專利名稱：電源轉換器的混合式補償電路及方法
技術領域：
本發(fā)明系有關一種電源轉換器，特別是關于一種電源轉換器的補償電路及方法。
背景技術：
在電源轉換器的反饋回路中，需要補償電路對相位邊限(phase margin)進行補償以使回路穩(wěn)定。傳統(tǒng)的類比式補償電路包括如圖1所示的EA型補償電路10或圖2所示的gm型補償電路14。參照圖1，EA型補償電路10包括誤差放大器12，電容Cl及電阻R3串聯(lián)在誤差放大器12的反相輸入端及輸出端之間，電阻R4與電容Cl及電阻R3并聯(lián)，誤差放大器12放大反饋信號Vfb及參考值Vref之間的差值產生信號Vcomp以供電源轉換器穩(wěn)定輸出電壓Vo，電阻R3、R4及電容Cl用以補償信號Vcomp。在某些應用中，圖1的電阻R4可以省略。參照圖2，gm型補償電路14包括轉導放大器16，電阻R3及電容Cl串聯(lián)在轉導放大器16的輸出端及地端GND之間，電容C2與電阻R3及電容Cl并聯(lián)，轉導放大器將反饋信號Vfb與參考值Vref之間的差值轉換為電流Icomp，電阻R3及電容C1、C2根據電流Icomp產生補償的信號Vcomp。使用外接式補償電路需要占用控制IC的一支接腳，為了減少接腳數量，有越來越多的方案將補償電路整合到IC中，例如美國專利號7，504，888。一般而言，gm型補償電路14較容易整合在集成電路(IC)中，但是這些方案也有許多限制，一般來說，高切換頻率直流對直流電源轉換器的控制IC由于極點及零點大于ΙΟΚΗζ，因此較容易將補償電路整合到IC中。而在低頻寬應用中，例如功率因數修正(Power Factor Correction ；PFC)電源轉換器或是其他類似PFC的控制IC或電源轉換器，補償電路14需要大電容Cl及C2，但是因為成本及面積的考量，大電容Cl及C2很難全部整合到IC中。更具體而言，PFC電源轉換器的輸入電壓為具有60Hz交流頻率的交流電壓，因此其控制IC需要低增益及低頻的極點及零點來達成低頻寬回路以濾除交流頻率，因此補償電路14需要大電容Cl及C2來進行補償，使信號Vcomp的變化較緩慢,才能濾除該交流頻率。然而在IC中無法實現符合需求的大電容Cl及C2，因此需要使用一支接腳外接大電容Cl及C2，若想要縮小電容Cl及C2使其可以整合到IC中，貝U需要將電流Icomp降到奈(nano)安培等級或皮(pico)安培等級，但是如此小的電流很容易受到制程影響而無法準確控制，因此難以實現。由于類比式補償電路不易整合，因此有不少數字式補償電路被提出，例如美國專利號7，743，266及7，894，218，這些數字式補償電路雖然可以整合在PFC電源轉換器的控制IC中，但是通常需要復雜的數字信號處理(Digital Signal Processing ；DSP)演算法，因而需要占用較大的晶片面積，導致成本上升及晶片尺寸增加。另一方面，變化緩慢的信號Vcomp會造成電源轉換器無法快速反應負載暫態(tài)，導致輸出電壓Vo發(fā)生大的電壓落差(drop)或過沖(overshoot)。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的之一，在于提出一種結合類比及數字電路的混合式補償電路及方法。
本發(fā)明的目的之一，在于提出一種整合在IC中以減少接腳的混合式補償電路及方法。本發(fā)明的目的之一，在于提出一種減少晶片面積及成本的混合式補償電路。本發(fā)明的目的之一，在于提出一種改善負載暫態(tài)的混合式補償電路及方法。本發(fā)明的目的之一，在于提出一種具有二極點及一零點的混合式補償電路。根據本發(fā)明，一種電源轉換器的混合式補償電路包括數字信號產生器根據與該電源轉換器的輸出電壓相關的反饋信號及參考值產生數字信號，數字類比轉換器將該數字信號轉換為類比的第一信號，注入偏移器根據可變偏移值偏移該第一信號產生第二信號，以及低通濾波器濾除該第二信號的高頻成分產生第三信號供該電源轉換器穩(wěn)定該輸出電壓。根據本發(fā)明，一種電源轉換器的混合式補償方法包括根據與該電源轉換器的輸出電壓相關的反饋信號及參考值產生數字信號，將該數字信號轉換為類比的第一信號，提供隨該反饋信號與該參考值之間的差值改變的可變偏移值，根據該可變偏移值偏移該第一信號產生第二信號，以及濾除該第二信號的高頻成分產生第三信號供該電源轉換器穩(wěn)定該輸出電壓。