超寬電壓輸入范圍AC/DC-DC自適應儀用開關電源技術領域本發(fā)明屬于儀表電源領域，為一種超寬電壓輸入范圍AC/DC-DC自適應儀用開關電源。

背景技術：
國際著名儀表公司生產(chǎn)的自動化儀表的電源系統(tǒng)可以自動適應85~265V交流和18~100V直流電源供電，即將這些儀表的電源接頭插在直流電源上或者交流電源上，均能夠正常工作。這給用戶帶來了極大的方便，也大大減少了自動化儀表因接插電源不當而造成的損壞。但是，國產(chǎn)的自動化儀表均無這項功能。所以，在工業(yè)現(xiàn)場應用時，就要根據(jù)現(xiàn)場提供的是24V直流電源還是220V交流電源這兩種情況，來配置不同的電源模塊。若將適用于24V直流電源的自動化儀表接到220V交流電源上時，儀表就會損壞；若將適用于220V交流電源的自動化儀表接到24V直流電源上去時，儀表就不工作。此外，有些工業(yè)現(xiàn)場提供的直流電壓和交流電壓變化范圍較大，不同國家的電壓等級也不同，對于不同的電壓等級，就需要不同的電源適配器，這限制了自動化儀表的使用范圍。國外研制的寬范圍輸入電壓的開關電源主要有兩種電路拓撲結構：采用一級電路拓撲（專利1：CharlesK.Carlin.Universalinputvoltagepowersupply.USPatentNo.US5126652,Jun30,1992）和采用兩級電路拓撲。在兩級電路拓撲中，其切換方法分為使用繼電器切換（專利2：CecilC.Dishman,RandhirS.Mrlik.Powersupplythatadjustsatransformerturnsratiotooperateefficientlyathighandlowlineinput.USPatentNo.US8159198B2,Apr17,2012）和自動切換（專利3：ArchemedeAffaticati,GiuseppeRiboli.Widevoltagerangestabilizedswitchingpowersupplyforvalveactuators.USPatentNo.US20060050459A1,Mar9,2006）。專利1采用一級電路拓撲結構，所述的電源模塊的每個部分都是通過模擬器件來實現(xiàn)的，而模擬器件抗干擾性能差，漂移較大。電阻和電感數(shù)值的分散性較大，從而造成電源轉(zhuǎn)換精度較差。此外，過多的器件增加了功率損耗，降低了轉(zhuǎn)換效率。并且如果需要改變輸出電壓的話就必須要改變電感和電阻值，這樣操作起來比較麻煩。最重要的是，該電源的輸出端沒有與輸入端進行電氣隔離，當輸入電壓為交流電時，在測試中可能對整個系統(tǒng)造成損壞。專利2采用兩級電路拓撲結構，使用繼電器進行切換，其缺點是，如果輸入電壓工作在電路切換點附近就會引起繼電器繞組頻繁切換。由于繼電器有效切換次數(shù)的緣故，就會造成繼電器過早失效，同時，繼電器的引入會使電源的體積增加。專利3采用自動切換方式，但是，只是簡單說明了兩級電路拓撲，而沒有介紹兩級電路拓撲的驅(qū)動方式；并且第一級升壓變換電路需要將最低21.6VDC輸入電壓升壓到120VDC，升壓變比太大，容易引起電路不穩(wěn)定。對于工業(yè)現(xiàn)場提供的24V直流電源來說，可能的電壓范圍為18~36V，此時該電源模塊就不能正常工作了；當輸入電壓高于設定切換點電壓，而不需要第一級升壓變換電路工作時，專利3中也沒有說明切換方式。專利3只是提到了輔助供電電路，但是，沒有詳細介紹輔助供電的原理。一般的開關電源的輔助供電電路只是在電路上電瞬間供電，當電路工作正常以后就將該輔助供電電路切換掉，而專利3對這方面沒有說明。國際知名開關電源公司，如美國VICOR(懷格)和日本COSEL(科索)和LAMBDA，產(chǎn)品中均沒有如此寬范圍電壓輸入的電源產(chǎn)品。國內(nèi)對于寬范圍輸入電壓的開關電源的研究有使用繼電器切換兩級電路的(陳丹江，張偉，肖質(zhì)紅等.一種超寬輸入范圍的開關電源的設計.