本發(fā)明涉及電力電子領域，具體涉及一種不間斷電源的控制方法及控制裝置。

背景技術：

不間斷電源能夠持續(xù)不斷地給用電設備進行供電，已經廣泛地用于各個領域。圖1是現(xiàn)有技術中的一種方波不間斷電源(UPS)的電路圖。如圖1所示，方波UPS包括交流輸入端11、交流輸出端12以及連接在交流輸入端11和交流輸出端12之間的繼電器13，還包括可充電電池14、連接在可充電電池14兩端的逆變器15和連接在逆變器15和交流輸出端12之間的變壓器16，其中逆變器15用于將可充電電池14的直流電轉換為方波。

在圖1所示的方波UPS中，當交流輸入端11的交流電異常時，繼電器13被控制為斷開，逆變器15被控制輸出工頻方波，因而UPS從市電供電轉換為電池供電。通常繼電器13具有幾個毫秒的切換時間(或稱飛行時間)，在UPS的工作模式轉換期間，變壓器16一次側中的正反向電壓的伏秒乘積(伏秒積)不等，因此變壓器16將產生巨大的偏磁電流從而導致變壓器16飽和。變壓器16飽和一方面導致輸出電壓降低，從而降低帶負載能力；另一方面偏磁飽和電流將流過逆變器15中的金氧半場效晶體管(圖1未示出)，從而導致金氧半場效晶體管損壞。

為了避免逆變器15中的金氧半場效晶體管損壞，現(xiàn)有的解決方案是在不選用磁芯較大的變壓器的前提下，選用耐流能力大的金氧半場效晶體管，或在逆變器15中的每一個金氧半場效晶體管上并聯(lián)多個金氧半場效晶體管。但是上述解決方案增加UPS的成本，另外沒有從根本上解決變壓器的偏磁飽和。

技術實現(xiàn)要素：

因此，本發(fā)明要解決的技術問題是如何防止變壓器偏磁飽和。

本發(fā)明的一個實施例提供了一種不間斷電源的控制方法，包括：

1)檢測所述方波不間斷電源的交流輸入電壓；

2)當檢測到所述交流輸入電壓出現(xiàn)異常時，將所述方波不間斷電源的交流輸入端和交流輸出端斷開；

3)控制所述方波不間斷電源中的逆變器輸出方波，其中所述方波的頻率從起始頻率逐漸減小至工頻。

優(yōu)選的，所述起始頻率到所述工頻之間具有2～6個不同頻率。

優(yōu)選的，所述起始頻率為75赫茲～300赫茲，所述工頻為50赫茲或60赫茲。

優(yōu)選的，在所述步驟3)中，所述方波的頻率依次從111赫茲、76.9赫茲、58.8赫茲減小到50赫茲。

優(yōu)選的，所述方波的每一個周期的電壓均方根值在輸出電壓預定值的0.9～1.1倍之間。在其他優(yōu)選實施例中，所述方波的每一個周期的電壓均方根值等于額定均方根值。

優(yōu)選的，所述方波不間斷電源的交流輸入端和交流輸出端之間具有開關裝置，在所述步驟2)中，控制所述開關裝置斷開，所述起始頻率的方波的第一上升沿對應的時刻等于所述交流輸入電壓異常的起始時刻、所述交流輸入電壓異常的檢測時間和所述開關裝置的切換時間之和。

本發(fā)明的一個實施例還提供了一種方波不間斷電源的控制裝置，所述控制裝置包括：

檢測裝置，用于檢測所述方波不間斷電源的交流輸入電壓；

切換裝置，用于當檢測到所述交流輸入電壓出現(xiàn)異常時，將所述方波不間斷電源的交流輸入端和交流輸出端斷開；以及

控制裝置，用于控制所述方波不間斷電源中的逆變器輸出方波，其中所述方波的頻率從起始頻率逐漸減小至工頻。

優(yōu)選的，所述起始頻率到所述工頻之間具有2～6個不同頻率。

優(yōu)選的，所述起始頻率為75赫茲～300赫茲，所述工頻為50赫茲或60赫茲。

優(yōu)選的，所述控制裝置用于控制所述逆變器輸出的方波的頻率依次從111赫茲、76.9赫茲、58.8赫茲減小到50赫茲。

優(yōu)選的，所述控制裝置用于控制所述逆變器輸出的所述方波的每一個 周期的電壓均方根值在輸出電壓預定值的0.9～1.1倍之間。在其他實施例中，所述方波的每一個周期的電壓均方根值等于額定均方根值。