藉該數字信號產生器及該數字類比轉換器提供第一極點，該注入偏移器提供零點，該低通濾波器提供第二極點，該混合式補償電路可以模擬類比式補償電路的功能，因此可以取代類比式補償電路，而且不需要大電容，可以輕易地整合到電源轉換器的控制IC中，減少控制IC的接腳數量。由于該混合式補償電 路系結合類比及數字電路，因此相對于數字式補償電路來說，其電路較簡單，也不需要復雜的DSP演算法，因而能減少晶片面積及成本。在電源轉換器發(fā)生負載暫態(tài)時，該混合式補償電路可以立即將該數字信號調升到最大值或調降到最小值，或是將該數字信號以最快頻率調升或調降，因此可以改善負載暫態(tài)響應。


圖1系傳統(tǒng)的EA型補償電路；圖2系傳統(tǒng)的gm型補償電路；圖3系根據本發(fā)明的混合式補償電路；圖4系圖3的混合式補償電路的第一實施例；圖5系圖2的轉導放大器的電流-電壓特性曲線；圖6系圖4的第一信號Val的電壓變化率dVal/dt對電壓Vrefl-Vfbl的特性曲線.-^4 ，圖7系圖3的混合式補償電路的第二實施例；圖8系圖7的時脈信號及脈沖信號的時序圖；圖9系圖7的第一信號Val的電壓變化率dVal/dt對電壓Vrefl-Vfbl的特性曲線.-^4 ，圖10系圖3的混合式補償電路的第三實施例；以及圖11系使用圖2的gm型類比式補償電路及本發(fā)明的混合式補償電路產生的電源轉換器的輸出電壓和信號Vcomp。
主要元件符號說明:10EA型補償電路12誤差放大器14gm型補償電路16轉導放大器20混合式補償電路22數字信號產生器24數字類比轉換器26偏移注入器28低通濾波器30比較器32反相器 34磁滯比較器36磁滯比較器38運算轉導放大器40振蕩器42控制器44升降計數器46電流源48電流源50電流源52電流源54電阻Rof的第一端56電阻Rof的第二端60多工器62比較器64脈沖產生器70比較器72比較器74比較器76比較器78比較器80控制器82除頻器84除頻器86除頻器88除頻器90運算放大器92電源轉換器的輸出電壓
94電源轉換器的輸出電壓96反饋信號98反饋信號
具體實施例方式參照圖3，根據本發(fā)明的混合式補償電路20可以應用在各種類型的電源轉換器，例如直流對直流電源轉換器及PFC電源轉換器。在混合式補償電路20中，數字信號產生器22根據與電源轉換器的輸出電壓相關的反饋信號Vfbl及參考值Vrefl產生數字信號Sd，數字類比轉換器(Digital-to-Analog Converter ;DAC) 24將數字信號Sd轉換為類比的第一信號Val,偏移注入器(offset injector) 26提供可變偏移值偏移第一信號Val產生第二信號Va2，低通濾波器(Low Pass Filter ;LPF) 28濾除第二信號Va2的高頻成分產生第三信號Vcomp供穩(wěn)定電源轉換器的輸出電壓?；旌鲜窖a償電路20系模擬如圖2所不的gm型補償電路14。眾所周知，gm型補償電路14提供二極點及一零點，混合式補償電路20同樣可以提供二極點及一零點，詳言之，數字信號產生器22及DAC 24可視為第一極點產生器提供第一極點，偏移注入器26可視為零點產生器提供零點，LPF 28可視為第二極點產生器提供第二極點。圖4系混合式補償電路20的第一實施例。為了實現低頻的第一極點，使用數字信號產生器22及DAC 24模擬gm型補償電路14的轉導放大器16。圖4的數字信號產生器22包括比較器30比較反饋信號Vfbl及參考值Vrefl產生比較信號Scl，反相器32將比較信號Scl反相產生信號Sc2給控制器42，振蕩器40提供時脈信號Clk給控制器42及升降計數器44，控制器42因應時脈信號Clk對信號Sc2取樣，當取樣結果表示反饋信號Vfbl大于參考值Vrefl時，控制器42發(fā)出控制信號Down給升降計數器44以調降數字信號Sd —個位元，進而調降電源轉換器的輸出功率。當取樣結果表示反饋信號Vfbl低于參考值Vrefl時，控制器42發(fā)出控制信號Up給升降計數器44以調升數字信號Sd —個位元，進而調升電源轉換器的輸出功率。