具有pfc和直流轉(zhuǎn)換綜合功能的高效率電源變換器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及一類兼具功率因數(shù)調(diào)節(jié)和直流功率變換復(fù)合功能的電源變換器電路結(jié)構(gòu)。該類變換器使用單級功率轉(zhuǎn)換電路在高效率開關(guān)操作的情況下通過一級轉(zhuǎn)換控制同時實現(xiàn)上述兩種功能。實施電路采用具有無損耗吸收及諧振軟開關(guān)功能的反激式電路，或者使用諧振式操作的半橋或全橋式變換電路。本發(fā)明同時也提出了一種使用非正弦波電流調(diào)制的功率因數(shù)調(diào)節(jié)方法，使用該方法可以進(jìn)一步減少輸出的低頻紋波，并降低對濾波電容容量的要求。
【專利說明】具有PFC和直流轉(zhuǎn)換綜合功能的高效率電源變換器
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本專利是屬于電功率變換領(lǐng)域里的一項發(fā)明，更具體地說是一種獨(dú)特的同時兼具PFC和直流變換功能的高效率電源變換器結(jié)構(gòu)和一種獨(dú)特的控制操作方法。該種變換器結(jié)構(gòu)可以使用單級變換電路來實現(xiàn)高效率的功率因數(shù)調(diào)整和直流電源變換的綜合功能，非正弦電流波形調(diào)制的操作方法則可以減小輸出紋波和濾波電容容量。
【背景技術(shù)】
[0002]隨著日益迫切的環(huán)境保護(hù)的需求人們越來越廣泛地要求在各個領(lǐng)域使用綠色能源。這在電能使用領(lǐng)域里勢必要求用電設(shè)備和電能轉(zhuǎn)換裝置進(jìn)一步提高效率并消耗盡量少的零件和材料。另一個勢在必行的要求則是對交流用電裝置的功率因數(shù)的提高以減少電能的傳輸損耗。在我們的日常生活中眾多的半導(dǎo)體電子設(shè)備都需要有一個把交流電能轉(zhuǎn)換成直流電能的電源變換裝置以便于從交流市電網(wǎng)絡(luò)取得操作所需的直流電能。在這種情形下，如果能設(shè)計制造出一個高效率，低成本，低材料消耗并具有功率因數(shù)調(diào)節(jié)的AC-DC電源變換器，其對人們所帶來的廣泛的環(huán)境和經(jīng)濟(jì)價值是顯而易見的。
[0003]目前具有功率因數(shù)調(diào)節(jié)功能(PFC)的交流-直流電源變換器通常采用兩種普遍的做法。在小功率應(yīng)用時可以使用單級反激變換電路同時實現(xiàn)功率因數(shù)調(diào)節(jié)和直流電壓變換的雙重功能，其典型電路結(jié)構(gòu)如圖1 (A)所示。在圖1中交流輸入電壓經(jīng)整流橋BI整流后成為正弦脈動直流電壓VI，如圖1 (B)中所示，再經(jīng)電容器Cl進(jìn)行濾波。這里Cl的電容量特意地選得比較小，只是濾去反激開關(guān)Ql高頻操作所產(chǎn)生的紋波，對Vl的工頻正弦波形不造成影響。反激開關(guān)Ql的高頻開關(guān)操作通過脈寬調(diào)制來控制電流Il的峰值包絡(luò)線跟隨Vl的脈動正弦波形，如圖1 (B)所示，而輸出電壓的大小則通過Il包絡(luò)線的幅值大小來進(jìn)行調(diào)節(jié)。注意圖案(B)中的脈動正弦波形Vl主要是為了說明Il 了的電流調(diào)制原理，并不具有具體幅值的意義。這種電路使用元件少，成本低，但效率比較低，所以通常只適用于功率較小的場合。