本發(fā)明的控制方法在不增加成本的情況下有效地防止變壓器偏磁飽和，并且在工作模式轉換期間，UPS的帶負載能力保持不變。

附圖說明

以下參照附圖對本發(fā)明實施例作進一步說明，其中：

圖1是現(xiàn)有技術中的一種方波不間斷電源的電路圖。

圖2a是交流電在相位角0°異常時根據(jù)現(xiàn)有的控制方法的輸出電壓的時序圖。

圖2b是交流電在相位角0°異常時根據(jù)本發(fā)明的控制方法的輸出電壓的時序圖。

圖3a是交流電在相位角45°異常時根據(jù)現(xiàn)有的控制方法的輸出電壓的時序圖。

圖3b是交流電在相位角45°異常時根據(jù)本發(fā)明的控制方法的輸出電壓的時序圖。

圖4a是交流電在相位角90°異常時根據(jù)現(xiàn)有的控制方法的輸出電壓的時序圖。

圖4b是交流電在相位角90°異常時根據(jù)本發(fā)明的控制方法的輸出電壓的時序圖。

圖4c是交流電在相位角90°異常時根據(jù)現(xiàn)有的控制方法的變壓器輸出電壓和一次側電流的時序圖。

圖4d是交流電在相位角90°異常時根據(jù)本發(fā)明的控制方法的變壓器輸出電壓和一次側電流的時序圖。

圖5a是交流電在相位角135°異常時根據(jù)現(xiàn)有的控制方法的輸出電壓的時序圖。

圖5b是交流電在相位角135°異常時根據(jù)本發(fā)明的控制方法的輸出電壓的時序圖。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結合附圖通過具體實施例對本發(fā)明進一步詳細說明。

概括說來，本發(fā)明的控制方法通過控制逆變器15(參見圖1)輸出的方波的頻率從高于工頻的起始頻率逐漸降低為工頻，使得變壓器16(參見圖1)的伏秒積差值減小，從而防止了變壓器16偏磁飽和。

為了便于理解，下面將基于圖1分別對交流電在相位角0°、45°、90°和135°異常(例如斷電)時，對照現(xiàn)有的控制方法來說明本發(fā)明的控制方法。以下將以電壓異常偵測時間為2毫秒，繼電器13切換時間為6毫秒，且逆變器15在電池模式下輸出的方波的峰值電壓V_PK為343伏、頻率為50赫茲、脈沖寬度為4.5毫秒為例詳細說明本實施例的控制方法。

圖2a是交流電在相位角0°異常時根據(jù)現(xiàn)有的控制方法的輸出電壓的時序圖。參見圖2a所示，在時刻t20，交流輸入端11的交流電斷電；在時刻t20～t21(8毫秒)，判斷交流輸入端11的交流電異常，并斷開繼電器13；在時刻t21～t22，逆變器15被控制輸出脈寬為1毫秒的正向脈沖電壓P2a1，且在時刻t22～t23，逆變器15被控制輸出脈寬為4.5毫秒的負向脈沖電壓P2a2；在時刻t23之后，逆變器15被控制輸出頻率50赫茲、脈寬4.5毫秒的方波。在交流電異常的第一個周期內(即時刻t20～t23)，正向脈沖電壓P2a1的寬度與負向脈沖電壓P2a2的寬度的差值為3.5毫秒，因此變壓器16的伏秒積差值為V_PK×3.5毫秒，這將導致或極易導致變壓器16偏磁飽和。

