專利名稱：一種用于功率因數(shù)校正的單周期pwm調(diào)制方法及調(diào)制器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電能變換裝置的交流-直流變換器領(lǐng)域，具體涉及ー種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制方法及調(diào)制器。
背景技術(shù)：
伴隨著電カ電子技術(shù)的廣泛應(yīng)用，電網(wǎng)諧波污染的危害越來越引起人們的關(guān)注，對(duì)電能變換裝置的輸入功率因數(shù)(PF)及輸入電流總諧波失真(THD)的要求也越來越高。因此，用電設(shè)備的功率因數(shù)校正技術(shù)一直是業(yè)界十分關(guān)注的課題。單周期技術(shù)是ー種90年代發(fā)展起來的非線性大信號(hào)PWM控制技木，其通過控制開關(guān)的占空比，使得每ー個(gè)開關(guān)周期中開關(guān)變量的平均值正比于控制參考量。將單周期控制技術(shù)應(yīng)用于功率因數(shù)校正，有著很多相對(duì)于傳統(tǒng)控制技術(shù)的優(yōu)勢(shì)，這種控制方法取消了傳統(tǒng)控制方法中的乘法器，使得控制電路簡(jiǎn)潔、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、穩(wěn)定性好易于實(shí)現(xiàn)，是ー種很好的控制方法。參考圖1，單相功率因數(shù)校正的單周期控制方程為=RsXIin = VniX (1-d)，式中民為輸入電流取樣電阻，Iin為輸入電流，Vm*經(jīng)放大后的誤差信號(hào)，d為控制開關(guān)的占空比，公式右邊的部分的功能為PWM調(diào)制器?，F(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案為輸出電壓經(jīng)取樣后，與參考基準(zhǔn)一同送入誤差放大器，誤差放大器的輸出作為積分器的輸入同時(shí)送入減法器；復(fù)位時(shí)鐘脈沖信號(hào)送入積分器的復(fù)位端同時(shí)送入RS觸發(fā)器的S端，積分器及復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器構(gòu)成鋸齒波發(fā)生器的功能；減法器的輸出送入比較器與公式左邊的控制參考量相比較，比較器的輸出送入RS觸發(fā)器的R端，由RS觸發(fā)器的Q端得到所需的PWM輸出，其工作原理示意框圖請(qǐng)參見圖2。針對(duì)該現(xiàn)有實(shí)現(xiàn)方案進(jìn)行分析，由該方案的電路可見，該電路的積分器在ー個(gè)時(shí)鐘周期積分電壓的最大值，即鋸齒波的最大值必須與誤差放大器的輸出Vm的值嚴(yán)格相等，這樣才能當(dāng)占空比d取值為O到I吋，(Ι-d)的值為I到0，否則就不能正確的實(shí)現(xiàn)公式右側(cè)PWM調(diào)制器的功能。這就要求現(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)電路的工作頻率必須與積分器的積分參數(shù)完全配套，也就是說，工作時(shí)鐘ー變，積分器的積分參數(shù)必須跟著變，否則就會(huì)產(chǎn)生運(yùn)算誤差甚至錯(cuò)誤的結(jié)果，這就使得功率因數(shù)校正的效果大受影響。且在實(shí)際應(yīng)用中，積分器的積分參數(shù)是由積分電阻及積分電容決定的，由于元器件的溫度特性因素，工作頻率與積分參數(shù)都會(huì)存在漂移，不可能完全配套。退一步講，即使不考慮溫度特性的影響及變換工作頻率的不便，僅細(xì)調(diào)積分器輸出的最大值與積分器輸入電壓嚴(yán)格相等，就十分麻煩及費(fèi)時(shí)，因而必然會(huì)影響該技術(shù)的有效應(yīng)用
發(fā)明內(nèi)容
為了解決現(xiàn)有單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器存在的問題，即因其工作頻率必須與積分器的積分參數(shù)配套以及元器件的溫度特性因素帶來的不利影響，而導(dǎo)致功率因數(shù)校正的效果大受影響的缺陷，本發(fā)明提出一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制方法及調(diào)制器。