[0004]在用電功率較大時交流-直流電源變換器一般都需要采用單獨(dú)的功率因數(shù)調(diào)節(jié)(PFC)電路。這樣的典型電路如圖2所示。和圖1電路相比電子開關(guān)Q11，電感L11，二極管Dll和電容Cll組成了功率因數(shù)調(diào)節(jié)電路。電子開關(guān)Qll的開關(guān)操作通過脈寬調(diào)制使得II，也即電感Lll的電流波形的包絡(luò)線跟隨整流后的直流脈動正弦波形。這里Cl同樣取較小的值而不至于影響Vl的工頻脈動正弦波形。這樣從整流橋BGl交流輸入端AC1，AC2所輸入的交流電流自然也維持正弦波形并且與輸入電壓同相，從而可以使功率因數(shù)達(dá)到接近于I的理想狀態(tài)。圖2中的直流變換部分仍使用由Ql，TFl，Dl和C2所組成的反激式變換電路。這里需要指出除了反激式電路以外，其它電路結(jié)構(gòu)如正激式，推挽式，半橋電路，全橋電路等均可在這種結(jié)構(gòu)中使用來完成DC-DC變換功能。
[0005]圖1和圖2所示電路工作效率一般都比較低。特別是反激電子開關(guān)Ql工作在高壓硬開關(guān)工作狀態(tài)。當(dāng)開關(guān)狀態(tài)從關(guān)斷轉(zhuǎn)換為導(dǎo)通狀態(tài)時由于漏極和源極間電位差從高壓突變到接近于零，源漏極間寄生電容的高壓儲能在極短的瞬間通過開關(guān)本身強(qiáng)迫放電，其能量全部消耗在開關(guān)管內(nèi)部轉(zhuǎn)化為熱能。這樣既降低效率，又增加管子發(fā)熱，同時也產(chǎn)生較強(qiáng)的電磁輻射。另一個損耗因素是變壓器的漏電感能量。當(dāng)Ql導(dǎo)通時電磁能量隨著變壓器TXl初級繞組510電流的增加逐漸建立起來。當(dāng)Ql關(guān)斷時儲存于偶合電感中的電磁能量通過磁路耦合到次級繞組并使整流二極管D2導(dǎo)通向輸出端供電。儲存于漏感中的能量由于無法耦合到次級去而只好通過Ql的源漏極間電容維持流通并通過充電把能量轉(zhuǎn)移到源漏電容上去。在這種情況下Ql的漏極電可能沖得很高，甚至造成Ql過電壓擊穿。為了抑制這種電壓過沖現(xiàn)象，通常不得不采用吸收電路來吸收并消耗這部份漏感能量。圖2中的R3，C3網(wǎng)絡(luò)即是一種最簡單的吸收電路。在實際應(yīng)用中還有多種不同的吸收電路設(shè)計。這些電路為眾所周知，故這里不予詳述。另一方面由于工作電流波形跟隨脈動工頻正弦波形，電路中的濾波電容Cll確和C2需要選用大容量才能較好地濾除工頻紋波。而這時往往唯一的選擇是電解電容器。但眾所周知，電解電容器又往往是影響產(chǎn)品壽命和可靠性的主要元件?；谶@些原因，本發(fā)明提出了幾種高效率的綜合功能交流-直流電源變換器以及獨(dú)特的操作控制方法來提高系統(tǒng)的工作性能并降低產(chǎn)品的材料成本。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006]本發(fā)明提出了對傳統(tǒng)單級反激式綜合功能交流-直流電源變換電路的改進(jìn)方案，使用諧振式電路操作來使得功率開關(guān)工作在軟開關(guān)或接近軟開關(guān)的工作狀態(tài)來減小開關(guān)損耗，提高工作效率，擴(kuò)大適用功率范圍。
[0007]本發(fā)明還提出了一種使用半橋或其他對稱式開關(guān)電路架構(gòu)的單級式綜合功能交流-直流電源變換電路方案。采用諧振式操作的半橋電路可以在完成功率因數(shù)調(diào)節(jié)和直流電壓變換的過程中始終保持功率開關(guān)的軟開關(guān)工作狀態(tài)，實現(xiàn)單級式高效率綜合功能交流-直流電源變換。此外，本發(fā)明還提出了一種非正弦電流波形調(diào)制方案。使用此方案可以大大地減小電
源輸出的工頻紋波，從而可以允許使用較小容量的濾波電容，擺脫電解電容對產(chǎn)品壽命和可靠性的影響。
[0008]圖1所示為一個典型的反激式綜合功能交流-直流變換器電路結(jié)構(gòu)。
[0009]圖2所示為一典型的有單獨(dú)功率因數(shù)調(diào)節(jié)電路的交流-直流變換電路結(jié)構(gòu)。
[0010]圖3描述了本發(fā)明提出的一種使用無損耗諧振吸收電路的反激式綜合功能交流-直流變換器電路結(jié)構(gòu)及其操作原理。
[0011]圖4描述了本發(fā)明提出的另一種使用無損耗諧振吸收諧振電路的反激式綜合功能交流-直流變換器電路結(jié)構(gòu)及其操作原理。
