R(e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-z^{-1}{e}^{-T_s/T})}{(1-z^{-1})}{e}^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}$

上述實施中的步驟B具體包括：

步驟(b1)：根據(jù)步驟(a3)中得到的離散域數(shù)學模型和步驟(a4)中得到的離散域調(diào)節(jié)器可得到系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)

$G_{op}^e\left(z\right)=G_{dq}^e\left(z\right)\·G_{cc}^e\left(z\right)=\frac{k\·(1-e^{-T_s/T})}{z(z-1)}$

其中,R為電機定子電阻，L為電機定子電感，T_s為控制周期，k為可調(diào)參數(shù)，z為Z變換算子，e為自然對數(shù)。

步驟(b2)：根據(jù)步驟(b1)中得到的開環(huán)傳遞函數(shù)，可得系統(tǒng)的閉環(huán)特征方程：

$z^2-z-k\·(1-e^{-T_s/T})=0$

步驟(b3)：根據(jù)自動控制原理，步驟(b2)中閉環(huán)特征方程的兩個根均位于實軸時，系統(tǒng)無超調(diào)量，此時需滿足：

$1-4k\·(1-e^{-T_s/T})=0$

步驟(b4)：求解步驟(b3)中的方程，得實現(xiàn)系統(tǒng)無超調(diào)的可調(diào)參數(shù)k的優(yōu)化值

$k_{op}^z=\frac{1}{4(1-e^{-T_s/T_{\mathrm{\σ}}})}$

將計算得到的可調(diào)參數(shù)k的優(yōu)化值代入步驟A中的離散域調(diào)節(jié)器即得到同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器

$G_{ccop}^e\left(z\right)=\frac{k_{op}^{z}R(e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-z^{-1}{e}^{-T_s/T})}{(1-z^{-1})}{e}^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}$

其中，ω_e為同步電角速度，j為虛數(shù)單位。

作為本發(fā)明的一個具體實施，所述離散域電流調(diào)節(jié)器的設(shè)計方法包括：

步驟101：根據(jù)交流電機的數(shù)學模型，將反電動勢當作干擾項，得到交流電機在靜止坐標系下的傳遞函數(shù)

$G_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^s\left(s\right)=\frac{I_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(s\right)}{U_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}\left(s\right)}=\frac{1}{Ls+R}$

其中，I_αβ(s)為電機電流的拉普拉斯(Laplace)變換，U_αβ(s)為電機電壓的拉普拉斯(Laplace)變換，R為電機定子電阻，L為電機定子電感，s為復頻率。

步驟102：根據(jù)步驟101中的傳遞函數(shù)，將逆變器等效為零階保持器，經(jīng)過Z變換，得到逆變器供電的、靜止坐標系下的交流電機離散模型

$G_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^s\left(z\right)=Z\[\frac{1-e^{-{\mathrm{sT}}_s}}{s}{G}_{\mathrm{\α}\mathrm{\β}}^s\left(s\right)\]=\frac{1-e^{-T_s/T}}{(z-e^{-T_s/T})R}$

其中,T_s為控制周期，Z表示進行Z變換，s為復頻率，z為Z變換算子，e為自然對數(shù)。

步驟103：將步驟102中的離散模型變換到同步旋轉(zhuǎn)坐標系，補償數(shù)字控制系統(tǒng)的一拍延遲，得到交流電機同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域數(shù)學模型

$G_{dq}^e\left(z\right)=\frac{1-e^{-T_s/T}}{R\·z\·e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}(z\·e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-e^{-T_s/T})}$

其中，ω_e為同步電角速度，j為虛數(shù)單位。

步驟104：根據(jù)步驟103中的數(shù)學模型，基于零極點對消的設(shè)計方法，直接設(shè)計含有可調(diào)參數(shù)k的同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器

$G_{cc}^e\left(z\right)=\frac{k\·R(e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-z^{-1}{e}^{-T_s/T})}{(1-z^{-1})}{e}^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}$