電氣自動化，2011,33(3):65-67)，還有控制方法及電路拓撲等均沒有披露的廣州金升陽科技有限公司的電力儀表專用超寬輸入電壓范圍的開關電源模塊。該開關電源的型號為LO10-24B13K，其電壓輸入范圍是30～280VAC/30～400VDC，輸出電壓為13V，輸出電流0.5A。從其手冊提供的輸入電壓與效率關系曲線以及輸入電壓與負載關系曲線看到，當其輸入電壓低于100VDC時，電源效率低于75%，隨著輸入電壓的降低，效率也在下降。如果要求該電源提供滿負載的話，輸入電壓必須大于50VAC，而當輸入電壓為30VAC時，只能提供40%的功率。研制寬范圍輸入的AC/DC-DC自動化儀表開關電源模塊有以下三個技術難點：(1)輸入電壓范圍太大，造成電路拓撲結構設計和器件選擇困難?，F(xiàn)在的解決方案是使用兩級或者多級電路級聯(lián)。然而，由于輸入電壓范圍不同，輸出功率不同，電源應用場合不同，為了使電源模塊的效率高，選擇哪兩種或幾種電路拓撲組合成為難點。如果選擇非隔離型電路拓撲，由于輸入電壓范圍太大，就意味著在最低和最高的輸入電壓時，都需要輸出相同電壓。這樣可能會導致電路拓撲中開關管的工作占空比D接近于1或者0，而開關管的導通和關斷是需要上升和下降時間的，占空比太大或者太小，就沒有多余的控制時隙了。這樣就會引起電路工作異常，控制環(huán)路補償困難，可能會導致控制不穩(wěn)定。如果選擇隔離型電路拓撲，變壓器的匝比需要按照最大直流增益設計，此時輸入電壓最小，造成變壓器的設計難以優(yōu)化，變壓器體積很大。并且，對于所有的開關器件等的選型都要求其耐壓值要比最大輸入/輸出電壓還要高。高耐壓值的開關器件價格較貴，并且導通電阻大，會產(chǎn)生更高的損耗，這樣就降低了整個電路的效率。級聯(lián)電路的效率較單級電路效率會有所下降，如何選擇最佳的電路組合是一個難點；(2)如何選擇兩級或多級電路切換點以及如何在兩級或多級電路拓撲之間進行安全可靠切換。由于每一種電路拓撲都有其特點和輸入輸出要求，為了提高級聯(lián)電路拓撲的效率，選擇哪個電壓值點作為級聯(lián)電路切換點是一個難點；(3)如何選擇電路啟動方式，如何消除泄放電阻和檢測電阻引起的效率下降。現(xiàn)代開關電源中普遍存在著啟動電路、泄放電阻和檢測電阻一直消耗功率的問題。在寬范圍輸入的開關電源中，為了提高效率，如何選擇啟動方式成為一個難點。

技術實現(xiàn)要素：
為了解決上述背景技術中陳述的難點問題，本發(fā)明設計了由升壓變換電路和反激變換電路組成兩級級聯(lián)電路拓撲結構的電源模塊，該電源模塊能夠自動適應交、直流供電電源，是一個適用于超寬范圍輸入的AC/DC-DC電源模塊。本發(fā)明采用以下技術方案：(1)針對第一個設計難點，根據(jù)該電源的應用場合，分析各種電路拓撲的結構特點，選擇了由升壓變換電路和反激變換電路組成兩級式級聯(lián)電路的方法。如果輸入電壓較低，就將此低電壓先升壓到一個適合的高電壓，再通過第二級電路得到需要的輸出電壓；如果輸入電壓較高，此電壓就直接到達第二級變換電路；(2)針對第二個設計難點，通過分析升壓電路和反激式電路的特點，選擇一個兩級電路的切換電壓點。兩級電路之間進行切換的方法是通過電壓檢測比較電路控制升壓變換電路中的PWM調(diào)制電路，使其處于正常工作狀態(tài)或者鎖存狀態(tài)；(3)針對第三個設計難點，為了提高電源效率，選用了專門用于開關電源啟動的電源芯片，并且外接開關管來提高帶負載能力。在上電瞬間，由此電源啟動芯片供電，當電路工作穩(wěn)定后，從第二級電路的變壓器輔助繞組提供芯片工作電源并將開始提供電源的回路切換掉。使用這種方法，不僅解決了芯片供電問題，而且解決了現(xiàn)在開關電源中啟動電阻一直消耗能量的問題。使用電容零損耗放電器解決了EMI濾波電路中的泄放電阻一直消耗功率的問題；使用了零損耗高壓檢測信號斷接集成電路，解決了第一級電路的檢測電阻在第一級電路不工作時仍然在消耗功率的問題，這樣可靠性高，工作效率也高。