[0012]圖5描述了本發(fā)明提出的采用非正弦波電流調(diào)制的功率因數(shù)調(diào)節(jié)方案。
[0013]圖6描述了本發(fā)明提出的半橋式單級綜合功能交流-直流變換器電路結(jié)構(gòu)及其操作原理。
[0014]詳細(xì)描沭
如前所述，傳統(tǒng)的反激式變換器漏電感的儲能以及為抑制其開關(guān)過程中造成的電壓尖峰而采用的消耗式吸收電路，以及功率開關(guān)管的開關(guān)損耗是反激變換器工作過程中主要的損耗因素。本發(fā)明利用電感和電容的諧振特性組成一種可控的無損耗吸收電路。該電路一方面可以在無損耗的情況下有效地在功率開關(guān)管關(guān)斷時吸收變壓器漏電感的能量而抑制開關(guān)電壓尖峰，同時又可以利用吸收電路的儲能和變壓器電感之的間諧振為功率開關(guān)產(chǎn)生電壓過零的條件，從而實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通型軟開關(guān)操作。
[0015]其概念電路之一如圖3 (A)所示。在圖3 (A)中，N型金屬氧化物場效應(yīng)管(以下簡稱為M0SFET)Q1為主功率開關(guān)。Ql的漏極接到變壓器TXl的初級繞組反相端(此處需說明反相，同相的命名為相對概念，初級的反相端和次級的反相端即為同相，反之亦然)。Ql的源極通過電流橋測電阻Rl接到經(jīng)整流橋BGl整流后的直流電壓的負(fù)端，也即直流地端PGND0
[0016]TXl的初級繞組同相端則接至BGl整流后的直流正端VI，跨接在TXl初級繞組兩端的由電容器C3和N型 MOSFET Q2所組成的串聯(lián)回路則為無損耗吸收諧振電路。變壓器TXl的次級輸出則由Dl及C2所組成的整流濾波電路最后產(chǎn)生所需要的直流輸出V0UT。
[0017]圖3 (A)電路的主要工作信號波形如圖3 (B)所示。圖中的電壓信號都以功率地PGND為參考點(diǎn)。在工作過程中當(dāng)Ql在to開始導(dǎo)通時，變壓器500的初級繞組510中的電流通過由Vl經(jīng)過510、Ql及Rl到PGND的回路逐漸建立起來。當(dāng)Ql在tl關(guān)斷時，儲存在510耦合電感部分的能量耦合到TXl的次級繞組SN2并使Dl導(dǎo)通對C2及接在VOUT與GND間的負(fù)載供電。而儲存在510漏電感中的能量由于無法耦合到次級去，在保持其電流連續(xù)的規(guī)則下則會自然地對MOSFET Ql的源漏極寄生電容及通過Q2的寄生二極管對C3進(jìn)行充電，并造成這些電容上的電壓持續(xù)上升直至?xí)r刻t2漏感電流為零。儲存于漏感中的電磁能量全部轉(zhuǎn)移到電容上去。
[0018]C3上的電壓為上負(fù)下正，這段時間如果Q2導(dǎo)通，則C3充電通過Q2完成。
[0019]電容上的峰值電壓和漏感能量的大小和電容的大小直接有關(guān)。在相同的漏感能量下，電容值越大，漏感能量轉(zhuǎn)移結(jié)束時電容上的峰值電壓越小。因為這里采用的是無損耗吸收電路，故C3可以用較大的電容值，從而可以有效地降低其電壓峰值，也即使得Ql的漏極電壓VQlD被鉗在較低的水平。
[0020]同時由于C3和Ql源漏極的寄生電容量和它們所吸收的能量成正比關(guān)系，C3越大則它所吸收的能量也越大，而Ql寄生電容所吸收的能量則越小。
[0021]這一過程的主要信號波形和控制時序如圖3 (B)所示。如圖所示，從Ql在tl關(guān)斷到C3電壓在t2達(dá)到峰值的這段時間Q2處于導(dǎo)通狀態(tài)。漏感能量轉(zhuǎn)移到C3的過程通過Q2完成。這樣既降低了 Q2寄生二極管導(dǎo)通壓降所引起的損耗，更重要的是避免了寄生二極管反向恢復(fù)特性所引起的振蕩。在C3電壓達(dá)到峰值時，Q2關(guān)斷，其寄生二極管處于反向截止?fàn)顟B(tài)，C3和510之間的通路被切斷，C3電壓在接下來一段時間維持在其峰值。