升降計數器44根據時脈信號Clk取樣控制器42所輸出的控制信號Up及Down以調整數字信號Sd。DAC 24將數字信號Sd轉換為第一信號Val。DAC 24系相當常見的電路，其內部電路及操作于此不再贅述。在時脈信號Clk為低頻時，取樣的頻率較低，數字信號Sd的變化較緩慢，導致混合式補償電路20輸出的第三信號Vcomp變化緩慢，此效果如同gm型補償電路14使用大電容Cl及C2 —樣。在電源轉換器發(fā)生負載暫態(tài)時,若混合式補償電路20輸出的第三信號Vcomp仍緩慢變化，將無法快速反應，造成輸出電壓Vo發(fā)生大的電壓落差或過沖。為了改善此問題，圖4的數字信號產生器22還包括磁滯比較器34比較反饋信號Vfbl及臨界值VHl產生比較信號SH給控制器42，磁滯比較器36比較反饋信號Vfbl及臨界值VLl產生比較信號SL給控制器42，以及運算轉導放大器38放大反饋信號Vfbl及參考值Vrefl之間的差值Λ V產生頻率調整信號Sfm給振蕩器40以調整時脈信號Clk的頻率。當反饋信號Vfbl及參考值Vrefl之間的差值Λ V增加時，頻率調整信號Sfm將調高時脈信號Clk的頻率以加快取樣頻率，進而加快數字信號Sd的變化以及加快第三信號Vcomp的扭轉率(slew rate)，當反饋信號Vfbl大于臨界值VHl或小于臨界值VLl時，磁滯比較器34或36送出比較信號SL或SH給振蕩器40，以使時脈信號Clk的頻率上升至最大值，進而使數字信號Sd以最大頻率調升或調降。此外，在反饋信號Vfbl大于臨界值VHl時，控制器42亦根據比較信號SL發(fā)出控制信號Down_limit給升降計數器44，使該升降計數器44以最大頻率將數字信號Sd調降到最小值以提高第三信號Vcomp的扭轉率，使電源轉換器的輸出功率快速減少，使輸出電壓快速地下降至預設準位。同樣的，在反饋信號Vfbl小于臨界值VLl時，控制器42根據比較信號SH發(fā)出控制信號Up_limit給升降計數器44，使該升降計數器44以最大頻率將數字信號Sd調升到最大值，因而提高第三信號Vcomp的扭轉率，使電源轉換器的輸出功率上升，使輸出電壓快速上升到預設準位。在其他實施例中，當反饋信號VFBl大于或小于臨界值VHl或VLl時，使升降計數器44也可以立即將數字信號Sd調升到最小值或最大值。在發(fā)生負載暫態(tài)時，反饋信號Vfbl及參考值Vrefl之間的差值Λ V增加，故控制器42及升降計數器44的取樣頻率加快，因此加快第三信號Vcomp的扭轉率(slew rate)，而且在反饋信號Vfbl大于臨界值VHl或小于臨界值VLl時可以使數字信號Sd立即或以最快頻率下降到最小值或上升到最大值，故能有效改善電源轉換器的負載暫態(tài)響應。圖2的轉導放大器16的電流-電壓特性曲線如圖5所示，從圖2可得CeXVcomp = IcompXT, 公式 I其中Ce為電容Cl及C2的等效電容，T為產生電流Icomp的時間。從公式I可進
一步推得Icomp/Ce = Vcomp/T,公式 2由公式2可知電流Icomp及電容Ce決定一電壓變化率dVcomp/dt,又電容Ce為定值，故電流Icomp正比于電壓變化率dVcomp/dt，因此圖5的Y軸也可以視為電壓變化率dVcomp/dt0圖3的數字信號產生器22及DAC 24模擬轉導放大器16也可以得到類似的電壓變化率，例如圖6系圖4的DAC 24的第一信號Val的電壓變化率dVal/dt (即扭轉率)對電壓Vrefl-Vfbl的特性曲線，反饋信號Vfbl在臨界值VLl和VHl之間時和圖5的曲線是一樣的，在兩端則有遲滯區(qū)域，當反饋信號Vfbl上升到大于臨界值VHl時，數字信號Sd以最快取樣頻率被調降，故第一信號Val具有最快負向電壓變化率-dVal/dt_max，直到反饋信號Vfbl下降到小于磁滯臨界值Vhy2，第一信號Val的電壓變化率dVal/dt才回到原來的水準；同樣的，當反饋信號Vfbl下降到小于臨界值VLl時，數字信號Sd以最快時脈信號Clk的頻率被調升，故第一信號Val具有最快正向電壓變化率dVal/dt_max，直到反饋信號Vfbl上升到大于磁滯臨界值Vhyl，第一信號Val的電壓變化率dVal/dt才回到原來的水準。