步驟105：根據(jù)步驟103中得到的離散域數(shù)學模型和步驟104中得到的離散域調(diào)節(jié)器可得到系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)

$G_{op}^e\left(z\right)=G_{dq}^e\left(z\right)\·G_{cc}^e\left(z\right)=\frac{k\·(1-e^{-T_s/T})}{z(z-1)}$

其中，R為電機定子電阻，L為電機定子電感，T_s為控制周期，k為可調(diào)參數(shù)，z為Z變換算子，e為自然對數(shù)。

步驟106：根據(jù)步驟105中得到的開環(huán)傳遞函數(shù),可得系統(tǒng)的閉環(huán)特征方程：

$z^2-z-k\·(1-e^{-T_s/T})=0$

步驟107：根據(jù)自動控制原理，步驟106中閉環(huán)特征方程的兩個根均位于實軸時，系統(tǒng)無超調(diào)量，此時需滿足：

$1-4k\·(1-e^{-T_s/T})=0$

步驟108：求解步驟107中的方程，得實現(xiàn)系統(tǒng)無超調(diào)的可調(diào)參數(shù)k的優(yōu)化值

$k_{op}^z=\frac{1}{4(1-e^{-T_s/T_{\mathrm{\σ}}})}$

步驟109：將計算得到的優(yōu)化值代入步驟104中的離散域調(diào)節(jié)器即得到同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器：

$G_{ccop}^e\left(z\right)=\frac{k_{op}^{z}R(e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-z^{-1}{e}^{-T_s/T})}{(1-z^{-1})}{e}^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}$

其中，ω_e為同步電角速度，j為虛數(shù)單位。

本發(fā)明具有如下特點和優(yōu)勢：

消除d軸、q軸兩個控制環(huán)的交叉耦合，解決了傳統(tǒng)的線性PI調(diào)節(jié)器不能實現(xiàn)完全獨立設(shè)計的問題，且不需要前饋解耦環(huán)節(jié)。

直接在離散域設(shè)計調(diào)節(jié)器，相對傳統(tǒng)方案，避免了在連續(xù)域設(shè)計調(diào)節(jié)器后進行離散化所帶來的誤差。

在調(diào)節(jié)器設(shè)計中考慮了數(shù)字控制系統(tǒng)延遲的影響。

給出了準確的控制器可調(diào)參數(shù)k的設(shè)計公式，實現(xiàn)電流環(huán)的階躍響應(yīng)無超調(diào)，不需要反復調(diào)試，有很好的通用性和實用性。

圖1為本發(fā)明的硬件電路結(jié)構(gòu)圖，包括三相電壓源、異步電機、三相二極管整流橋、直流側(cè)電容、異步電機、電壓電流采樣電路、三相逆變器、DSP控制器和驅(qū)動電路。電壓電流采樣電路利用電壓霍爾傳感器和電流霍爾傳感器分別采集直流側(cè)電壓以及異步電機a、b相電流，采樣信號經(jīng)過信號調(diào)理電路后進入DSP控制器轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。DSP控制器完成本發(fā)明所提出方法的運算，輸出六路開關(guān)脈沖，然后經(jīng)過驅(qū)動電路后得到逆變器的六個開關(guān)管的最終驅(qū)動信號。

圖2為本發(fā)明的控制原理框圖，圖中G_d為數(shù)字控制系統(tǒng)產(chǎn)生的延遲環(huán)節(jié)，陰影部分為交流電機等效模型，該控制方法在圖1的DSP控制器上按照如下步驟依次實現(xiàn)：

步驟201：矢量控制系統(tǒng)的d軸電流參考值由外環(huán)磁鏈PI調(diào)節(jié)器得到；q軸電流參考值由速度外環(huán)PI調(diào)節(jié)器得到。將d軸、q軸電流參考值組合成復矢量作為離散域電流調(diào)節(jié)器的電流參考值，其中j為虛數(shù)單位。