[0022]在tl到t3期間儲存在變壓器初級繞組耦合電感能量持續(xù)轉(zhuǎn)移次級對C2和負(fù)載供電。在t3時刻這部分儲能耗盡，次級電流中斷，Ql的源漏寄生電容開始向變壓器初級繞組放電，Ql漏極的電壓VQlD開始回落。這時Q2又開始導(dǎo)通。儲存在C3中的能量開始向變壓器的初級繞組510轉(zhuǎn)移并形成諧振。諧振的第一個1/4周期是t3至t4區(qū)間能量向510轉(zhuǎn)移。在t4時刻C3電壓為零而510的電流達(dá)到最大。這時如果Q2關(guān)斷，變壓器初級繞組510中的電流將改變流通路徑，通過C1，R1和Ql的源漏極寄生電容進(jìn)行流通。當(dāng)寄生電容在t5時刻放電到零時Ql的寄生二極管導(dǎo)通，繼續(xù)維持續(xù)流過程。如果Ql在這一時刻開始導(dǎo)通就實現(xiàn)了零電壓導(dǎo)通的軟開關(guān)操作。從理論上講，如果繞組510的電感電流足夠大，Ql的寄生二極管將在t5時刻后維持一小段時間直至電流耗盡。只要Ql在這一段時間內(nèi)開始導(dǎo)通就能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關(guān)操作。如此周而復(fù)始就可以保持電路高效率的開關(guān)操作。
[0023]這里需要強(qiáng)調(diào)，在傳統(tǒng)反激變換器設(shè)計中變壓器的漏電感需要做得盡量小以減小功率損耗。這一要求在變壓器設(shè)計中是一個非常具有挑戰(zhàn)性的問題。在本方案的情況下，變壓器的漏感能量的大部分并沒有消耗掉，而是通過和吸收電容C3之間的諧振為功率開關(guān)Ql創(chuàng)造零電壓軟開關(guān)條件。因此，變壓器的漏電感不需要做得盡量小，因此變壓器的設(shè)計和制造工藝相對來說更容易一些。
[0024]以上所描述的電路既可以實現(xiàn)沒有PFC功能的AC-DC變換功能，也可以實現(xiàn)帶有PFC功能的單級式AC-DC變換器。在不需要PFC功能時Cl的電容量選得比較大，這樣經(jīng)Cl濾波后的Vl接近純直流，電容器Cl則可以選得比較小一些。當(dāng)需要PFC功能時，Cl電容量則選得比較小，其電容量只要足夠濾除Ql的高頻開關(guān)紋波，而不對Vl的低頻正弦脈動波形產(chǎn)生影響。這樣Ql導(dǎo)通時的電流包絡(luò)線保持和Vl同頻同相，最終通過使得從交流輸入端ACl和AC輸入的電流呈正弦波形并且和輸入電壓同頻同相而達(dá)到功率因數(shù)接近于I的效果。注意在這種情況下變壓器次級的電流也和初級一樣跟隨Vl的低頻正弦脈動波形。C2需要用大容量的電容來濾除這些低頻脈動成分。本專利在后續(xù)章節(jié)中將提出一種非正弦電流波形調(diào)制的方法來改善這種情形。圖4 (A)所示為采用另一種無損耗吸收諧振電路的反激變換器電路，其工作原理和圖3 (A)所示電路相似。如圖所示，和圖3 (A)不同的地方主要在于C3和Q2從跨接于510兩端變成了跨接在Ql漏極和初級直流功率地PGND之間，Q2也由N型MOSFET換成了 P型M0SFET。因為Q2的漏極以參考點(diǎn)PGND —邊，驅(qū)動電路比較簡單方便，但不足之處是P型MOSFET的性能和N型管比較要相對差一些。這種電路結(jié)構(gòu)采用P型管的主要原因是可以對C3向變壓器繞組510的放電過程進(jìn)行有效控制，并進(jìn)而控制軟開關(guān)過程。
[0025]圖4 (A)中Ql和Q2的開關(guān)控制規(guī)則和圖3 (A)中電路一樣。其主要信號波形如圖4 (B)所示，工作原理不再贅述。這里和圖3 (B)相比，主要不同是Q2的驅(qū)動信號VG2的電壓極性，在P型管時為負(fù)電壓導(dǎo)通。這里同時需要注意，在t2到t3的時間區(qū)間Q2也可以維持導(dǎo)通，也即Q2在時刻tl到t4區(qū)間一直導(dǎo)通。這樣一做原則上不影響電路的軟開關(guān)操作性能。唯一的影響是在t2到t3的時間區(qū)間電容C3和繞組510的漏感可能形成小的本地振蕩而消耗掉一小部分儲能，對t4到t5區(qū)間所需要的軟開關(guān)諧振過程有不利影響。
