本發(fā)明涉及直流變換器領域，可應用于大功率升壓場合。

背景技術：
風力發(fā)電是當今世界發(fā)展最快的新能源利用形式之一，海上風力發(fā)電因具有不占用陸上土地、風能資源豐富等特點而受到世界沿海各國的普遍重視。隨著海上風電場容量的不斷增加以及離岸距離的增大，采用高壓直流(HighVoltageDirectCurrent，HVDC)輸電已成為必然趨勢。HVDC輸電具有不受容性電流影響、可調節(jié)有功和無功功率輸出等優(yōu)點，但傳統(tǒng)的基于中壓交流母線的海上風電場系統(tǒng)，需要采用體積巨大、笨重的工頻升壓變壓器，對風機塔架以及海上換流站平臺的建設提出了很高要求。針對上述缺點，近年來國內外興起了對基于中壓直流母線海上風電場系統(tǒng)的研究，通過利用高壓大功率升壓直流變換器替代傳統(tǒng)的工頻升壓變壓器，可大大減小系統(tǒng)體積和重量。高壓大功率升壓直流變換器是該系統(tǒng)中的關鍵核心部件，風機產生的電能都需要通過它進行電壓變換和功率傳輸損耗是大功率傳輸。目前國內外學者均對該系統(tǒng)中的高壓大功率升壓直流變換器開展了一些研究，先后提出了多種可行的拓撲電路。模塊組合多電平直流變換器非常適合應用于高壓大功率場合，這種變換器通過中頻變壓器將兩個模塊組合多電平變換器連接起來，其主要缺點是大功率高電壓中頻變壓器的制造極其困難。文獻“MultiplemodulehighgainhighvoltageDC-DCtransformersforoffshorewindenergysystems”提出了一種由一個Boost變換器和一個Buck/Boost變換器輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)的結構，開關器件和二極管的電壓和電流應力相對減小。但由于開關器件的硬開關和二極管的反向恢復損耗導致了變換器效率較低。文獻“AnalysisandcomparisonofmediumvoltagehighpowerDC/DCconvertersforoffshorewindenergysystems”提出了一種基于諧振開關電容的直流升壓變換器，可以實現開關管的軟開關和模塊化結構，但是其不僅輸出電壓調整率較差而且需要大量電容器。英國阿伯丁大學的Jovcic教授在文獻“Step-updc-dcconverterformegawattsizeapplications”中提出了一種新型的諧振升壓變換器，不但可以實現開關器件的軟開關和避免二極管的反向恢復問題，還可實現很高的升壓比。但該類諧振升壓變換器也存在如下一些不足：開關器件都需要具有反向電壓阻斷能力；諧振電容、諧振電感和所有開關器件的電壓應力都近似為輸出電壓；諧振電感單向磁化，磁芯利用率不高，導致諧振電感體積和重量都較大，損耗也相應增加。

技術實現要素：
發(fā)明目的：針對上述現有技術，提出一種適用于高壓大功率場合的諧振升壓直/直變換器及其控制方法，既實現輸出升壓又實現了開關管的近似零電壓關斷和整流二極管的零電流關斷，同時使得諧振單元和開關器件的電壓應力不超過輸出電壓的二分之一。技術方案：一種適用于高壓大功率場合的諧振升壓直/直變換器，包括全橋逆變電路、諧振單元以及整流單元；所述全橋逆變電路的輸入端連接直流輸入電源，全橋逆變電路的輸出端連接所述整流單元的輸入端，所述整流單元的輸出端連接負載，所述諧振單元與全橋逆變電路的輸出端以及整流單元的輸入端并聯(lián)連接。