本發(fā)明專利主要由輸入保護電路、EMI濾波電路、工頻整流濾波電路、高頻整流濾波電路、升壓變換電路、反激變換電路、第一電壓采樣電路、第一電流采樣電路、第二電壓采樣電路、第二電流采樣電路、第一PWM調(diào)制電路、第二PWM調(diào)制電路、輔助供電電源電路、電源切換電路、電壓檢測比較控制電路和光耦隔離反饋電路組成。為了使整個系統(tǒng)效率最高，本發(fā)明設計了由升壓變換電路和反激變換電路組成級聯(lián)電路拓撲結構的電源模塊；為了提高兩級電路效率，合理選擇了兩級電路的切換點，并且有效安全地進行切換；為了更大限度地提高整個系統(tǒng)效率，降低開關電源空載和待機功耗，使用了電源切換電路和消除泄放電阻、檢測電阻的方法，解決了開關電源中普遍存在的啟動電路、泄放電阻和檢測電阻一直消耗功率的問題。附圖說明圖1是本發(fā)明的硬件原理框圖。圖2是本發(fā)明的控制原理框圖。圖3是輸入保護電路圖。圖4是EMI濾波電路圖。圖5是工頻整流濾波電路圖。圖6是升壓變換電路圖。圖7是反激變換電路圖。圖8是第二PWM調(diào)制電路和光耦隔離反饋電路圖。圖9是第一PWM調(diào)制電路圖。圖10是輔助供電電源及電源切換電路圖。圖11是電壓檢測比較控制電路圖。具體實施方式下面結合附圖，對本發(fā)明作進一步地說明。本發(fā)明采用兩級變換的方式，第一級為升壓變換電路，第二級為反激變換電路。不論輸入電壓是直流電還是交流電，均通過整流濾波電路。采樣電路采樣整流濾波后的電壓，并將采樣值輸入到電壓檢測比較控制電路中的電壓比較器后，再通過切換電路對第一級的升壓變換電路進行選通。即，當輸入電壓為18～60VDC時，升壓變換電路選通，并將此范圍的輸入電壓升壓到60VDC。當輸入電壓為60~100VDC或者85～265VAC時，升壓變換電路中開關管一直關斷，此范圍輸入電壓經(jīng)過整流濾波電路后再經(jīng)過第一級的升壓變換器中的LC濾波電路后到達第二級電路。這樣第二級電路的輸入電壓為60～370VDC。然后，通過第二級的反激變換電路得到24VDC。本發(fā)明的硬件原理框圖如圖1所示，其主要由輸入保護電路、EMI濾波電路、工頻整流濾波電路、高頻整流濾波電路、升壓變換電路、反激變換電路、第一電壓采樣電路、第一電流采樣電路、第二電壓采樣電路、第二電流采樣電路、第一PWM調(diào)制電路、第二PWM調(diào)制電路、輔助供電電源電路、電源切換電路、電壓檢測比較控制電路和光耦隔離反饋電路組成。其中，第一級的升壓變換電路由第一電壓采樣電路、第一電流采樣電路、第一PWM調(diào)制電路組成；第二級的反激變換電路由第二電壓采樣電路、第二電流采樣電路、第二PWM調(diào)制電路、光耦隔離反饋電路組成。輸入保護電路用來防止短路引起電流過大以及發(fā)生雷擊等情況導致電壓過沖；EMI濾波電路主要是對輸入電源的電磁噪聲及雜波信號進行抑制，防止對電源干擾，同時也防止電源本身產(chǎn)生的高頻雜波對電網(wǎng)干擾；工頻整流濾波電路一方面用來將方向和大小都變化的交流電變換為方向不變但大小仍有脈動的直流電，并將大部分的交流成分濾除，從而得到比較平滑的直流電，另一方面用來防止輸入電壓為直流電時正負端電壓出現(xiàn)反接的情況；電壓檢測比較電路用來檢測輸入電壓并根據(jù)檢測值大小來切換第一級電路；輔助供電電源電路用來為系統(tǒng)中有源芯片提供上電瞬間電壓。升壓變換電路用來將輸入低電壓升壓到第二級電路的工作電壓；反激變換電路作為第二級電路，用來給負載提供穩(wěn)定的電壓，并將輸出電壓和輸入電壓進行電氣隔離；第一電壓采樣電路和第一電流采樣電路采樣升壓變換電路的電壓和電流并送入第一PWM調(diào)制電路，由第一PWM調(diào)制電路輸出占空比不同的PWM波，控制升壓變換電路的開關管，第二電壓采樣電路和第二電流采樣電路采樣反激變換電路的電壓和電流并送入第二PWM調(diào)制電路，由第二PWM調(diào)制電路輸出占空比不同的PWM波，控制反激變換電路的開關管。升壓變換電路和反激變換電路的控制原理框圖如圖2所示。為了保證電源模塊的穩(wěn)定、快速和可靠性，本發(fā)明的兩級變換電路均采用雙閉環(huán)控制，也就是電流模式控制方式。