[0026]在[0010]節(jié)中所描述的諧振過程，因為電路的諧振頻率基本上由諧振電路的L、C和R值所確定，所以當(dāng)變壓器的電感參數(shù)，C3的電容量，Ql的源漏寄生電容值及諧振回路中的電阻性阻抗確定后，其諧振頻率也基本可以確定，所以這時對于從tl到t2區(qū)間的Q2導(dǎo)通時間和從t3到t4的Q2導(dǎo)通時間控制，既可以通過對諧振電路的電流和電壓信號進(jìn)行監(jiān)測來確定，也可以根據(jù)電路的諧振頻率特性進(jìn)行近似的固定時間控制，在具體實施時可根據(jù)具體情況進(jìn)行安排。
[0027]圖3和圖4所示電路可以控制調(diào)節(jié)輸出電壓，也可以控制調(diào)節(jié)輸出電流，在實施中一般只要把所需要控制調(diào)節(jié)對象作為反饋?zhàn)兞窟M(jìn)行控制即可。這類反饋電路為本領(lǐng)域人士所熟悉，故這里不再贅述。同樣圖4和圖3電路一樣，可以用來實現(xiàn)具有PFC功能和DC-DC變換功能的綜合式電源變換器，只要通過Ql的開關(guān)操作控制使得輸入電流Il的包絡(luò)線跟
隨經(jīng)整流后的脈動正弦電壓波形，即可實現(xiàn)上述帶PFC功能單級式綜合功能電源變換器。另外圖3和圖4中的電子開關(guān)Ql和Q2也可以用相應(yīng)的雙極型晶體管或其他類型的電子開關(guān)器件來代替。
[0028]如在[0012]節(jié)所提到的，在實現(xiàn)PFC功能時由于變壓器或電感的工作電流需要跟隨整流后的低頻正弦脈動波形，在電路的直流環(huán)節(jié)，特別是直流輸出端，需要用大容量的電容來濾除這些低頻脈動成分，在大多數(shù)情況下不得不使用電解電容。但是眾所周知電解電容通常使用壽命有限，會成為產(chǎn)品的壽命和可靠性的一個主要制約因素。針對這種情況，本專利發(fā)明了一種非正弦電流波形調(diào)制的方法來減小電流中的低頻紋波成分，進(jìn)而減小濾波電容的容量要求。具體方法如下節(jié)所述。
[0029]圖5 (B)描述了非正弦電流波形調(diào)制的原理波形示意圖。為便于說明，圖5 (A)給出了一個典型的反激式PFC加直流變換綜合功能的單級變換電路作為信號參照。圖中Vl是交流輸入經(jīng)過BI整流后的工頻脈動正弦波電壓，Il是通過電流調(diào)制控制產(chǎn)生的電流波形。如圖所示，Il的電流波形包絡(luò)線并不完全跟隨Vl的脈動正弦波形，而是在保持和Vl的脈動周期同頻率的情況下把相應(yīng)于脈動正弦波頂部區(qū)域的電流幅值減小，把相應(yīng)于脈動正弦波谷部區(qū)域的電流幅值提升，從而使得整個電流波形的工頻紋波大大地減小。在這種原則下，電流波形的包絡(luò)線可以采用多種不同的形狀或調(diào)制方案，比如說用脈動工頻正弦基波和它的奇次諧波迭加。這樣最后的極限波形成為方波，各個周期連起來最終成為連續(xù)直流波
形。圖5 (B)所示即為這樣的調(diào)制波形。注意在Vl零電壓點(diǎn)的附近Il的幅值略有下降，這是因為在實用中可能Vl電壓在零點(diǎn)附近太低而無法維持理想的電流幅值。不過這些小的下降不會太強(qiáng)的紋波，效果要比脈動正弦波的情形好得多。除了直流波形以外，其他類型的波形如梯形波等也可使用。只要按照提升對應(yīng)脈動正弦波谷部區(qū)域的電流幅值，降低對應(yīng)脈
動正弦波頂部區(qū)域的電流幅值，電流中的工頻紋波都可以得到改善。