一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制方法，具體為對(duì)采樣電壓與參考基準(zhǔn)電壓間的電壓誤差放大；對(duì)所述放大后的電壓誤差進(jìn)行積分和定時(shí)復(fù)位得到鋸齒波電壓；以所述鋸齒波電壓的平均電平為參考電平，對(duì)所述積分和定時(shí)復(fù)位得到的鋸齒波電壓作反相運(yùn)算得到以該鋸齒波峰值幅值為底的齒向下齒尖到零的鋸齒波；將所述以該鋸齒波峰值幅值為底的齒向下齒尖到零的鋸齒波與控制參考量比較得到所需的脈沖寬度調(diào)制波。 一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，包括誤差放大器、積分器、復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器和比較器，誤差放大器的兩輸入端接收參考基準(zhǔn)電壓和采樣電壓，誤差放大器的輸出端連接積分器的輸入端，積分器的輸出端連接反相放大器的反相輸入端，反相放大器的輸出端連接比較器的輸入端，比較器的輸出端輸出脈沖寬度調(diào)制波，復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器的輸出端連接積分器的復(fù)位端，其特征在干，PWM調(diào)制器還包括低通濾波器，所述低通濾波器的輸入端連接所述積分器的輸出端，所述低通濾波器的輸出端連接所述反相放大器的同相輸入端。進(jìn)ー步地，還包括RS觸發(fā)器，RS觸發(fā)器的R端連接比較器的輸出端，RS觸發(fā)器的S端連接復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器的輸出端，RS觸發(fā)器的Q端輸出脈沖寬度調(diào)制波。進(jìn)ー步地，所述低通濾波器的通帶截止頻率為時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器的工作頻率的1/120 1/80，所述低通濾波器的通帶增益為1±0. 02倍。進(jìn)ー步地，所述低通濾波器為ニ階低通濾波器。進(jìn)ー步地，所述積分器的積分電容串聯(lián)有電阻。進(jìn)ー步地，所述反相放大器的增益為1±0. 02倍。本發(fā)明的技術(shù)效果體現(xiàn)在本發(fā)明提出ー種單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，通過低通濾波器得到本發(fā)明方案所需的參考電平，并通過波形運(yùn)算，來得到本發(fā)明方案PWM調(diào)制器所需的鋸齒波，使得單周期控制方程等號(hào)右邊的PWM調(diào)制器可工作于所需的任何頻率，而無需顧及積分器積分參數(shù)的配套，同時(shí)完全消去了元器件溫度特性的影響，有效地克服了現(xiàn)有實(shí)現(xiàn)方案的缺陷。


圖I為單相功率因數(shù)校正電路原理示意框圖；圖2為現(xiàn)有單周期功率因數(shù)校正技術(shù)的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案電路原理示意框圖；圖3本發(fā)明提出的一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器電路原理示意框圖；圖4本發(fā)明提出的一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器電路另一個(gè)等效的原理示意框圖；圖5為采用本發(fā)明提出的PWM調(diào)制器構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路工作頻率為30kHZ輸出為3000W時(shí)的輸入電流波形圖；圖6為采用本發(fā)明提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，エ作頻率為30kHZ輸出為3000W時(shí)的輸入電流總諧波失真THD)圖7為采用本發(fā)明提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，エ作頻率為30kHZ輸出為1500W時(shí)的輸入電流波形圖；圖8為采用本發(fā)明提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，エ作頻率為30kHZ輸出為1500W時(shí)的輸入電流總諧波失真THD)圖9為采用本發(fā)明提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，エ作頻率為25kHZ輸出為3000W時(shí)的輸入電流波形圖；圖10為采用本發(fā)明提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，エ作頻率為25kHZ輸出為3000W時(shí)的輸入電流總諧波失真THD)圖；圖11為采用本發(fā)明提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，エ作頻率為25kHZ輸出為1500W時(shí)的輸入電流波形圖；圖12為采用本發(fā)明提出的PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，エ作頻率為25kHZ輸出為1500W時(shí)的輸入電流總諧波失真THD)圖。