雙閉環(huán)控制中的外環(huán)為電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，通過引入開關管電流構建內(nèi)反饋環(huán)，能更快地反映輸入電壓的波動，從而迅速地調(diào)節(jié)參數(shù)，使系統(tǒng)快速進入新的穩(wěn)態(tài)。輸出電壓經(jīng)過電壓檢測后得到電壓反饋量，然后與參考電壓形成偏差，經(jīng)電壓誤差放大后產(chǎn)生電流參考量，其中，電壓調(diào)節(jié)采用PID調(diào)節(jié)方式。流過開關管的電流經(jīng)過電流檢測后得到電流反饋量，然后經(jīng)過電流檢測比較，再通過脈寬調(diào)制輸出占空比可調(diào)的PWM波。該PWM波驅(qū)動升壓變換電路和反激變換電路中開關管，從而實現(xiàn)電源模塊輸出電壓的精確控制。其中，電流檢測由圖1中的第一電流采樣電路或者第二電流采樣電路完成；電壓檢測由圖1中的第一電壓采樣電路或者第二電壓采樣電路完成；電壓誤差放大、電流檢測比較和脈寬調(diào)制由第一PWM調(diào)制電路或者第二PWM調(diào)制電路完成；第一PWM調(diào)制電路輸出的PWM波控制第一級升壓變換電路的開關管、第二PWM調(diào)制電路輸出的PWM波控制第二級反激變換電路的開關管。本發(fā)明的輸入保護電路如圖3所示，包括輸入過電壓、過電流保護。其中J1連接交流電的L、N、地或者直流電的正、負端，J2連接系統(tǒng)后級EMI濾波電路。供電電源可能出現(xiàn)浪涌過電壓和電源電壓過高，其中浪涌過電壓主要是遭遇雷擊或者供電電源中有較大負載的接通和斷開。采用瞬態(tài)電壓抑制器TVS1和氧化鋅壓敏電阻VSR，可對浪涌電壓起到箝位的作用，從而進行浪涌過電壓保護。當浪涌電壓持續(xù)時間較長時，可以熔斷F1熔絲管，從而斷開電源，確保相關電路不受損壞。為了抑制輸入電源的電磁噪聲以及雜波信號，防止對電源模塊干擾，同時也防止電源模塊本身產(chǎn)生的高頻雜波對電網(wǎng)干擾，本發(fā)明使用了EMI濾波電路。EMI濾波電路圖如圖4所示。該電路包括兩個輸入端J2、兩個輸出端J3、共模扼流圈L3、濾波電容器CX1、CX2、CY1~CY4、泄放電阻R3、R7、電容零損耗放電器U0。CX1、L3、CX2組成π型濾波網(wǎng)絡。L3的兩個線圈分別繞在低損耗、高磁導率的鐵氧體磁環(huán)上。L3對串摸干擾不起作用，但當出現(xiàn)共模干擾時，由于兩個線圈的磁通方向相同，經(jīng)過耦合后總電感量迅速增大，因此對共模信號呈現(xiàn)很大的感抗，使之不易通過。CX1和CX2是由專門的金屬化薄膜構成的電容，也稱之為X電容。CY1~CY4是陶瓷電容，也稱之為Y電容。X電容和Y電容都是安規(guī)電容，要求其失效后，不會導致電擊，不危及人身安全。安規(guī)限制了X電容和Y電容的最大值。這里選擇X電容為0.1uF，Y電容為2.2nF。CY1和CY4、CY3和CY4的中點接通大地，并且與設備的金屬外殼相連接，用來防止內(nèi)部電磁波輻射出去。由于X電容在交流斷電后仍儲存高壓電荷，一旦用戶誤觸摸電源插頭時會構成安全威脅。解決方法是在X電容上并聯(lián)一只泄放電阻對其放電，以滿足安全性要求。但該方法的缺點是當開關電源正常工作時，泄放電阻會產(chǎn)生恒定的功率損耗，導致電源效率降低。泄放電阻R的阻值范圍通常為150K~1.5M,對應于220V交流電，R上的功率損耗高達48~323mw。因此在設計EMI濾波器時必須采取有效措施，大幅度降低泄放電阻的功率損耗。本發(fā)明采取的方式是使用X電容零損耗放電器集成電路。其電路圖如圖4中R3、R7、U0所示。X電容零損耗放電器集成電路：無需外部偏置電路，且能在不接地的情況下具有極高的抑制共模干擾、串摸干擾能力。X電容零損耗放電器可等效于智能高壓開關S，在開關電源正常工作時它保持開路，即開關S1和S2斷開，通過切斷泄放電阻上的電流，使電阻功率損耗接近于零。