[0030]采用上述控制方法所得到的功率因數(shù)顯然會和傳統(tǒng)的脈動正弦波電流的情形有所不同。首先如果假定輸出電容和負(fù)載為一個恒電壓系統(tǒng)，當(dāng)使用一個直流電流對其提供功率時，如果該直流電流的大小和相應(yīng)的脈動正弦電流的平均值相等，則兩者向這一負(fù)載提供相等的功率。在這種情況下，該直流電流的大小等于脈動正弦電流的峰值的0.637倍。如果用脈動正弦電流向同樣的負(fù)載提供同樣的功率，它的有效值是峰值的0.707倍。所以采用脈動正弦電流供電，其等效的直流電流值要比直流電流供電大。換句話說，按功率因數(shù)的定義一個系統(tǒng)的電流波形無論如何，如果它在同樣的正弦電壓條件下傳輸同樣的功率時其電流有效值等于相應(yīng)脈動正弦電流峰值的0.707倍，這個系統(tǒng)的功率因數(shù)就是I。以此為基準(zhǔn),如果在同樣的正弦電壓條件下傳輸同樣的功率時其電流有效值大于相應(yīng)脈動正弦電流峰值的0.707倍，這個系統(tǒng)的功率因數(shù)就小于I。反之，如果在同樣的正弦電壓條件下傳輸同樣的功率時其電流有效值小于相應(yīng)脈動正弦電流峰值的0.707倍，這個系統(tǒng)的功率因數(shù)就大于I。在上述本發(fā)明的直流電流調(diào)制的情況下，其電流有效值和平均值相等，所以有效值也是相應(yīng)脈動正弦電流峰值的0.637倍，也即，這樣的系統(tǒng)的功率因數(shù)大于I。由此可見，這種調(diào)制方法不僅消除了輸出中的低頻紋波，而且還可以進(jìn)一步提升功率因數(shù)，使功率傳輸損耗更小。
[0031]上述非正弦電流波形調(diào)制的方法可以普遍應(yīng)用于各種需要調(diào)節(jié)功率因數(shù)或減小低頻紋波的系統(tǒng)中。圖5所示電路只是一個范例，所有各種要求PFC功能的電路，無論何種結(jié)構(gòu)，都可以使用這個方法。除此以外，在電力工業(yè)的某些應(yīng)用中，該方法也具有相當(dāng)?shù)膶嵱脙r值，這里不再一一贅述。
[0032]在功率比較大的交流-直流電源轉(zhuǎn)換應(yīng)用中，目前大多數(shù)都采用單獨(dú)的PFC電路把交流輸入轉(zhuǎn)換成直流高壓，再用對稱式的直流-直流變換電路如半橋，全橋電路等把直流高壓通過變壓器轉(zhuǎn)換成和原邊隔離的輸出。
[0033]這類結(jié)構(gòu)因使用兩級轉(zhuǎn)換電路，成本比較高，效率也會因有兩級轉(zhuǎn)換損耗而偏低。針對這種情況，本專利又提出了采用對稱開關(guān)電路來實現(xiàn)綜合PFC功能的單級交流-直流轉(zhuǎn)換電路?；靖拍钊鐖D6所示。
[0034]圖6 (A)所示為概念性電路。圖中B1，C1所擔(dān)負(fù)的功能如前所述，Cl仍取較小的容量以避免對Vl的脈動正弦電壓波形造成影響。開關(guān)轉(zhuǎn)換電路由Ql和Q2組成半橋電路結(jié)構(gòu)。變壓器的初級繞組510和電容C3形成串聯(lián)后接于半橋的中間開關(guān)節(jié)點(diǎn)和初級PGND地端。半橋電路可以采用不同的工作模式。當(dāng)C3采用比較大的電容量時，電路可以工作在PWM工作模式，此時C3的功能主要是隔直和提供約等于V1/2的偏置電壓。電路的輸出通過Ql和Q2的脈寬調(diào)制來調(diào)節(jié)。另一種工作模式是利用C3和變壓器電感之間的諧振特性通過改變Ql和Q2的開關(guān)操作頻率來調(diào)節(jié)電源輸出。在這種情況下C3所取的電容量一般比較小，通常在幾到幾十納法，以設(shè)定比較合適的諧振頻率。在這種諧振變頻的操作中，Ql和Q2 —直工作在接近滿占空比的情況，通過變壓器初級繞組510的漏電感的適當(dāng)選擇，可以保證在整個工作范圍內(nèi)實現(xiàn)軟開關(guān)操作，故而電路效率比較高。經(jīng)變壓器轉(zhuǎn)換后的次級電壓通過Dl，D2所組成的整流電路變成直流，再通過C2濾波后輸出。