具體實(shí)施例方式為解決現(xiàn)有單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案所存在的問題，首先分析一下現(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，請(qǐng)參見圖2?，F(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案為輸出電壓經(jīng)取樣后，與參考基準(zhǔn)電壓一同送入誤差放大器，誤差放大器的輸出作為積分器的輸入同時(shí)送入減法器；復(fù)位時(shí)鐘脈沖信號(hào)送入積分器的復(fù)位端同時(shí)送入RS觸發(fā)器的S端，積分器及復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器構(gòu)成鋸齒波發(fā)生器的功能；減法器的輸出送入比較器與公式左邊的控制參考量相比較，比較器的輸出送入RS觸發(fā)器的R端，由RS觸發(fā)器的Q端得到現(xiàn)有單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案所需的PWM輸出。由其工作原理示意框圖2可見，該P(yáng)WM調(diào)制器的方案電路希望得到的是ー個(gè)以電壓Vm為底的負(fù)向積分幅度到O的鋸齒波，該P(yáng)WM調(diào)制器的方案電路在實(shí)際應(yīng)用中存在的問題是該方案電路的工作頻率必須與積分器的積分參數(shù)完全配套，要求在積分器復(fù)位前的最后時(shí)刻，積分器的輸出電壓必須與輸入積分器的積分參考電壓嚴(yán)格相等。如果不嚴(yán)格相等，就會(huì)使該方案電路有一段時(shí)區(qū)輸出為負(fù)，或者使得該方案電路的輸出永遠(yuǎn)達(dá)不到0，也就是說現(xiàn)有單周期PWM調(diào)制器方案電路不能滿足單相單周期控制方程RsX Iin =VfflX (Ι-d)中的d的由O到I取值范圍，因此其功率因數(shù)校正的效果自然就大受影響，輸入電流THD會(huì)大增。在實(shí)際應(yīng)用中，由于元器件參數(shù)的溫度特性，工作頻率與積分器的積分參數(shù)都存在漂移，不可能完全配套，因而必然會(huì)影響該技術(shù)的有效應(yīng)用。為了解決上述現(xiàn)有調(diào)制器的問題，本發(fā)明提出一種實(shí)施方案如圖3所示，單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器由誤差放大器I、積分器2、反相放大器3、低通濾波器4、復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器5及比較器7構(gòu)成，用以實(shí)現(xiàn)公式右邊部分的PWM調(diào)制器的功能。所述單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，輸出電壓經(jīng)取樣后，與參考基準(zhǔn)一同送入由運(yùn)算放大器N1、電阻R1及R2構(gòu)成的誤差放大器1，誤差放大器I的輸出作為由運(yùn)算放大器N2、電阻R3、R4、積分電容C及復(fù)位用電子開關(guān)S構(gòu)成的積分器2的輸入；積分器2的輸出送入低通濾波器4，低通濾波器4為用運(yùn)算放大器構(gòu)成的ニ階低通濾波器，積分器2的輸出同時(shí)送入由運(yùn)算放大器N3、電阻R5及R6構(gòu)成的反相放大器3的反相輸入端，反相放大器3的同相輸入端與低通濾波器4的輸出端相連接，復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器5為由電子元器件構(gòu)成的振蕩器實(shí)現(xiàn)，取其窄脈沖作為復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)送入積分器2的復(fù)位端，積分器2及復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器5構(gòu)成鋸齒波發(fā)生器的功能；反相放大器3的輸出送入由運(yùn)算放大器N5構(gòu)成的比較器7，與公式左邊的控制參考量相比較，電流參考量的獲取由運(yùn)算放大器N4、電阻R7及R8以及輸入電流取樣電阻Rs完成，由比較器7的輸出端得到所需的P畫輸出，請(qǐng)參見圖I、圖3。 除了上述方案，本發(fā)明還提出另ー實(shí)施方案如圖4所示，本發(fā)明ー種單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器，由誤差放大器I、積分器2、反相放大器3、低通濾波器4、復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器5、RS觸發(fā)器6及比較器7構(gòu)成，用以實(shí)現(xiàn)公式右邊部分的PWM調(diào)制器的功倉^:。