在圖4的實施例中，偏移注入器26包括電流源46及開關Ml串聯(lián)在電源端Vcc及電阻Rof的第一端54之間，電流源48及開關M2串聯(lián)在電阻Rof的第一端54及地端GND之間，電流源50及開關M3串聯(lián)在電源端Ncc及電阻Rof的第二端56之間，電流源52及開關M4串聯(lián)在電阻Rof的第二端56及地端GND之間。開關Ml及M4受控于來自控制器42的控制信號Down，開關M2及M3受控于來自控制器42的控制信號Up，藉控制開關Ml、M2、M3及M4，可以決定電阻R of上電流1f的方向。電流源46、48、50及52根據來自運算轉導放大器38的頻率調整信號Sfm決定電流1f的大小，進而決定可變偏移值Vof以偏移第一信號Val產生第二信號Va2。由于頻率調整信號Sfm系與反饋信號Vfbl及參考值Vref I之間的差值Λ V有關，因此可變偏移值Vof亦隨差值AV變化。在其他實施例中，電流源46、48、50及52亦可改為根據其他與差值Λ V相關的信號來決定電流1f。圖4的低通濾波器28包括由電阻Rf及電容Cf組成的RC濾波器，對第二信號Va2濾波產生第三信號Vcomp。從控制回路的物理意義來看，gm補償電路14的零點系作為相位領先(phase lead)補償,而第二極點則類似低通濾波器，因此本發(fā)明的混合式補償電路20利用偏移注入器44提供瞬間的電壓變化來模擬零點的作用，并以RC濾波器實現第二極點。圖7系圖3的混合式補償電路20的第二實施例，數字信號產生器22包括多工器60根據脈沖信號Spl Sp5依序將臨界值VHl、臨界值VH2、參考值Vrefl、臨界值VL2及臨界值VLl提供給比較器62的非反相輸入端，其中VHl > VH2 > Vrefl > VL2 > VLl，比較器62的反相輸入端接收反饋信號Vfbl，比較器62將反饋信號Vfbl分別比較臨界值VH1、VH2、VLl及VL2及參考值Vrefl，并將比較信號傳送給控制器42，控制器42根據時脈信號Clk及脈沖信號Spl Sp5對比較器62所輸出的比較信號取樣，據以決定控制信號Up或Down給升降計數器44以調升或調降數字信號Sd，控制器42亦根據比較結果判斷反饋信號Vfbl是否大于最大的臨界值VHl或小于最小的臨界值VLl，若反饋信號Vfbl大于臨界值VHl，控制器42發(fā)出控制信號Down_limit使升降計數器44立即或以最大頻率將數字信號Sd調降至最小值以加大第三信號Vcomp的扭轉率，若反饋信號Vfbl小于臨界值VL1，控制器42發(fā)出控制信號Up_limit使升降計數器44立即或以最大頻率將數字信號Sd調升至最大值以加大第三信號Vcomp的扭轉率?？刂破?2也根據比較結果決定頻率調整信號Sfm給振蕩器40以調整時脈信號Clk的頻率，當反饋信號Vfbl與參考值Vrefl之間的差值越大時，時脈信號Clk的頻率越高，以加大第三信號Vcomp的扭轉率，改善負載暫態(tài)響應。當反饋信號Vfbl大于臨界值VHl或小于臨界值VLl時，頻率調整信號Sfm將使時脈信號Clk的頻率調升至最大值，以加快控制器42及升降計數器44的取樣頻率。脈沖產生器64根據時脈信號Clk產生脈沖信號Spl Sp5如圖8所示，在時脈信號Clk的每一個周期T內，脈沖產生器64依序產生脈沖信號Spl Sp5給多工器60。圖7的偏移注入器26系將圖4的電阻Rof改為由開關控制之可變電阻，其阻值隨反饋信號Vfbl及參考值Vrefl之間的差值AV改變，電流源46、48、50及52提供固定電流，故通過可變電阻Rof的電流1f系定值。在此實施中，可變電阻Rof包括三個串聯(lián)的電阻Ra、Rb及Re，每一個電阻Ra、Rb及Re各與開關Ma、Mb及Mc并聯(lián)，根據差值Λ V產生的信號Sa、Sb及Sc分別控制開關Ma、Mb及Mc以調整可變電阻Rof的阻值，進而產生隨差值Λ V變化的可變偏移值Vof以偏移第一信號Val產生第二信號Va2。圖9系圖7的DAC 24的第一信號Val的電壓變化率dVal/dt對電壓Vrefl-Vfbl的特性曲線，當反饋信號Vfbl上升到大于臨界值VHl時，數字信號Sd以最快頻率被調降，故第一信號Val具有最快負向電壓變化率-dVal/dt_max,直到反饋信號Vfbl下降到小于臨界值VH2，第一信號Val的電壓變化率才回到原來的水準；同樣的，當反饋信號Vfbl下降到小于臨界值VLl時，數字信號Sd以最快頻率被調升，故第一信號Val具有最快正向電壓變化率dVal/dt_max，直到反饋信號Vfbl上升到大于磁滯臨界值VL2，第一信號Val的變化速度才回到原來的水準。