作為本發(fā)明的優(yōu)選方案，所述全橋逆變電路包括一至第四開關管、第一原邊二極管以及第二原邊二極管；所述原邊第一二極管、第一開關管、第三開關管依次串聯(lián)構成第一支路，所述原邊第二二極管、第二開關管、第四開關管的依次串聯(lián)構成第二支路，所述第一支路以及第二支路并聯(lián)在直流輸入電源兩端；所述整流單元包括第一整流二極管、第二整流二極管、第一濾波電容以及第二濾波電容；所述第一整流二極管和第二整流二極管正向串聯(lián)連接構成第三支路，所述第一濾波電容和第二濾波電容串聯(lián)連接構成第四支路，所述第三支路和第四支路并聯(lián)在負載兩端；所述諧振單元為由電感和電容構成的LC并聯(lián)諧振電路；所述LC并聯(lián)諧振電路的一端連在所述第一開關管和第三開關管的相接端，同時連在第一濾波電容和第二濾波電容的相接端；所述LC并聯(lián)諧振電路的另一端連在所述第二開關管和第四開關管的相接端，同時連在所述第一整流二極管和第二整流二極管的相接端。一種適用于高壓大功率場合的諧振升壓直/直變換器的控制方法：所述控制方法的一個控制周期分為連續(xù)的八個階段，其中：第一階段：t0＜t＜t1在t0時刻，第一開關管和第四開關管導通，vCr＝Vin，其中vCr為諧振單元中的電容的電壓，Vin為直流輸入電源的電壓；輸入端電流回路由直流輸入電源、原邊第一二極管、第一開關管、電感以及第四開關管構成，電感上的電壓等于輸入電壓Vin，t0～t1時刻內電感的電流呈線性增加，電感電流從I0開始線性增加到I1，第一濾波電容和第二濾波電容提供負載輸出電流；第二階段：t1＜t＜t2在t1時刻，第一開關管和第四開關管同時關斷，電感和電容發(fā)生并聯(lián)諧振，直到t2時刻vCr＝-Vo/2，其中Vo為變換器輸出電壓；第一濾波電容和第二濾波電容提供負載輸出電流；第三階段：t2＜t＜t3在t2時刻，vCr＝-Vo/2，第一整流二極管導通，電感中的電流流過第一整流二極管給第一濾波電容充電，并提供負載電流；在t2～t3內，vCr保持不變，電感上電流線性減少為零；第四階段：t3＜t＜t4在t3時刻，iLr＝I3＝0，vCr＝Vo/2，其中iLr表示諧振電感的電流，I3表示諧振電感在t3時刻的電流，第一整流二極管關斷，電感和電容發(fā)生并聯(lián)諧振，直到vCr＝-Vin；第五階段：t4＜t＜t5在t4時刻，第二開關管和第三開關管導通，vCr＝-Vin，輸入端電流回路由直流輸入電源、原邊第二二極管、第二開關管、電感以及第三開關管構成，電感上的電壓等于負輸入電壓-Vin，t4～t5時刻內電感的電流呈線性反向增加，電感電流從-I4開始反向線性增加到-I5，第一濾波電容和第二濾波電容提供負載輸出電流第六階段：t5＜t＜t6在t5時刻，第二開關管和第三開關管同時關斷，電感與電容發(fā)生并聯(lián)諧振，直到vCr＝Vo/2，第一濾波電容和第二濾波電容提供負載輸出電流；第七階段：t6＜t＜t7在t6時刻，vCr＝Vo/2，第二整流二極管導通，電感中的電流流過第二整流二極管，給第二濾波電容充電，并提供負載電流；在t6～t7內，vCr保持不變，電感上電流線性減少為零；第八階段：t7＜t＜t8在t7時刻，iLr＝I7＝0，vCr＝Vo/2，I7為諧振電感在t7時刻的電流，第二整流二極管關斷，電感和電容發(fā)生并聯(lián)諧振，直到vCr＝Vin。