所述單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，輸出電壓經(jīng)取樣后，與參考基準(zhǔn)一同送入由運(yùn)算放大器NI、電阻R1及R2構(gòu)成的誤差放大器I，誤差放大器I的輸出作為由運(yùn)算放大器N2、電阻R3、R4、積分電容C及復(fù)位用電子開關(guān)S構(gòu)成的積分器2的輸入；積分器2的輸出送入低通濾波器4，低通濾波器4為用運(yùn)算放大器構(gòu)成的ニ階低通濾波器，積分器2的輸出同時(shí)送入由運(yùn)算放大器N3、電阻R5及R6構(gòu)成的反相放大器3的反相輸入端，反相放大器3的同相輸入端與低通濾波器4的輸出端相連接，復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器5為由電子元器件構(gòu)成的振蕩器實(shí)現(xiàn)，取其窄脈沖作為復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)送入積分器2的復(fù)位端，同時(shí)送入RS觸發(fā)器6的S端，積分器2及復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器5構(gòu)成鋸齒波發(fā)生器的功能；反相放大器3的輸出送入由運(yùn)算放大器N5構(gòu)成的比較器7，與公式左邊的控制參考量相比較，電流參考量的獲取由運(yùn)算放大器N4、電阻R7及R8以及輸入電流取樣電阻Rs完成，比較器7的輸出送入RS觸發(fā)器6的R端，由RS觸發(fā)器6的Q端得到所需的PWM輸出，請(qǐng)參見圖
I、圖 4。為使本發(fā)明的單周期功率因數(shù)校正技術(shù)的實(shí)現(xiàn)方案更具實(shí)用性，本實(shí)現(xiàn)方案還通過在積分器2的積分電容上串聯(lián)小電阻的方法微調(diào)鋸齒波的平均直流電平，參見圖3、圖4中的R4,以期獲得最小電流總諧波失真(THD);低通濾波器為ニ階低通，為縮小體積，采用由運(yùn)算放大器構(gòu)成的有源低通濾波器，其通帶直流增益為1±0. 02倍，其通帶邊界頻率為時(shí)鐘頻率的1/120 1/80 ;本發(fā)明所述的反相放大器的增益為1±0. 02倍。本發(fā)明單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)電路特征是，通過取得所述鋸齒波的平均電平作為參考電平，對(duì)該鋸齒波進(jìn)行運(yùn)算處理，即以該平均電平為運(yùn)算參考地，對(duì)該鋸齒波作反相運(yùn)算，得到一個(gè)以該鋸齒波峰值幅值為底的齒向下齒尖到O的鋸齒波，該鋸齒波完全滿足單相單周期控制方程RsX Iin = VfflX (Ι-d)的要求，無需積分器的輸出電壓必須與積分器的輸入積分參考電壓嚴(yán)格相等的限制條件。采用本發(fā)明單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)電路，在任何情況下都滿足單相單周期控制方程RsX Iin =VfflX (Ι-d)中d的取值范圍為I至O之間的要求。從而很好地解決了現(xiàn)有單相單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器實(shí)現(xiàn)電路的缺陷，使工作頻率與積分參數(shù)不直接相關(guān)，并完全消除了元器件溫度特性的影響，使得該技術(shù)可能得到廣泛有效的應(yīng)用。圖5至圖8為應(yīng)用本發(fā)明單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的單相功率因數(shù)校正電路，在工作頻率為30kHZ、輸入電感為2mH時(shí)輸出為3000W及1500 時(shí)的輸入電流波形圖及其總諧波失真圖。在輸出為3000W時(shí)，其輸入電流總諧波失真(THD)小于2%，在輸出為1500W時(shí)，其輸入電流總諧波失真(THD)小于3%。