在圖7的實施例中，隨著設定的臨界值個數的增加，圖9的特性曲線將趨近于圖6的特性曲線。圖10系圖3的混合式補償電路20的第三實施例，數字信號產生器22包括比較器70比較反饋信號Vfbl及臨界值VHl產生比較信號SB1，比較器72比較反饋信號Vfbl及臨界值VH2產生比較信號SB2，比較器74比較反饋信號Vfbl及參考值Vrefl產生比較信號SB3，比較器76比較反饋信號Vfbl及臨界值VL2產生比較信號SB4，比較器78比較反饋信號Vfbl及臨界值VLl產生比較信號SB5，控制器80根據比較信號SBl、SB2、SB3、SB4及SB5從時脈信號Clkl、Clk2、Clk3、Clk4及Clk5中選擇其中一個作為時脈Clk給升降計數器44，當反饋信號Vfbl大于最大的臨界值VHl或小于最小的臨界值VLl時，控制器80選擇頻率最高的時脈信號Clkl給升降計數器44，升降計數器44因應時脈信號Clk對比較信號SB3取樣，并根據取樣結果調升或調降數字信號Sd —個位元，當反饋信號Vfbl大于最大的臨界值VHl或小于最小的臨界值VLl時，升降計數器44因應比較信號SBl或SB5立即或以最大頻頻將數字信號Sd調降至最小值或調升至最大值以加大第三信號Vcomp的扭轉率，振蕩器40提供具有頻率f的時脈信號Clkl，除頻器82對時脈信號Clkl除頻產生具有頻率f/2的時脈信號Clk2，除頻器84對時脈信號Clk2除頻產生具有頻率f/4的時脈信號Clk3，除頻器86對時脈信號Clk3除頻產生具有頻率f/8的時脈信號Clk4，除頻器88對時脈信號Clk4除頻產生具有頻率f/16的時脈信號Clk5。在此混合式補償電路中，DAC 24的第一信號Val的電壓變化率dVal/dt對數字信號產生器22的輸入電壓Vfbl的特性曲線如圖9所
/Jn ο圖10的LPF 28包括低頻寬的運算放大器90具有反相輸入端接收來自偏移注入器26的第二信號Va2，以及非反相輸入端連接LPF 28的輸出端Vcomp，電阻R5及補償電容C3串聯(lián)在運算放大器90的輸出端及LPF 28的輸出端Vcomp之間，用以穩(wěn)定第三信號Vcomp,晶體管M5連接在電源端Vcc及LPF 28的輸出端Vcomp之間，晶體管M5的閘極連接運算放大器90的輸出端，電阻R6連接在LPF 28的輸出端Vcomp及地端GND之間。圖11顯示本發(fā)明的功效，使用圖2的gm型類比式補償電路14產生的電源轉換器的輸出電壓Vo和信號Vcomp分別如波形92及96所示，使用本發(fā)明的混合式補償電路20產生的電源轉換器的輸出電壓Vo和第三信號Vcomp分別如波形94及98所示，其幾乎與使用gm型類比式補償電路14的效果相同，而且在時間tl所示的負載暫態(tài)發(fā)生時，也有良好的暫態(tài)響應，故混合式補償電路20確實可以取代傳統(tǒng)的類比式補償電路14?；旌鲜窖a償電路20可以降低時脈信號Clk的頻率來達成類比式補償電路14中大電容Cl及C2穩(wěn)定信號Vcomp的功效，因此混合式補償電路20無需使用大電容Cl及C2，可以輕易的整合到控制IC中以減少接腳數量?；旌鲜窖a償電路20系混合類比電路及數字電路，因此相對于數字式補償電路來說，混合式補償電路20較簡單，故占用較少的晶片面積，而且無需使用復雜DSP演算法，可簡化設計及降低成本。
權利要求
1.一種電源轉換器的混合式補償電路，其特征在于，所述的混合式補償電路包括: 數字信號產生器，根據反饋信號及參考值產生數字信號，其中所述的反饋信號與所述的電源轉換器的輸出電壓相關； 數字類比轉換器，連接所述的數字信號產生器，將所述的數字信號轉換為類比的第一信號; 偏移注入器，連接所述的數字類比轉換器，提供可變偏移值以偏移所述的第一信號產生第二信號，其中所述的可變偏移值系由所述的反饋信號與所述的參考值之間的差值決定；以及 低通濾波器，連接所述的偏移注入器，濾除所述的第二信號的高頻成分產生第三信號供所述的電源轉換器穩(wěn)定所述的輸出電壓。