有益效果：本發(fā)明的適用于高壓大功率場合的諧振升壓直/直變換器及其控制方法中，變換器具有很高的電壓增益，可實現開關管的零電壓開通和近似零電壓關斷以及整流二極管的零電流關斷，同時開關頻率變化范圍小，諧振電感對稱雙向磁化；諧振變換器的諧振單元和開關器件的電壓應力不超過輸出電壓的二分之一；在實現升壓功能的同時，使每個開關管和二極管都實現了軟開關，有效減小了損耗，具有很高的效率，適合于大功率傳輸。附圖說明圖1為所舉實例的LC諧振變換器拓撲結構圖；圖2為圖1所示電路相關元件工作波形示意圖；圖3為圖1所示電路第一階段工作模態(tài)示意圖；圖4為圖1所示電路第二階段，第四階段，第六階段，第八階段工作模態(tài)示意圖；圖5為圖1所示電路第三階段工作模態(tài)示意圖；圖6為圖1所示電路第五階段工作模態(tài)示意圖；圖7為圖1所示電路第七階段工作模態(tài)示意圖。具體實施方式下面結合附圖對本發(fā)明做更進一步的解釋。圖1為本發(fā)明的一個實例電路拓撲結構圖。本發(fā)明的一種適用于高壓大功率場合的諧振升壓直/直變換器，包括全橋逆變電路、諧振單元以及整流單元。全橋逆變電路的輸入端連接直流輸入電源Vin，全橋逆變電路的輸出端連接整流單元的輸入端，整流單元的輸出端連接負載R，諧振單元與全橋逆變電路的輸出端以及整流單元的輸入端并聯(lián)連接。其中，全橋逆變電路包括第一至第四開關管Q1～Q4、第一原邊二極管Di1以及第二原邊二極管Di2。原邊第一二極管Di1、第一開關管Q1、第三開關管Q3依次串聯(lián)構成第一支路；原邊第二二極管Di2、第二開關管Q2、第四開關管Q4的依次串聯(lián)構成第二支路；第一支路以及第二支路并聯(lián)在直流輸入電源兩端。整流單元包括第一整流二極管DR1、第二整流二極管DR2、第一濾波電容C1以及第二濾波電容C2。第一整流二極管DR1和第二整流二極管DR2正向串聯(lián)連接構成第三支路；第一濾波電容C1和第二濾波電容C2串聯(lián)連接構成第四支路；第三支路和第四支路并聯(lián)在負載兩端。諧振單元為由電感Lr和電容Cr構成的LC并聯(lián)諧振電路。LC并聯(lián)諧振電路的一端連在第一開關管Q1和第三開關管Q3的相接端，同時連在第一濾波電C1和第二濾波電容C2的相接端；LC并聯(lián)諧振電路的另一端連在第二開關管Q2和第四開關管Q4的相接端，同時連在第一整流二極管DR1和第二整流二極管DR2的相接端。同時，第一原邊二極管Di1的陽極接在直流輸入電源的正極，陰極接在第一開關管Q1；第二原邊二極管Di2的陽極接在直流輸入電源的正極，陰極接在第二開關管Q2；直流輸入電源負極接在所述第三開關管Q3和第四開關管Q4相接端。第一濾波電容C1第一端接在第一整流二極管DR1的陰極，第一濾波電容C1第二端接在諧振單元的一端；第二濾波電容C2第一端接在第二整流二極管DR2的陽極，第二濾波電容C2第二端接在諧振單元的一端。下面對本發(fā)明的適用于高壓大功率場合的諧振升壓直/直變換器控制方法進行詳細說明。如圖2、圖3所示，第一階段：t0＜t＜t1在t0時刻，第一開關管Q1和第四開關管Q4導通，vCr＝Vin，其中vCr為諧振單元中的電容的電壓，Vin為直流輸入電源的電壓；輸入端電流回路由直流輸入電源、原邊第一二極管Di1、第一開關管Q1、電感Lr以及第四開關管Q4構成，電感Lr上的電壓等于輸入電壓Vin，t0～t1時刻內電感Lr的電流iLr呈線性增加，這個階段是輸入給電感補充能量的過程，電感電流從I0開始線性增加到I1，第一濾波電容C1和第二濾波電容C2提供負載RL輸出電流；如圖2、圖4所示，第二階段：t1＜t＜t2在t1時刻，第一開關管Q1和第四開關管Q4同時關斷，電感Lr和電容Cr