專利名稱：開關(guān)式電源器件和開關(guān)式電源控制電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種開關(guān)式電源器件和開關(guān)式電源控制電路，其包括具有電流諧振電 感器和電流諧振電容器的串聯(lián)諧振電路；本發(fā)明特別涉及一種用于消除輕負(fù)載之下的電流 回流的開關(guān)式電源器件和開關(guān)式電源控制電路。
2.
背景技術(shù)：
包括圖7所示電流諧振型轉(zhuǎn)換器的開關(guān)式電源器件是現(xiàn)有技術(shù)中已知的開關(guān)式 電源器件。在這種電流諧振轉(zhuǎn)換器中，輸入DC電壓Vi被加到具有諧振電感器Lr和諧振電 容器Cr的串聯(lián)諧振電路，并且由M0SFET (金屬-氧化物-半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)或相似器 件構(gòu)成的兩個主開關(guān)元件Qa、Qb被導(dǎo)通和截止，從而控制電能轉(zhuǎn)換變壓器T的初級繞組Ll 中流動著的主側(cè)電流的路徑，使得正弦電流在變壓器T的初級繞組L1中流動。變壓器T的 次級繞組L2和三次繞組L3(其中繞組比率L1 : L2 : L3是n : 1 : 1)連接到用于對感 應(yīng)的二次電流11、12分別進(jìn)行整流的整流二極管D1、D2，并且還連接到用于使到負(fù)載LD的 輸出電壓V。平滑的輸出電容器C。。此外，到負(fù)載LD的輸出電壓V。被反饋給驅(qū)動電路3，以 通過誤差放大器1和VCO(電壓受控振動器)2來導(dǎo)通和截止主開關(guān)元件Qa、 Qb，并且在變 壓器T的初級繞組L1中流動的電流以及上述電壓都受到控制，從而將輸出電壓V。控制在 恒定電壓處。VC0 2的作用在于，根據(jù)誤差放大器1的輸出，當(dāng)輸出電壓V。被判定為高于預(yù) 定電壓或負(fù)載是較輕的時候，輸出頻率就提高，并且當(dāng)輸出電壓V。被判定為低于預(yù)定電壓 或負(fù)載是較重的時候，輸出頻率就降低。 然而，當(dāng)把這種開關(guān)式電源器件用作低電壓大電流電源時，當(dāng)變壓器T的次級一 側(cè)設(shè)置的整流二極管D1和D2中有二次電流I1和12流動時，就出現(xiàn)了因橫跨整流二極管 Dl、 D2的正向電壓降VF所導(dǎo)致的大電流損耗VpXI。。該電流1。代表二次電流II和12中 的任一個。 因此，使用了一種單獨激勵驅(qū)動型電流諧振電路，其中連接了具有低導(dǎo)通態(tài)阻抗 的M0SFET Qsl、 Qs2并以它們作為用于同步整流的開關(guān)元件，如圖8所示，Qsl、 Qs2替代了 整流二極管D1、D2以便執(zhí)行同步整流，從而減小這種電能損耗。圖8中的M0SFET Qsl、Qs2 受到驅(qū)動電路3的控制，以便伴隨著主側(cè)的主開關(guān)元件Qa、Qb導(dǎo)通和截止的工作頻率(fop) 而同步地導(dǎo)通和截止，并且二次電流II、 12被交替地存儲在電容器C。中。
此處，考慮了圖8的電流諧振轉(zhuǎn)換器中的單獨激勵同步整流，其中圖7中的次級一 側(cè)的整流二極管Dl、 D2被具有低導(dǎo)通態(tài)阻抗的M0SFET Qsl、 Qs2替代。
同步整流方法包括自激勵驅(qū)動方法和單獨激勵驅(qū)動方法。在單獨激勵驅(qū)動方法 中，由邏輯電路輸出驅(qū)動信號，并且如果該邏輯電路被包括在電源IC(集成電路)中，則電 源制造商可以很容易地實現(xiàn)同步整流功能。因此，IC制造商已經(jīng)提出各種單獨激勵驅(qū)動方 法(參閱美國專利7184280、美國專利申請2008/0055942、美國專利申請2005/0122753、日 本專利申請?zhí)亻_2005-198438以及日本專利申請?zhí)亻_2005-198375，下文會對它們進(jìn)行描 述)。
現(xiàn)有技術(shù)的這種開關(guān)式電源器件被配置成使主開關(guān)元件Qa、 Qb執(zhí)行開關(guān)操作，從 而通過電壓轉(zhuǎn)換變壓器T獲得任意的DC輸出。在這種器件中，根據(jù)連接到二次一側(cè)的負(fù)載 LD的大小，電容器C。上所累積的電荷被排放掉，使得出現(xiàn)了回流到變壓器T的電流(返回 電流)，并且在回流區(qū)域中出現(xiàn)了電能損耗的問題。 相似地，考慮到單獨激勵驅(qū)動同步整流，下述內(nèi)容被認(rèn)為是足夠了 M0SFET Qsl、 Qs2的同步驅(qū)動信號與用于控制主開關(guān)元件Qa、 Qb開關(guān)的柵極信號同步。但是，在實際情 況中，如果在每一個工作模式中并未檢測到回流區(qū)域，并且上述信號并未被轉(zhuǎn)換成與之同 步的驅(qū)動信號，則輸出電容器C。上所累積的電荷就被排放掉，出現(xiàn)了回流到變換器T的電 流(返回電流)，且效率下降了。此外，還要關(guān)注因電能回流到變換器T的初級一側(cè)而導(dǎo)致 的電路毀壞。 在圖8的電流諧振轉(zhuǎn)換器中，圖7的電流諧振轉(zhuǎn)換器的變壓器T被顯示成分解為