步驟202：測得的電機實際電流經(jīng)過派克變換得到d軸電流實際值I_d、q軸電流實際值I_q，將d軸、q軸電流實際值組合成復矢量I＝I_d+jI_q作為離散域電流調(diào)節(jié)器的被控量，其中j為虛數(shù)單位。

步驟203：根據(jù)異步電機電流內(nèi)環(huán)的離散域數(shù)學模型，補償數(shù)字控制系統(tǒng)的一拍延遲，設(shè)計含有可調(diào)參數(shù)k的同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器

$G_{cc}^e\left(z\right)=\frac{kR(e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-z^{-1}{e}^{-T_s/T})}{(1-z^{-1})}{e}^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}$

其中,T_s為控制周期，R為定子電阻，L_s為定子電感，L_r為轉(zhuǎn)子電感，L_m為定子、轉(zhuǎn)子間互感，ω_e為同步電角速度，k為可調(diào)參數(shù)，z為Z變換算子，e為自然對數(shù),j為虛數(shù)單位。

步驟204：根據(jù)異步電機的參數(shù)和數(shù)字控制系統(tǒng)的控制周期T_s，以階躍響應(yīng)無超調(diào)量為優(yōu)化目標，計算步驟203中可調(diào)參數(shù)k的優(yōu)化值：

$k_{op}^z=\frac{1}{4(1-e^{-T_s/T})}$

其中,T_s為控制周期，R_s為定子電阻，L_s為定子電感，L_r為轉(zhuǎn)子電感，L_m為定子、轉(zhuǎn)子間互感，e為自然對數(shù)。

步驟205：將步驟204中計算得到的可調(diào)參數(shù)k的優(yōu)化值代入步驟203中的離散域調(diào)節(jié)器得到同步旋轉(zhuǎn)坐標系下電流內(nèi)環(huán)的離散域調(diào)節(jié)器。

$G_{ccop}^e\left(z\right)=\frac{k_{op}^{z}R(e^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}-z^{-1}{e}^{-T_s/T})}{(1-z^{-1})}{e}^{{\mathrm{j\ω}}_e{T}_s}$

步驟206：將步驟201中得到的電流參考值與步驟202中得到的被控量做差，得到電流誤差信號I_err：

$I_{err}=I_{dq}^{*}-I_{dq}$

步驟207：將步驟206中得到的電流誤差信號I_err作用到步驟205中得到的離散域調(diào)節(jié)器即得到矢量控制系統(tǒng)所需的復矢量參考電壓指令

步驟208：根據(jù)步驟207中得到的復矢量參考電壓指令采用空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)等方法即可得到驅(qū)動逆變器開關(guān)管的驅(qū)動信號。

本發(fā)明所提出方法的有效性可以通過對比圖3、圖4的仿真結(jié)果以及圖5、圖6、圖7、圖8、圖9、圖10所示的實驗結(jié)果得出。圖3是將異步電機d軸電流參考值固定為3.2A，q軸電流參考值給定為鋸齒波時，采用傳統(tǒng)電流PI調(diào)節(jié)器的d軸、q軸電流的仿真波形圖，在這個過程中電機轉(zhuǎn)速在750rpm至1500rpm之間變化；而圖4則是同樣條件下，采用本發(fā)明中的離散域電流調(diào)節(jié)器的仿真波形圖。從圖3和圖4的對比中可以發(fā)現(xiàn)，基于傳統(tǒng)電流PI調(diào)節(jié)器的d軸電流一直受到變化的q軸電流影響，基于本發(fā)明方法時，d軸電流很快恢復至參考值。圖5是本發(fā)明中所述方法在異步電機靜止條件下，d軸電流的階躍響應(yīng)實驗波形，可以看出系統(tǒng)響應(yīng)沒有超調(diào)量且d軸電流在4ms左右時間即能跟蹤上指令值。