當交流斷電后，該器件能迅速將開關S1和S2接通，此時泄放電阻接通，自動對X電容進行安全放電。用這種方法提高了開關電源的效率。經(jīng)過EMI濾波電路后的電壓進入工頻整流濾波電路，電路圖如圖5所示。工頻整流濾波電路包括整流橋D3和濾波電容C11、C12。工頻整流濾波電路一方面用來將方向和大小都變化的交流電變換為方向不變但大小仍有脈動的直流電，并將大部分交流成分濾除，從而得到比較平滑的直流電，另一方面用來防止輸入電壓為直流電時正負端電壓出現(xiàn)反接的情況。選擇整流橋時需要考慮其耐壓值和額定電流。整流橋的耐壓值應為最高交流電壓尖峰的1.5~2倍，其額定電流應為最低交流電壓使工作電流的1.5倍以上。在寬范圍輸入電壓中，整流濾波中電容C的容量和輸出功率P(w)的關系為：(1)更高容量的濾波電容C會增加電容的成本和體積，并不會明顯減小紋波電壓。這里C11選擇耐壓值為450V，容量為47uF的鋁電解電容；C12選擇高頻陶瓷電容來濾除高頻干擾。升壓變換電路的優(yōu)點是可以使輸入電流連續(xù)，該電路的電感電流即為輸入電流，因而容易調(diào)節(jié)；同時，開關管柵極驅(qū)動信號地與輸出共地，故驅(qū)動簡單。此外，由于輸入電流連續(xù)，開關管的電流較小，因此對輸入電壓變化適應性強。本發(fā)明的第一級電路拓撲為升壓變換電路。升壓變換電路，在高升壓比的情況下，其電路的占空比將非常大，這樣開關的導通時間會很長，二極管的導電時間很短，但電流峰值很高，輸出電流紋波大，輸出側二極管的反向恢復問題將變得非常嚴重，因此，升壓變換電路在高升壓比的情況下效率不理想。為此，本發(fā)明將輸入低于60V的電壓僅升壓到60V。升壓變換電路電路圖如圖6所示。J4連接直流輸入電壓，J5連接第一級直流輸出電壓，L1為儲能電感，開關管Q1為功率MOSFET，D1為整流二極管，C9、C10為輸出濾波電容，CS1為開關管源極檢流電阻，電阻R44、R39和U1組成升壓變換電路的第一電壓采樣電路，當不需要第一級電路工作時，可以通過控制U1的開關來切換掉電阻R44、R39，從而實現(xiàn)效率的最大化。輸入電壓正極連接儲能電感左端，儲能電感右端連接開關管Q1的漏極，Q1漏極連接整流二極管D1陽極，D1陰極連接輸出濾波電容C9、C10的正端，C9、C10負端接地，并且C9、C10兩端作為第一級電壓輸出端接到J5，開關管Q1源極連接開關管源極檢流電阻CS1后接地，開關管柵極連接PWM控制電路控制信號輸出端。當開關管Q1導通時，電源直接連接在儲能電感L1兩端，給它充電，電感電流在線圈未飽和之前線性增加。電能以磁能的形式儲存在電感線圈中。儲能電感轉(zhuǎn)化為左正右負的電壓，大小為VL，整流二極管D1陽極為低電壓端，所以二極管關閉，輸出濾波電容C9、C10放電，為負載提供電壓。當開關管關斷時，儲能電感為保持電流IL不變，則儲能電感改變電壓極性，由儲存的電能轉(zhuǎn)化為一個大小為VL與輸入電壓VIN串聯(lián)，L1上儲存的能量經(jīng)過由L1和D1構成的回路對C9、C10進行充電，同時給負載供電。當輸入電壓較高時，就不需要第一級電路工作，由于在升壓變換電路中的電壓采樣使用的是電阻分壓的方式，該分壓電阻上的損耗在整個輸入電壓范圍內(nèi)都一直存在，并且隨著輸入電壓升高而增大，一般的分壓檢測電阻上的功率損耗最大可以達到幾百毫瓦，這就使開關電源的功耗大大增加。為了消除高電壓輸入時第一級電路中檢測電阻功率損耗，最大限度地降低開關電源的功率損耗，本發(fā)明使用零損耗高壓檢測信號斷接集成器U1，其能在待機、空載或遠程關斷的條件下將不需要的檢測電阻與直流高壓線的連接斷開，從而消除檢測電阻上的功耗并降低電源系統(tǒng)的總功耗。如圖6中，當輸入電壓低于60V時，第一級升壓變換電路工作，這時U1的開關S1、S2接通，電阻R44和R39正常分壓；當輸入電壓大于60V時，第一級升壓變換電路就不工作，這時控制U1的開關S1、S2斷開，此時分壓電阻R44和R39就從電路中斷開，不再消耗能量。