圖9至圖12為應(yīng)用本發(fā)明單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案構(gòu)成的単相功率因數(shù)校正電路，在不變更決定積分參數(shù)的元件R4及C的條件下，請(qǐng)參見圖3，エ作頻率為變更為25kHZ、輸入電感為2mH時(shí)輸出為3000W及1500 時(shí)的輸入電流波形圖及其總諧波失真圖。在輸出為3000W時(shí)，其輸入電流總諧波失真(THD)同樣小于2%，在輸出為1500W時(shí)，其輸入電流總諧波失真(THD) 3%左右?？梢姽ぷ黝l率的變化，對(duì)其性能幾乎不產(chǎn)生影響，結(jié)果證明本發(fā)明單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案完全達(dá)到預(yù)期的目的。以上說明僅為本發(fā)明的優(yōu)選方案，且可以很方便地移植應(yīng)用于三相功率因數(shù)校正單周期控制PWM調(diào)制器的實(shí)現(xiàn)方案，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明技術(shù)原理的條件下，還可以作出若干改進(jìn)及修飾，這些改進(jìn)及修飾也應(yīng)該視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制方法，具體為 對(duì)采樣電壓與參考基準(zhǔn)電壓間的電壓誤差放大； 對(duì)所述放大后的電壓誤差進(jìn)行積分和定時(shí)復(fù)位得到鋸齒波電壓； 其特征在于 以所述鋸齒波電壓的平均電平為參考電平，對(duì)所述積分和定時(shí)復(fù)位得到的鋸齒波電壓作反相運(yùn)算得到以該鋸齒波峰值幅值為底的齒向下齒尖到零的鋸齒波； 將所述以該鋸齒波峰值幅值為底的齒向下齒尖到零的鋸齒波與控制參考量比較得到所需的脈沖寬度調(diào)制波。
2.一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，包括誤差放大器、積分器、復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器和比較器，誤差放大器的兩輸入端接收參考基準(zhǔn)電壓和采樣電壓，誤差放大器的輸出端連接積分器的輸入端，積分器的輸出端連接反相放大器的反相輸入端，反相放大器 的輸出端連接比較器的輸入端，比較器的輸出端輸出脈沖寬度調(diào)制波，復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器的輸出端連接積分器的復(fù)位端，其特征在干，PWM調(diào)制器還包括低通濾波器，所述低通濾波器的輸入端連接所述積分器的輸出端，所述低通濾波器的輸出端連接所述反相放大器的同相輸入端。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，其特征在于，還包括RS觸發(fā)器，RS觸發(fā)器的R端連接比較器的輸出端，RS觸發(fā)器的S端連接復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器的輸出端，RS觸發(fā)器的Q端輸出脈沖寬度調(diào)制波。
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，其特征在于，所述低通濾波器的通帶截止頻率為時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器的工作頻率的1/120 1/80，所述低通濾波器的通帶增益為1±0. 02倍。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的單周期功率因數(shù)校正技術(shù)PWM調(diào)制器，其特征在于，所述低通濾波器為ニ階低通濾波器。
6.根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，其特征在于，所述積分器的積分電容串聯(lián)有電阻。
7.根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，其特征在于，所述反相放大器的增益為1±0. 02倍。
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制方法，對(duì)采樣電壓與參考基準(zhǔn)電壓間的電壓誤差放大、積分和定時(shí)復(fù)位得到鋸齒波電壓，以鋸齒波電壓的平均電平為參考電平，對(duì)鋸齒波電壓作反相運(yùn)算得到以該鋸齒波峰值幅值為底的齒向下齒尖到零的鋸齒波，并將其與控制參考量比較得到所需的脈沖寬度調(diào)制波。本發(fā)明還提供了用于功率因數(shù)校正的單周期PWM調(diào)制器，包括誤差放大器、積分器、復(fù)位時(shí)鐘信號(hào)發(fā)生器、比較器和低通濾波器本發(fā)明采用鋸齒波電壓的平均電平為參考電平，使得PWM調(diào)制器可工作于所需的任何頻率，而無需顧及積分器積分參數(shù)的配套，同時(shí)完全消去了元器件溫度特性的影響。
文檔編號(hào)H02M7/12GK102624255SQ20121009416
公開日2012年8月1日 申請(qǐng)日期2012年4月1日 優(yōu)先權(quán)日2012年4月1日
發(fā)明者張黎明, 林杰, 謝波 申請(qǐng)人:武漢永力電源技術(shù)有限公司