圖6、圖7、圖8、圖9、圖10均基于本發(fā)明所述離散域調(diào)節(jié)器，對異步電機采用矢量控制，在5kHz采樣率下的實驗結(jié)果。圖6是轉(zhuǎn)速1500rpm時的空載實驗波形，圖7是轉(zhuǎn)速1500rpm時的滿載實驗波形，由此可以看出，該離散域調(diào)節(jié)器空載和帶載情況下運行良好，電流波形光滑正弦。圖8是轉(zhuǎn)速6rpm時的滿載實驗波形，可以看出該離散域調(diào)節(jié)器具有良好的低速性能。圖9是從靜止啟動到1500rpm時的實驗波形，為實現(xiàn)系統(tǒng)在啟動時具有足夠的帶載能力，在啟動前進行了直流預勵磁處理，即令q軸電流為零并以恒定的d軸直流對電機進行勵磁，當氣隙磁通達到設(shè)定值時即可啟動電機。從圖9可以看出，d、q軸電流響應(yīng)迅速，在動態(tài)過程中并未出現(xiàn)超調(diào)現(xiàn)象。圖10是轉(zhuǎn)速從1500rpm到-1500rpm的正反轉(zhuǎn)實驗波形，可以看出q軸電流迅速增加至最大值，并且沒有出現(xiàn)超調(diào)震蕩現(xiàn)象，而且d軸電流在整個q軸電流波形變化的過程中始終穩(wěn)定在參考值，從而驗證了基于離散域設(shè)計的電流調(diào)節(jié)器能夠在動態(tài)過程中實現(xiàn)d、q軸電流的解耦控制。另外，轉(zhuǎn)速在過零區(qū)域切換平滑，表明整個系統(tǒng)具有良好的動態(tài)性能。

需要說明的是，本發(fā)明實施例中所有使用“第一”和“第二”的表述均是為了區(qū)分兩個相同名稱非相同的實體或者非相同的參量，可見“第一”“第二”僅為了表述的方便，不應(yīng)理解為對本發(fā)明實施例的限定，后續(xù)實施例對此不再一一說明。

所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)當理解：以上任何實施例的討論僅為示例性的，并非旨在暗示本公開的范圍(包括權(quán)利要求)被限于這些例子；在本發(fā)明的思路下，以上實施例或者不同實施例中的技術(shù)特征之間也可以進行組合，步驟可以以任意順序?qū)崿F(xiàn)，并存在如上所述的本發(fā)明的不同方面的許多其它變化，為了簡明它們沒有在細節(jié)中提供。

另外，為簡化說明和討論，并且為了不會使本發(fā)明難以理解，在所提供的附圖中可以示出或可以不示出與集成電路(IC)芯片和其它部件的公知的電源/接地連接。此外，可以以框圖的形式示出裝置，以便避免使本發(fā)明難以理解，并且這也考慮了以下事實，即關(guān)于這些框圖裝置的實施方式的細節(jié)是高度取決于將要實施本發(fā)明的平臺的(即，這些細節(jié)應(yīng)當完全處于本領(lǐng)域技術(shù)人員的理解范圍內(nèi))。在闡述了具體細節(jié)(例如，電路)以描述本發(fā)明的示例性實施例的情況下，對本領(lǐng)域技術(shù)人員來說顯而易見的是，可以在沒有這些具體細節(jié)的情況下或者這些具體細節(jié)有變化的情況下實施本發(fā)明。因此，這些描述應(yīng)被認為是說明性的而不是限制性的。

盡管已經(jīng)結(jié)合了本發(fā)明的具體實施例對本發(fā)明進行了描述，但是根據(jù)前面的描述，這些實施例的很多替換、修改和變型對本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來說將是顯而易見的。例如，其它存儲器架構(gòu)(例如，動態(tài)RAM(DRAM))可以使用所討論的實施例。

本發(fā)明的實施例旨在涵蓋落入所附權(quán)利要求的寬泛范圍之內(nèi)的所有這樣的替換、修改和變型。因此，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何省略、修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。