圖2b是交流電在相位角0°異常時根據(jù)本發(fā)明的控制方法的輸出電壓的時序圖。參見圖2b所示，圖2b的時刻t20～t21的控制方法與輸出電壓波形與圖2a相同。采用本實施例的控制方法，在時刻t21～t24，逆變器15被控制為輸出一個周期的方波(包括脈寬2毫秒的正向脈沖電壓P2b1和負向脈沖電壓P2b2)，其頻率為111赫茲；在時刻t24之后，逆變器15被控制為依次輸出一個周期的方波(包括脈寬3毫秒的正向脈沖電壓P2b3和負向脈沖電壓P2b4)，其頻率為76.9赫茲；一個周期的方波(包括脈寬為4毫秒的正向脈沖電壓P2b5和負向脈沖電壓P2b6)，其頻率為58.8赫茲；之后持續(xù)輸出頻率為50赫茲、脈寬為4.5毫秒的方波。因此本實施例的控制方法是切斷繼電器13之后，控制逆變器15輸出的方波的頻率從111赫茲逐漸降低到工頻50赫茲。從圖2b可以看出，負向脈沖電壓P2b2和正向脈沖電壓P2b3的寬度的差值為1毫秒，負向脈沖電壓P2b4和正向脈沖電壓P2b5的寬度的差值為1毫秒，相鄰的正向脈沖電壓和負向脈沖電壓的寬度的差值最大為1毫秒，因此變壓器16的伏秒積差值為V_PK×1毫 秒。采用本發(fā)明的控制方法降低了變壓器16的偏磁飽和電流和飽和風險。由于逆變器15輸出的峰值電壓V_PK相等，且2×111/1000≈3×76.9/1000≈4×58.5/1000≈4.5×50/1000，根據(jù)均方根電壓公式V_PK×(脈寬×頻率)^1/2可知，采用本實施例的控制方法，輸出電壓的均方根值基本保持不變，因而在工作模式轉換期間，UPS的帶負載能力基本保持不變。

圖3a是交流電在相位角45°異常時根據(jù)現(xiàn)有的控制方法的輸出電壓的時序圖。參見圖3a所示，在時刻t30’～t30(2.5毫秒)，交流輸入端11的交流電為弦波，且在時刻t30，交流輸入端11的交流電斷電；在時刻t30～t31(8毫秒)，判斷交流輸入端11的交流電異常，并斷開繼電器13；在時刻t31～t32(9.5毫秒)，逆變器15被控制輸出脈寬4.5毫秒的負向脈沖電壓P3a1；在時刻t32之后，逆變器15被控制輸出頻率50赫茲、脈寬4.5毫秒的方波。

圖3b是交流電在相位角45°異常時根據(jù)本發(fā)明的控制方法的輸出電壓的時序圖。參見圖3b所示，圖3b的時刻t30’～t31的控制方法與輸出電壓波形與圖3a相同。采用本實施例的控制方法，在時刻t31～t33(4.5毫秒)，逆變器15被控制為輸出一個周期的方波的一部分(即脈寬2毫秒的負向脈沖電壓P3b1)，其頻率為111赫茲；在時刻t33之后，逆變器15被控制為依次輸出一個周期、脈寬為3毫秒的方波，其頻率為76.9赫茲；一個周期、脈寬為4毫秒的方波后，其頻率為58.8赫茲，持續(xù)輸出頻率為50赫茲、脈寬為4.5毫秒的方波。

在圖3a中，時刻t30’～t30的正向電壓的伏秒積和負向脈沖電壓P3a1的伏秒積差值為(4.5-0.66)毫秒×V_PK＝V_PK×3.84毫秒。而在圖3b中，時刻t30’～t30的正向電壓的伏秒積和負向脈沖電壓P3b1的伏秒積差值為(2-0.66)毫秒×V_PK＝V_PK×1.34毫秒。因此采用本實施例的控制方法使得變壓器16的正反向電壓的伏秒積差值減小，降低了變壓器16飽和風險，并防止了變壓器16偏磁飽和。

圖4a是交流電在相位角90°異常時根據(jù)現(xiàn)有的控制方法的輸出電壓的時序圖。參見圖4a所示，在時刻t40’～時刻t40(5毫秒)，交流輸入端11的交流電為弦波，且在時刻t40交流輸入端11的交流電斷電；在時刻t40～t41(8毫秒)，判斷交流輸入端11的交流電異常，并斷開繼電器13；在時刻t41～t42(7毫秒)，逆變器15被控制輸出脈寬4.5毫秒的負向脈沖電壓P4a1；在時刻t42之后，逆變器15被控制輸出頻率50赫茲、脈寬4.5 毫秒的方波。