2.按權利要求1所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的數字信號產生器包括: 比較器，比較所述的反饋信號及所述的參考值產生比較信號； 控制器，連接所述的比較器，因應時脈信號對所述的比較信號取樣以決定控制信號；以及 升降計數器，連接所述的控制器，提供所述的數字信號并根據所述的時脈信號取樣所述的控制信號以調整所述的數字信號。
3.按權利要求2所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的混合式補償電路更包括: 第二比較器，連接所述的控制器，在所述的反饋信號大于第一臨界值時產生第二比較信號給所述的控制器；以及 第三比較器，連接所述的控制器，在所述的反饋信號小于第二臨界值時產生第三比較信號給所述的控制器； 其中，所述的控制器根據所述的第二比較信號及第三比較信號，使所述的數字信號立即調降到最小值或調升到最大值。
4.按權利要求2所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的混合式補償電路更包括: 振蕩器，連接所述的控制器，提供所述的時脈信號；以及 運算轉導放大器，連接所述的振蕩器，放大所述的反饋信號及所述的參考值之間的差值產生頻率調整信號給所述的振蕩器，以調整所述的時脈信號的頻率； 其中，當所述的反饋信號及所述的參考值之間的差值增加時，所述的時脈信號的頻率增加。
5.按權利要求4所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的混合式補償電路更包括: 第二比較器，連接所述的振蕩器，在所述的反饋信號大于第一臨界值時產生第二比較信號給所述的振蕩器；以及 第三比較器，連接所述的振蕩器，在所述的反饋信號小于第二臨界值時產生第三比較信號給所述的振蕩器； 其中，所述的振蕩器根據所述的第二比較信號及第三比較信號，調升所述的時脈信號的頻率至最大值，以使所述的數字信號以最大頻率調升至最大值或調降至最小值。
6.按權利要求1所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的數字信號產生器包括: 比較器，比較其兩輸入端的信號產生比較信號，其中所述的兩輸入端的第一輸入端接收所述的反饋信號；振蕩器，提供時脈信號，并根據頻率調整信號調整所述的時脈信號的頻率； 多工器，連接所述的比較器，在所述的時脈信號的每一個周期中，依序將多個臨界值及所述的參考值供應到所述的兩輸入端的第二輸入端； 控制器，連接所述的比較器及振蕩器，根據所述的比較信號決定控制信號及所述的頻率調整信號； 升降計數器，連接所述的控制器及振蕩器，提供所述的數字信號并根據所述的時脈信號取樣所述的控制信號以調整所述的數字信號；以及 脈沖產生器，連接所述的振蕩器及多工器，因應所述的時脈信號產生多個脈沖信號給所述的多工器，以使所述的多工器依序將所述的多個臨界值及所述的參考值供應到所述的比較器的第二輸入端。
7.按權利要求6所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的時脈信號的頻率在所述的反饋信號大于所述的多個臨界值的最大值或小于所述的多個臨界值的最小值時，調整至最聞值。
8.按權利要求1所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的數字信號產生器包括: 第一比較器，將所述的反饋信號與所述的參考值比較產生第一比較信號； 多個第二比較器，將所述的反饋信號分別與多個臨界值比較產生多個第二比較信號；控制器，連接所述的第一比較器及所述的多個第二比較器，根據所述的第一比較信號及所述的多個第二比較信號從多個時脈信號中選擇其中一個輸出；以及 升降計數器，連接所述的第一比較器及所述的控制器，提供所述的數字信號，根據所述的控制器輸出的時脈信號對所述的第一比較信號取樣，并根據取樣結果調整所述的數字信號。
9.按權利要求8所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的控制器在所述的反饋信號大于所述的多個臨界值的最大值或小于所述的多個臨界值的最小值時，選擇頻率最高的時脈信號。