[0035]在使用Ql和Q2所組成的半橋電路完成PFC功能時，電路可以采用不同的電流調(diào)制方式。圖6 (B)所示為傳統(tǒng)的脈動正弦波電流調(diào)制，電流Il的包絡(luò)線通過半橋的控制跟隨Vl的脈動正弦波形，而包絡(luò)線的幅值隨輸出調(diào)節(jié)的需要來變化以滿足輸出的要求。圖6(C)所示為本專利所提出的非正弦電流波形調(diào)制方案。電流Il的包絡(luò)線只是保持和Vl同頻同相，但并不跟隨Vl的脈動正弦波形，而是把相應(yīng)于脈動正弦波頂部區(qū)域的電流幅值減小，把相應(yīng)于脈動正弦波谷部區(qū)域的電流幅值提升，從而減少或消除電流波形中的工頻紋波。在最理想的情況下Il可以控制為純直流波形。這里需要指出，圖6 (B)和(C)中所示的Vl和Il的波形粹是為了說明兩者的波形關(guān)系，并不代表任何實際幅值的意義。同時需要指出的是，半橋電路在輸入電壓很低的時候不能夠象反激式或升壓式電路那樣對電流進(jìn)行精確的控制，所以在Vl波形靠近谷底的區(qū)域Il不能完全跟隨理想的電流波形，會對PFC控制的效果產(chǎn)生一定的影響。但即使這種情況下，功率因數(shù)仍可以達(dá)到0.9以上，特別是在使用非正弦電流波形調(diào)制方案時，因其對功率因數(shù)的提升能力，實際功率因數(shù)仍然可以達(dá)到甚至超過I。同時因為在[0022]節(jié)所述的諧振式操作可以通過諧振來提高輸出電壓的幅值，效果會更好一些。
[0036]圖6所示的對稱式開關(guān)電路為半橋結(jié)構(gòu)，其他對稱式開關(guān)電路結(jié)構(gòu)如全橋電路等也一樣可以在同樣的原理下進(jìn)行實施。這里不再一一贅述。同時也需要指出以上的描述和相關(guān)圖示主要是作為例子來闡述本發(fā)明的原理。在實際應(yīng)用中遵循同樣的原理而采用其他不同的電路形式和元器件同樣可以實現(xiàn)本專利所描述的功能和效果。因此本專利的應(yīng)用在不違背其基本概念的情況下并不限于本文所描述的實現(xiàn)方法。
【權(quán)利要求】
1.一個具有無損耗吸收和諧振軟開關(guān)功能的變換器電路，由一個整流橋把交流輸入整流為直流脈動正弦電壓，一個電容器跨接在整流橋的直流輸出端上，一個反激式變壓器，其初級繞組的同相端接到整流橋正電壓輸出端，反相端接到一個主電子開關(guān)的正電壓端口，該電子開關(guān)的負(fù)電壓端口通過電流檢測元件接到整流橋的負(fù)電壓輸出端，同相端和反相端的定義只是為了區(qū)別變壓器初級和次級繞組間的相對極性關(guān)系，一個無損耗吸收電路由一個吸收電容和一個輔助電子開關(guān)串接而成，所形成的串聯(lián)支路的靠近電子開關(guān)的正電壓端的端口連接到整流橋正電壓輸出端，串聯(lián)支路的另一端和變壓器的反相端相連接，一個電子整流器件，其正電壓極接至變壓器次級繞組的反相端，負(fù)電壓極接至一個輸出濾波電容的正端并作為變換器的直流輸出正端，輸出濾波電容的負(fù)端和變壓器次級繞組的同相端連接并作為變換器的直流輸出負(fù)端，在變換操作過程中吸收電容吸收變壓器初級繞組漏電感的儲能，當(dāng)向變壓器次級邊的能量傳輸完成時吸收電容的儲能通過輔助電子開關(guān)和變壓器初級繞組電感進(jìn)行能量交換而形成振蕩，當(dāng)吸收電容的儲能完全轉(zhuǎn)移到變壓器的初級繞組后輔助電子開關(guān)關(guān)斷，電路利用變壓器初級繞組電流的續(xù)流作用使得主電子開關(guān)兩端的電壓降到接近零，這時主電子開關(guān)導(dǎo)通，從而實現(xiàn)零電壓開關(guān)操作，主電子開關(guān)工作電流的包絡(luò)線保持和經(jīng)整流橋整流后的直流脈動正弦電壓一樣的波形形狀、頻率和相位，在完成從變壓器初級到次級的直流電源轉(zhuǎn)換的同時也完成功率因數(shù)調(diào)節(jié)的功能，直流輸出的調(diào)節(jié)則通過改變正弦波電流的幅值來完成。
2.權(quán)利聲明I所描述的變換器電路的另一種實施方法，吸收電容和輔助電子開關(guān)串接而成的無損耗吸收電路改為接在主電子開關(guān)的正電壓端口和整流橋的負(fù)電壓輸出端之間，整流橋的負(fù)電壓輸出端靠近電子開關(guān)的正電壓端口，電路的其它部分和聲明I中所描述的一樣，電路的操作原理也和聲明I所描述的一樣。