圖4b是交流電在相位角90°異常時根據(jù)本發(fā)明的控制方法的輸出電壓的時序圖。參見圖4b所示，圖4b的時刻t40’～t41的控制方法與輸出電壓波形與圖4a相同。采用本實施例的控制方法，在時刻t41～t43(4.5毫秒)，逆變器15被控制為輸出一個周期的方波的一部分(即脈寬2毫秒的負向脈沖電壓P4b1)，其頻率為111赫茲；在時刻t43之后，逆變器15被控制為依次輸出一個周期、脈寬為3毫秒的方波，其頻率為76.9赫茲，一個周期、脈寬為4毫秒的方波(頻率為58.8赫茲)后，持續(xù)輸出頻率為50赫茲、脈寬為4.5毫秒的方波。

在圖4a的時刻t40’～t42，變壓器16的正向電壓和負向脈沖電壓的伏秒積差值為V_PK×2.25毫秒。而采用本實施例的控制方法，變壓器16的正向電壓和負向脈沖電壓的伏秒積差值最大為V_PK×1毫秒。因此本發(fā)明的控制方法降低了變壓器16的偏磁飽和電流和飽和風險。

圖4c是交流電在相位角90°異常時根據(jù)現(xiàn)有控制方法的變壓器輸出電壓和變壓器一次側中電流的時序圖。從圖4c可以看出，在斷開繼電器13之后，逆變器15被控制輸出脈寬4.5毫秒的負向脈沖電壓P4a1過程中，變壓器16飽和導致輸出電壓V降低，同時在變壓器16的一次側中的電流I急劇增加，遠超過金氧半場效晶體管的規(guī)格，該偏磁飽和電流將導致逆變器15中的金氧半場效晶體管損壞。

圖4d是交流電在相位角90°異常時根據(jù)本發(fā)明上述控制方法的變壓器輸出電壓和變壓器一次側中電流的時序圖。從圖4d可以看出，變壓器一次側中的電流I基本恒定，遠小于金氧半場效晶體管的規(guī)格。因此本發(fā)明的控制方法降低了變壓器16的偏磁飽和電流和飽和風險。

圖5a是交流電在相位角135°異常時根據(jù)現(xiàn)有的控制方法的輸出電壓的時序圖。參見圖5a所示，在時刻t50’～t50(7.5毫秒)，交流輸入端11的交流電為弦波，且在時刻t50，交流輸入端11的交流電斷電；在時刻t50～t51(8毫秒)，判斷交流輸入端11的交流電異常，并斷開繼電器13；在時刻t51～t52(4.5毫秒)，逆變器15被控制輸出脈寬3.5毫秒負向脈沖電壓P5a1；在時刻t52之后，逆變器15被控制輸出頻率50赫茲、脈寬4.5毫秒的方波，其中圖5a僅標示出了時刻t52之后的第一個脈寬為4.5毫秒的正向脈沖電壓P5a2。

圖5b是交流電在相位角135°異常時根據(jù)本發(fā)明的控制方法的輸出電 壓的時序圖。參見圖5b所示，圖5b的時刻t50’～t51的控制方法與輸出電壓波形與圖5a相同。采用本實施例的控制方法，在時刻t51～t53(4.5毫秒)，逆變器15被控制為輸出一個周期的方波的一部分(即脈寬2毫秒的負向脈沖電壓P5b1)，其頻率為111赫茲；在時刻t53之后，逆變器15被控制為依次輸出一個周期、脈寬3毫秒的方波，其頻率為76.9赫茲，一個周期、脈寬為4毫秒的方波(頻率為58.8赫茲)后，持續(xù)輸出頻率為50赫茲、脈寬為4.5毫秒的方波。

從圖5a可以看出，負向脈沖電壓P5a1和正向脈沖電壓P5a2的寬度的差值為1毫秒，因此變壓器16的正負向電壓的伏秒積差值為V_PK×1毫秒。從圖5b可以看出，變壓器16的正負向電壓的伏秒積差值最大為V_PK×1毫秒。