10.按權利要求6或8所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的升降計數器在所述的反饋信號大于所述的多個臨界值的最大值或小于所述的多個臨界值的最小值時，立即將所述的數字信號調降到最小值或調升到最大值。
11.按權利要求6或8所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的升降計數器在所述的反饋信號大于所述的多個臨界值的最大值或小于所述的多個臨界值的最小值時，以最大頻率將所述的數字信號調降到最小值或調升到最大值。
12.按權利要求1所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的偏移注入器包括: 電阻，具有第一端連接所述的數字類比轉換器，以及第二端連接所述的低通濾波器，提供所述的可變偏移值； 第一電流源，提供隨所述的差值變化的電流； 第一開關，與所述的第一電流源串聯(lián)到所述的第一端，受控于第一控制信號； 第二電流源，提供隨所述的差值變化的電流； 第二開關，與所述的第二電流源串聯(lián)到所述的第一端，受控于第二控制信號； 第三電流源，提供隨所述的差值變化的電流； 第三開關，與所述的第三電流源串聯(lián)到所述的第二端，受控于所述的第二控制信號；第四電流源，提供隨所述的差值變化的電流；以及 第四開關，與所述的第四電流源串聯(lián)到所述的第二端，受控于所述的第一控制信號。
13.按權利要求1所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的偏移注入器包括: 可變電阻，具有第一端連接所述的數字類比轉換器，以及第二端連接所述的低通濾波器，提供所述的可變偏移值，其中所述的可變電阻的阻值隨所述的差值改變； 第一電流源，提供定電流； 第一開關，與所述的第一電流源串聯(lián)到所述的第一端，受控于第一控制信號； 第二電流源，提供定電流； 第二開關，與所述的第二電流源串聯(lián)到所述的第一端，受控于第二控制信號； 第三電流源，提供定電流； 第三開關，與所述的第三電流源串聯(lián)到所述的第二端，受控于所述的第二控制信號； 第四電流源，提供定電流；以及 第四開關，與所述的第四電流源串聯(lián)到所述的第二端，受控于所述的第一控制信號。
14.按權利要求1所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的低通濾波器包括由電阻及電容組成的RC濾波器。
15.按權利要求1所述的混合式補償電路，其特征在于，所述的低通濾波器包括: 低頻寬的運算放大器，具 有第一輸入端接收所述的偏移注入器輸出的第二信號以及第二輸入端連接所述的低通濾波器的輸出端；以及 補償電容。
16.一種電源轉換器的混合式補償方法，其特征在于，所述的混合式補償方法包括下列步驟: (A)根據與所述的電源轉換器的輸出電壓相關的反饋信號及參考值產生數字信號； (B)將所述的數字信號轉換為類比的第一信號； (C)提供隨所述的反饋信號與所述的參考值之間的差值改變的可變偏移值； (D)根據所述的可變偏移值偏移所述的第一信號產生第二信號；以及 (E)濾除所述的第二信號的高頻成分產生第三信號供所述的電源轉換器穩(wěn)定所述的輸出電壓。
17.按權利要求16所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的步驟A包括: 比較所述的反饋信號及所述的參考值產生比較信號； 因應時脈信號對所述的比較信號取樣；以及 根據取樣結果調升或調降所述的數字信號。
18.按權利要求17所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的混合式補償方法更包括根據所述的反饋信號決定所述的時脈信號的頻率。
19.按權利要求18所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的決定所述的時脈信號的頻率的步驟包括根據所述的反饋信號及所述的參考值之間的差值決定所述的時脈信號的頻率。
20.按權利要求18所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的混合式補償方法更包括在所述的反饋信號大于第一臨界值或小于第二臨界值時，調整所述的時脈信號的頻率至最聞值。