3.一種采用非正弦 波電流調(diào)制的功率因數(shù)調(diào)節(jié)控制方法，該方法不需要讓輸入電流波形的包絡(luò)線完全跟隨輸入電壓的正弦波形狀，而是在保持和輸入電壓同頻率同相位的情況下把相應(yīng)于電壓正弦波頂部區(qū)域的電流幅值減小，而把相應(yīng)于電壓正弦波過零區(qū)域的電流幅值提升，從而使得電流波形中的低頻紋波大大地減小，具有上述特點(diǎn)的電流波形可以采取多種不同的形狀，最典型的波形是方波，反映到輸入整流電路的直流輸出端就成為直流，被調(diào)制電流的幅值的大小用來調(diào)節(jié)電路的直流輸出。
4.權(quán)利聲明I所描述的變換器電路，電路結(jié)構(gòu)不變，但是功率因數(shù)調(diào)節(jié)功能不采用正弦電流波形控制，而是采用權(quán)利聲明3所描述的非正弦電流調(diào)制方法，直流輸出的調(diào)節(jié)仍然通過改變被調(diào)制電流的幅值來完成。
5.權(quán)利聲明2所描述的變換器電路，電路結(jié)構(gòu)不變，但是功率因數(shù)調(diào)節(jié)功能不采用正弦電流波形控制，而是采用權(quán)利聲明3所描述的非正弦電流調(diào)制方法，直流輸出的調(diào)節(jié)仍然通過改變被調(diào)制電流的幅值來完成。
6.一種采用半橋式結(jié)構(gòu)的復(fù)合功能電源變換器電路，該變換器使用一級半橋電路同時完成功率因數(shù)調(diào)節(jié)和直流電源變換的雙重功能，電路由一個整流橋把交流輸入整流為直流脈動正弦電壓，一個電容器跨接在整流橋的直流輸出端上，兩個電子開關(guān)組成一個半橋橋臂，上端電子開關(guān)的正電壓極，也即半橋橋臂的上端，接到整流橋的直流輸出正端，上端電子開關(guān)的負(fù)電壓極和下端電子開關(guān)的正電壓極相連接形成半橋的開關(guān)節(jié)點(diǎn)，下端電子開關(guān)的負(fù)電壓極，也即半橋橋臂的下端，接到整流橋的直流輸出負(fù)端，一個功率變壓器，其初級繞組和一個諧振電容串聯(lián)，所形成的串聯(lián)支路的一端接到半橋電路的開關(guān)節(jié)點(diǎn)，另一端接到半橋橋臂的上端或者下端，功率變壓器的次級輸出經(jīng)過整流和濾波后形成直流向負(fù)載供電，半橋電路的操作在調(diào)節(jié)直流輸出的同時，也控制本身的工作電流跟隨特定的波形形狀，使得交流輸入端的輸入電流保持和輸入電壓同頻同相的正弦波形狀，從而同時完成功率因數(shù)調(diào)節(jié)的功能，直流輸出的調(diào)節(jié)則通過改變正弦波電流的幅值來完成。
7.權(quán)利聲明6所描述的變換器電路，電路結(jié)構(gòu)不變，但是功率因數(shù)調(diào)節(jié)功能不采用正弦電流波形控制，而是采用權(quán)利聲明3所描述的非正弦波電流調(diào)制方法，直流輸出的調(diào)節(jié)仍然通過改變被調(diào)制電流的幅值來完成。
8.把權(quán)利聲明6所描述的變換器電路中的半橋電路改為全橋電路，功率變壓器的初級繞組和諧振電容串聯(lián)所形成的串聯(lián)支路接在全橋電路的兩個橋臂的開關(guān)節(jié)點(diǎn)之間，電路的操作方法和聲明6所描述的相同。
9.把權(quán)利 聲明6所描述的變換器電路中的半橋電路改為全橋電路，功率變壓器的初級繞組和諧振電容串聯(lián)所形成的串聯(lián)支路接在全橋電路的兩個橋臂的開關(guān)節(jié)點(diǎn)之間，功率因數(shù)調(diào)節(jié)功能不采用正弦電流波形控制，而是采用權(quán)利聲明3所描述的非正弦波電流調(diào)制方法，直流輸出的調(diào)節(jié)仍然通過改變被調(diào)制電流的幅值來完成。
【文檔編號】H02M3/335GK103840686SQ201210483546
【公開日】2014年6月4日 申請日期:2012年11月26日 優(yōu)先權(quán)日:2012年11月26日
【發(fā)明者】范劍平 申請人:蘇州奧曦特電子科技有限公司