由于開關管Q1的寄生效應以及整流二極管D1的反向恢復時間等原因，升壓變換電路在高頻工作時會在開關管Q1的漏極產(chǎn)生高壓尖峰，此時需要用吸收電路吸收該電壓尖峰，以免此電壓尖峰高于開關管漏極能夠承受最大電壓而被擊穿。本發(fā)明中的第一級升壓變換電路中對開關管Q1的保護是采用了RCD吸收電路，對整流二極管D1的保護是用了RC吸收電路。其中，RCD吸收電路由二極管D5、電阻R10和電容C7組成，二極管D5和電阻R10相并聯(lián)后與電容C7相串聯(lián)，最后并聯(lián)在開關管Q1漏極和地之間；RC吸收電路由電阻R1和電容C1組成，電阻R1和電容C1相串聯(lián)后并聯(lián)在二極管的陽極和陰極之間。反激變換器的優(yōu)點是電路簡單，能高效提供多路輸出，適合多組輸出的要求；轉(zhuǎn)換效率高，損失小；輸入電壓在很大范圍內(nèi)波動時，仍可以有較穩(wěn)定的輸出。本發(fā)明的第二級電路為反激變換電路，如圖7所示。J5連接第一級升壓變換電路的輸出端也即為第二級反激變換電路的直流輸入端，J6連接負載端；T1為高頻變壓器，NP為其一次繞組，1腳連接輸入直流電壓，3腳連接開關管；NS為其二次繞組，7腳連接高頻整流二極管D2陽極，9腳接負載地；NC為其輔助繞組，4腳接輔助繞組中整流二極管D6陽極，5腳接地。其中變壓器T1的1、5、9端為同名端。Q3為功率開關管MOSFET，其柵極接脈寬調(diào)制信號，漏極接一次繞組NP的下端3腳，源極連接檢流電阻CS2后接地。D6、R11、C13、C14為輔助繞組整流濾波電路，D6陽極連接負載繞組4端，R11、C13、C14相并聯(lián)，三者上端接D6陰極，下端接地。D2、C8、C5、C6、L2為輸出高頻整流濾波電路，C8、C5、C6為輸出濾波電容，L2為濾波電感，C5、C6和L2組成π型濾波網(wǎng)絡，高頻整流二極管D2陽極連接二次繞組7腳，陰極連接電容C8、C5，同時連接電感L2左端，電感L2右端連接電容C6，電容C8、C5、C6下端和二次繞組9腳共同接負載地。由于高頻變壓器T1的一次繞組和二次繞組的極性相反，當功率開關管Q3導通時，一次側有電流IP產(chǎn)生，并以電感的形式將能量儲存在一次繞組中。此時，二次繞組的電壓極性是上端為負，下端為正，使高頻整流二極管D2反向截止，此時負載通過電容C5、C6供電。當功率開關管Q3截止時，一次側繞組電流突然中斷，根據(jù)電磁感應的原理，此時在一次繞組上會產(chǎn)生感應電壓（也稱為反射電壓）UOR。同時，二次繞組產(chǎn)生感應電壓US，其極性是上端為正、下端為負，因此高頻整流二極管D2導通，經(jīng)過高頻整流二極管D2整流，濾波網(wǎng)絡C8、C5、C6、L2濾波后獲得輸出電壓Uo。在反激變換電路中，當開關電源的開關管Q3由導通變成關斷時，在高頻變壓器T1的一次繞組NP上就會產(chǎn)生尖峰電壓和感應電壓。其中，尖峰電壓是由于高頻變壓器存在漏感（即漏磁產(chǎn)生的電感）而形成的，它與直流輸入電壓和感應電壓UOR(二次繞組耦合到一次繞組電壓)疊加在一起施加到開關管Q3的漏極，很容易損壞開關管Q3。為此，必須在反激變換電路中增加漏極或集電極保護電路，對尖峰電壓進行箝位或者緩沖。在無緩沖電路的情況下，開關管開通時電流迅速上升，di/dt很大，關斷時du/dt很大，并出現(xiàn)很高的過電壓。緩沖電路用于降低尖峰電壓幅度和減小電壓波形的變化率。這有利于功率管工作在安全工作區(qū)，還降低了所有射頻干擾輻射的頻譜，從而減少射頻輻射的能量。箝位電路的作用是防止功率管因電壓過高造成雪崩擊穿。本發(fā)明的反激變換電路的箝位電路由TVS管TVS3、二極管D4、電阻R5和電容C4組成，其中TVS3、D4、R5相并聯(lián)后和二極管D4串聯(lián)，TVS3、D4、R5上端接高壓輸入端，下端接二極管D4的陰極，D4的陽極和開關管Q3的漏極相連。緩沖電路由電容C16、電阻R19和二極管D10組成，其中電阻R19和二極管D10并聯(lián)后與電容C16串聯(lián)，C16的上端接開關管Q3漏極，下端接二極管D10陽極，二極管D10陰極接地。