發(fā)生并聯(lián)諧振，直到vCr＝-Vo/2，Vo/2是諧振電容Cr上的最大電壓降，同時第四開關管Q4達到了其最大電壓降Vo/2，第一開關管Q1達到了其最大電壓降Vin，原邊第二二極管Di2達到了其最大電壓降Vo/2-Vin，其中Vo為變換器輸出電壓；第一濾波電容C1和第二濾波電容C2提供負載RL輸出電流；在這個過程中輸入端和輸出端沒有能量傳輸，輸出電流依然由濾波電容提供，能量在電感和電容之間進行傳遞，但電感和電容上的總能量不變；如圖2、圖5所示，第三階段：t2＜t＜t3在t2時刻，vCr＝-Vo/2，第一整流二極管DR1導通，電感Lr中的電流流過第一整流二極管DR1給第一濾波電容C1充電，并提供負載RL電流；在t2～t3內，vCr保持不變，電感Lr上電流線性減少，輸入的能量在這段時間里傳給負載RL，這個過程直到電感電流為零結束；如圖2、圖4所示，第四階段：t3＜t＜t4在t3時刻，iLr＝I3＝0，vCr＝-Vo/2，其中iLr表示諧振電感Lr的電流，I3表示諧振電感在t3時刻的電流，第一整流二極管DR1關斷，實現了整流二極管的零電流關斷，此后電感Lr和電容Cr發(fā)生并聯(lián)諧振，直到vCr＝-Vin，這段時間內，電感和電容上的總能量不變；如圖2、圖6所示，第五階段：t4＜t＜t5在t4時刻，第二開關管Q2和第三開關管Q3導通，vCr＝-Vin，輸入端電流回路由直流輸入電源、原邊第二二極管Di2、第二開關管Q2、電感Lr以及第三開關管Q3構成，電感Lr上的電壓等于負輸入電壓-Vin，t4～t5時刻內電感Lr的電流iLr呈線性反向增加，這個階段是輸入給電感補充能量的過程，電感電流從-I4開始反向線性增加到-I5，第一濾波電容C1和第二濾波電容C2提供負載RL輸出電流；如圖2、圖4所示，第六階段：t5＜t＜t6在t5時刻，第二開關管Q2和第三開關管Q3同時關斷，此時電感Lr與電容Cr發(fā)生并聯(lián)諧振，直到vCr＝Vo/2，此時第三開關管Q3達到了其最大電壓降Vo/2，第二開關管Q2達到了其最大電壓降Vin，原邊第一二極管Di1達到了其最大電壓降Vo/2-Vin，第一濾波電容C1和第二濾波電容C2提供負載RL輸出電流；在這個過程中輸入端和輸出端沒有能量傳輸，輸出電流依然由濾波電容提供，能量在電感和電容之間進行傳遞，但電感和電容上的總能量不變；第七階段：t6＜t＜t7如圖2、圖7所示，在t6時刻，vCr＝Vo/2，第二整流二極管DR2導通，電感Lr中的電流流過第二整流二極管DR2，給第二濾波電容C2充電，并提供負載RL電流；在t6～t7內，vCr保持不變，電感Lr上電流線性減少，輸入的能量在這段時間里傳給負載，這個過程直到電感電流為零結束；如圖2、圖4所示，第八階段：t7＜t＜t8在t7時刻，iLr＝I7＝0，vCr＝Vo/2，I7為諧振電感在t7時刻的電流，此后第二整流二極管DR2關斷，實現了整流二極管DR2的零電流關斷，此后電感Lr和電容Cr發(fā)生并聯(lián)諧振，直到vCr＝Vin，這段時間內，電感和電容上的總能量不變。本發(fā)明的適用于高壓大功率場合的諧振升壓直/直變換器控制方法，能實現升壓功能，且每個開關管和二極管都實現了軟開關，有效減小了損耗，具有很高的效率，適合大功率傳輸。以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應當指出，對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發(fā)明的保護范圍。