本領域的技術人員可以根據(jù)實際情況設定死區(qū)時間，例如在圖2a的時刻t21～t22，逆變器15被控制輸出脈寬為2毫秒的正向脈沖電壓，并在時刻t22之后預留1毫秒的死區(qū)時間，其作為現(xiàn)有技術被本領域技術人員所公知。

本領域的技術人員可知，當交流電在相位角180°、225°、270°和315°異常(例如斷電)時，采用本實施例的控制方法獲得的輸出電壓的波形分別是將圖2b、3b、4b和5b的電壓波形關于時間軸做軸對稱后的電壓波形。

在本發(fā)明的其他實施例中，當逆變器15在電池模式下輸出方波的脈沖寬度為其他數(shù)值(例如4毫秒)時，根據(jù)上述控制方法，逆變器15被控制為依次輸出一個周期、脈寬1.8毫秒的方波(頻率為111赫茲)的全部或一部分，一個周期、脈寬2.6毫秒的方波(頻率76.9赫茲)，一個周期、脈寬3.4毫秒的方波(頻率為58.8赫茲)后，持續(xù)輸出頻率50赫茲、脈寬4毫秒的方波。

在本發(fā)明的其他實施例中，逆變器15輸出的方波的每一個周期的電壓均方根值在輸出電壓預定值的0.9～1.1倍之間，例如可以等于額定均方根值。從而使得UPS的帶負載能力不變。

在本發(fā)明的其他實施例中，通過控制逆變器15輸出的方波的頻率從起始頻率逐漸降低為工頻。逆變器15輸出的起始頻率的方波的第一上升沿與交流電異常時刻的差值等于交流電的異常判斷時間加上繼電器15的切換時間。由于交流電可能在不同的相位角發(fā)生異常，且不同UPS的電壓 異常判斷時間和繼電器切換時間具有差異性，因此逆變器15可以輸出起始頻率的方波的全部或一部分。

該起始頻率優(yōu)選是75赫茲～300赫茲。該起始頻率到工頻之間優(yōu)選具有2～6個不同頻率，一方面減小變壓器16的偏磁電流，另一方面負載在合適時間內被提供頻率高于工頻的方波，避免該負載損壞。

采用本發(fā)明的控制方法，不需要采用成本高、體較大、磁芯大的變壓器，不需要選用耐流能力大的金氧半場效晶體管，也不需要在逆變器15中的每一個金氧半場效晶體管上并聯(lián)多個金氧半場效晶體管。因此采用本發(fā)明的控制方法沒有增加UPS的成本。另外采用本發(fā)明的控制方法，從根本上防止變壓器的偏磁飽和，并且工作模式轉換期間，UPS的帶負載能力并未降低。

本發(fā)明的一個實施例還提供了一種方波不間斷電源的控制裝置，該控制裝置包括檢測裝置，用于檢測所述方波不間斷電源的交流輸入電壓；切換裝置，用于當所述交流輸入電壓在預定的偵測時間內異常時，控制連接在所述方波不間斷電源的交流輸入端和交流輸出端之間的開關裝置斷開；控制裝置，用于控制所述方波不間斷電源中的逆變器輸出的方波的頻率從起始頻率逐漸減小至工頻。

可選的，所述起始頻率到所述工頻之間具有2～6個不同頻率。

可選的，所述起始頻率為75赫茲～300赫茲，所述工頻為50赫茲或60赫茲。

可選的，所述控制裝置用于控制所述逆變器輸出的方波的頻率依次從111赫茲、76.9赫茲、58.8赫茲減小到50赫茲。

可選的，所述控制裝置用于控制所述逆變器輸出的所述方波的每一個周期的電壓均方根值在輸出電壓預定值的0.9～1.1倍之間。在其他的實施例中，還可以使得該方波的每一個周期的電壓均方根值等于額定均方根值。

雖然本發(fā)明已經通過優(yōu)選實施例進行了描述，然而本發(fā)明并非局限于這里所描述的實施例，在不脫離本發(fā)明范圍的情況下還包括所作出的各種改變以及變化。