在反饋變換電路中，為了防止高頻變壓器T1的一次側噪聲耦合到二次側，在變壓器T1的一次側的直流高壓端和二次側負載地端接一個Y電容C2。反激變換電路中檢流電阻CS2與開關管Q3源極串聯(lián)后接地作為電流反饋信號，光耦隔離反饋電路如圖8所示。本發(fā)明的光耦隔離反饋電路采用可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器TL431(U7)和線性電耦PC817(U5)相結合的方式。TL431與PC817構成光耦隔離反饋電路時，其作用是外部誤差放大器。由于TL431具有很高的放大倍數(shù)，因此可以得到很好的穩(wěn)壓性能，穩(wěn)壓精度高，并且可以通過線性光耦PC817將變壓器兩邊的地相隔離，最終使負載端地和輸入端地相隔離。如電路8所示，線性光耦PC817的二極管的陽極(1腳)與電阻R33相連，線性光耦PC817二極管的陰極(2腳)與TL431的陰極(3腳)相連，線性光耦PC817的三極管的集電極(4腳)與PWM控制電路連接并作為電壓反饋端，線性光耦PC817的三極管的發(fā)射極(3腳)與輸入端地相連。TL431的陰極(3腳)與線性光耦PC817的2腳相連，陽極(5腳)與負載地相連，電阻R40和R42分壓后連接到TL431的REF端(4腳)，該端的正常工作電壓等于其內(nèi)部基準電壓UREF(2.5V),開關電源的輸出電壓由R40和R42分壓比決定。輸出電壓的計算公式為:(2)改變電阻R40和電阻R42分壓比就可以調(diào)節(jié)輸出電壓。當電網(wǎng)電壓或輸出負載變化引起輸出電壓UO升高時，TL431的REF端電壓將會隨之改變，進而使線性光耦PC817的二極管的工作電流IF變大，從而使線性光耦PC817的三極管的集電極電流IC變大，最后通過線性光耦PC817的集電極連接的PWM控制電路來調(diào)節(jié)占空比D，使占空比D減小，最終使UO減小，從而使UO保持不變。上述穩(wěn)壓過程亦可歸納為：UO↑→UREF↑→IF↑→IC↑→D↓→UO↓→最終UO保持不變。電路中R33是線性光耦PC817的二極管的限流電阻，R34為TL431的偏置電阻，使TL431流過合適的工作電流，改善其穩(wěn)壓性能。C27、R38和C28為環(huán)路補償網(wǎng)絡，可防止穩(wěn)壓環(huán)路產(chǎn)生振蕩。在圖2中介紹了本發(fā)明為了保證系統(tǒng)的穩(wěn)定、快速和可靠性，兩級變換電路均采用雙閉環(huán)控制，即外環(huán)為電壓環(huán)，內(nèi)環(huán)為電流環(huán)。輸出電壓反饋量與參考電壓形成偏差，經(jīng)電壓調(diào)節(jié)后產(chǎn)生電流參考量，參考電流與電流反饋量送入電流比較器，通過脈寬調(diào)制器控制PWM，實現(xiàn)電源系統(tǒng)的輸出電壓的控制。第一PWM調(diào)制電路圖如圖9所示。第一PWM調(diào)制電路圖的控制芯片U2，為TI公司UC系列產(chǎn)品，是一種開關電源常用電流控制型脈寬調(diào)制芯片?？刂菩酒琔2集成了振蕩器、高增益誤差放大器、電壓檢測比較器、電流檢測比較器、圖騰柱輸出電流、輸入和基準欠電壓鎖定電路以及PWM鎖存器電路。控制芯片U2的1腳為誤差放大器補償引腳、2腳為電壓反饋引腳、3腳為電流反饋引腳、4腳為時鐘信號引腳、5腳為地引腳、6腳為PWM輸出引腳、7腳為電源引腳、8腳為基準電壓引腳。第一PWM調(diào)制電路的工作頻率由定時元件R14和C26決定。電容C26由控制芯片U2的基準電壓引腳(8)通過電阻R14充電，再由一個內(nèi)部電流源下拉放電，從而產(chǎn)生一鋸齒波時鐘信號。開關管的源極串聯(lián)檢流電阻，這樣將電流信號轉(zhuǎn)換為電壓信號。在高頻開關中，此電壓信號中會有高頻雜波信號，為此，在控制芯片U2的電流反饋輸入端接入由R26和C25構成的RC低通濾波器，從而抑制電流波形尖峰脈沖，消除因尖峰脈沖造成的不穩(wěn)定。