21.按權利要求18所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的混合式補償方法更包括: 在所述的反饋信號大于所述的第一臨界值時，以所述的時脈信號的最大頻率調降所述的數字信號至最小值；以及 在所述的反饋信號小于第二臨界值時，以所述的時脈信號的最大頻率調升所述的數字信號至最小值或最大值。
22.按權利要求18所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的決定所述的時脈信號的頻率的步驟包括下列步驟: 將所述的反饋信號分別與多個臨界值及所述的參考值比較產生比較信號；以及 根據所述的比較信號決定所述的時脈信號的頻率。
23.按權利要求22所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的混合式補償方法更包括在所述的反饋信號大于所述的多個臨界值的最大值或小于所述的多個臨界值的最小值時，調整所述的時脈信號的頻率至最高值。
24.按權利要求22所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的混合式補償方法更包括: 在所述的反饋信號大于所述的多個臨界值的最大值時，以所述的時脈信號的最大頻率調降所述的數字信號至最小值；以 及 在所述的反饋信號小于所述的多個臨界值的最小值時，以所述的時脈信號的最大頻率調升所述的數字信號至最大值。
25.按權利要求16所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的步驟A包括: 提供多個時脈信號； 將所述的反饋信號分別與多個臨界值及所述的參考值比較得到比較信號； 根據所述的比較信號從所述的多個時脈信號選擇其中一個； 因應選擇的時脈信號對所述的比較信號取樣；以及 根據取樣結果調升或調降所述的數字信號。
26.按權利要求25所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的混合式補償方法更包括在所述的反饋信號大于所述的多個臨界值的最大值或小于所述的多個臨界值的最小值時，選擇頻率最高的時脈信號對所述的比較信號取樣。
27.按權利要求25所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的混合式補償方法更包括: 在所述的反饋信號大于所述的多個臨界值的最大值時，選擇頻率最高的時脈信號調降所述的數字信號至最小值；以及 在所述的反饋信號小于所述的多個臨界值的最小值時，選擇頻率最高的時脈信號調升所述的數字信號至最大值。
28.按權利要求16所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的混合式補償方法更包括: 在所述的反饋信號大于第一臨界值時，立即調降所述的數字信號到最小值；以及 在所述的反饋信號小于第二臨界值時，立即調升所述的數字信號到最大值。
29.按權利要求16所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的步驟C包括施加隨所述的反饋信號與所述的參考值之間的差值改變的電流到電阻以產生所述的可變偏移值。
30.按權利要求16所述的混合式補償方法，其特征在于，所述的步驟C包括施加電流到隨所述的反饋信號與 所述的參考值之間的差值改變的可變電阻以產生所述的可變偏移值。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種電源轉換器的混合式補償電路及方法，根據與該電源轉換器的輸出電壓相關的反饋信號及參考值產生數字信號，將該數字信號轉換為類比的第一信號，并藉可變偏移值偏移該第一信號產生第二信號，濾除該第二信號的高頻成分產生第三信號以穩(wěn)定該輸出電壓。該混合式補償電路無需使用大電容，因此可以整合在集成電路中。
文檔編號H02M1/42GK103095120SQ201110384178
公開日2013年5月8日 申請日期2011年11月28日 優(yōu)先權日2011年11月8日
發(fā)明者唐健夫, 潘均宏, 陳曜洲 申請人:立锜科技股份有限公司