C23、C24分別接在U2的7、8引腳和地之間作為旁路電容，用于濾除噪聲的干擾。R27為小電阻的柵極電阻串聯(lián)在控制芯片U2的PWM輸出引腳，用于迅速衰減柵極振蕩，同時保證開關器件通斷快，開關損耗小。為防止開關管柵極懸空或靜電干擾對開關管的影響，在開關管的柵源極之間加入電阻R30。兩級變換電路中的控制芯片的輔助供電電源及電源切換電路如圖10所示。該電路包括電源芯片U3、用于擴大電流的開關管Q2、分壓電阻R18、R21、濾波電容C18和過壓保護TVS管TVS4。電源芯片U3內(nèi)部由調(diào)整管、誤差放大器、反饋采樣部分和基準電壓組成。電源芯片U3的3腳為接地端，4腳為其輸出電壓端，5腳為其輸出電壓采樣端，7腳為門控信號輸出端。電源芯片U3的反饋采樣部分監(jiān)測輸出電壓，然后通過誤差放大器與基準電壓進行比較，判斷輸出電壓的偏差量，再把這個偏差量放大后去控制調(diào)整管，此時，該調(diào)整管工作在電壓-電流特性曲線的線性區(qū)，起到可變電阻的作用。即，如果輸出電壓偏高，那么可變電阻變大，則將調(diào)整管上的壓降增大；如果輸出電壓偏低，那么可變電阻變小，則將調(diào)整管上的壓降將低，最終實現(xiàn)輸出電壓穩(wěn)定。與常用低壓LDO相比，其最大的優(yōu)點是允許輸入電壓范圍非常大。由于其輸出電流能力有限，為此使用了用于擴大電流的開關管Q2來擴大輸出電流。Q2漏極連接工頻整流濾波電路的輸出端，柵極連接電源芯片U3的門控信號輸出端，源極連接電源芯片U3的輸出電壓端。分壓電阻R18和R21分壓后連接于電源芯片U3的輸出電壓采樣端，該端的正常工作電壓等于其內(nèi)部基準電壓Uref為2.5V，輔助電源的輸出電壓VCC由R18和R21分壓比決定。輸出電壓的計算公式為:(3)改變分壓電阻R18和電阻R21分壓比就可以調(diào)節(jié)輔助電源輸出電壓。為了防止輸出電壓過高，使用TVS4來進行保護。由于最大輸入電壓和電源芯片U3輸出電壓VCC壓差太大，故輔助電源不能一直供電。而當電路穩(wěn)定以后，本發(fā)明的第二級反激變換電路的輔助繞組輸出穩(wěn)定電壓VCC1(圖7所示)，此時將VCC1接在二極管D9的陽極，D9的陰極連接VCC，由于VCC1電壓值高于VCC，那么電源芯片U3自動關斷，接下來電路里的有源芯片都通過VCC1供電，從而將輔助供電電路切換掉。另外，在現(xiàn)代開關電源中對控制芯片供電的方式是先通過啟動電阻供電，當電路穩(wěn)定以后通過變壓器輔助繞組供電。這種方法有效解決了芯片供電問題，但是，電路正常工作以后，雖然不依靠啟動電阻供電，但是啟動電阻仍然承受非常高的電壓差，此啟動電阻一直在消耗功率。而本發(fā)明解決了啟動電阻一直耗能的問題。在使用級聯(lián)電路處理寬范圍電壓輸入問題時需要解決的一個問題是合理安全可靠切換需要工作的電路并將不需要工作的電路切換掉。本發(fā)明中，當輸入電壓高于60VDC時，第一級的升壓變換電路就不工作了，就需要將其切換掉。所使用的電壓檢測比較控制電路如圖11所示。電壓檢測比較控制電路由低功耗比較器U4、分壓檢測電阻R32、R36，驅(qū)動電阻R25和控制三極管Q6組成。分壓檢測電阻R32、R36對工頻整流濾波電路輸出電壓VH進行分壓，并將檢測電壓接入低功耗比較器U4的同向輸入端(8腳)。低功耗比較器U4的反向輸入端(8腳)接入輔助供電電路中電源芯片U3的電壓參考端，低功耗比較器輸出端(7腳)連接電阻R25后連接控制三極管Q6的基極。Q6的發(fā)射極接地，集電極接第一級升壓變換電路的PWM控制芯片，控制其處于正常工作或者鎖存狀態(tài)。當輸入電壓低于60V時，分壓檢測電阻R32、R36的分壓小于參考端電壓，低功耗比較器輸出低電平，控制三極管Q6不動作；當輸入電壓高于60V時，分壓檢測電阻R32、R36的分壓大于參考端電壓，低功耗比較器輸出高電平，控制三極管Q6動作，使第一級升壓變換電路的PWM控制芯片處于鎖存狀態(tài)。使用這種切換方法比使用繼電器切換更加安全可靠。