受激勵的電感組件Lm以及理想的變壓器Ti，并且呈現(xiàn)了工作原理以促進(jìn)理解。此處，在解
釋上述回流區(qū)域中的電能損耗之前，先解釋電流諧振轉(zhuǎn)換器的工作原理。 對于此處所示的電流諧振轉(zhuǎn)換器，定義了兩類基本的電流諧振頻率frl和fr2，如
下面的方程(1)和(2)中那樣。此處，Lr、Lm和Cr分別是諧振電感器Lr的電感、變壓器T
的激勵電感組件以及諧振電容器Cr的電容。 [El]frl=;;-/ T p …(i) [E2] 在圖8的開關(guān)式電源器件中，當(dāng)把電能提供給負(fù)載LD時，根據(jù)輸出電壓V。，橫跨變 壓器T的激勵電感組件Lm兩端的電壓被固定在nX (V。+VF)處，激勵電感組件Lm并不貢獻(xiàn) 于電流諧振，并且通過在諧振電容器Cr和諧振電感器Lr所確定的第一諧振頻率frl (參見 上述方程(l))處工作，將電能提供給次級一側(cè)的電路。在這種情況下，激勵電感組件Lm中 流動著的電流Im與諧振電路Ir之和作為充電/放電電流而流向諧振電容器Cr。此時，主 開關(guān)元件Qa、 Qb的工作頻率(fop)受到VCO 2的控制，以便使輸出電壓V。穩(wěn)定。
第二諧振頻率fr2(參見方程(2))是當(dāng)把電能提供給連接到變壓器T的次級一側(cè) 的負(fù)載LD時的諧振頻率；理想的變壓器Ti并不充當(dāng)變壓器，并且橫跨變壓器T的激勵電感 組件Lm兩端的電壓并不被固定，使得諧振操作出現(xiàn)了，這主要是因為諧振電容器Cr的電容 Cr、諧振電感器Lr的諧振電感Lr以及激勵電感組件Lm。 根據(jù)上述工作頻率(fop)和第一諧振頻率frl (下文簡稱為諧振頻率)之間的關(guān) 系以及連接到變壓器T的次級一側(cè)的負(fù)載LD的大小，可以通過將操作劃分為六個工作模式 (模式1到模式6)來考慮電流諧振轉(zhuǎn)換器的特定諧振操作，正如圖9所示那樣。
S卩，在圖9中，模式1-3是工作頻率(fop)低于諧振頻率frl的情況，模式4_6是 工作頻率(f0p)等于或高于諧振頻率frl的情況。如果連接的負(fù)載LD的大小是大于開關(guān) 式電源器件的額定負(fù)載(最大負(fù)載)的50%，則該狀態(tài)是重負(fù)載(HL)狀態(tài)；如果負(fù)載大小 是20-50%，則負(fù)載是輕負(fù)載(LL)狀態(tài)；并且如果負(fù)載是小于20%，則該狀態(tài)是非常輕的負(fù)載(VLL)狀態(tài)。 下文利用附圖10-15解釋了在每一種模式中通過變壓器T而感應(yīng)的二次一側(cè)的電 流波形。 此處，每一種工作模式中的回流區(qū)域是由工作頻率(fop)與電流諧振轉(zhuǎn)換器的諧 振頻率frl之間的關(guān)系決定的，還是由負(fù)載LD決定的。工作頻率(fop)隨著電路參數(shù)和負(fù) 載狀態(tài)而變化，但是諧振頻率frl是由諧振電容器Cr和諧振電感器Lr的大小決定的。因 此，盡管如圖8所示同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2與電源開關(guān)信號完全同步這樣一種同步整流 是簡單的方法，但是在這種情況下下文所描述的五個回流區(qū)域呈現(xiàn)出多個問題，并且解決 這些問題的手段是必需的。 S卩，在開關(guān)式電源器件的圖10所示的第一工作模式(模式l)中，該開關(guān)式電源器 件通過各個柵極信號Vga、 Vgb導(dǎo)通和截止兩個主開關(guān)元件Qa、 Qb從而提供二次電流II、 12，在開關(guān)操作的每一個半周期(Top/2)的第二個一半之中，如果用于同步整流的MOSFET Qsl、 Qs2沒有被可靠地截止，則無法阻止二次電流II、 12的回流。這是因為在第一工作模 式中工作頻率(fop)與諧振頻率frl之間的關(guān)系是fop〈frl，使得即使諧振操作的半周 期(Tr/2)結(jié)束了，開關(guān)操作的半周期(Top/2)尚未結(jié)束。因此，當(dāng)圖10A-10B所示柵極信 號Vga、Vgb作為到圖8所示同步整流MOSFET Qsl、Qs2的同步驅(qū)動信號Vgsl、Vgs2在不加 修改的情況下被輸出時，在該定時區(qū)域(范圍A)中有回流電流流動。 在第二工作模式(模式2)中，其中工作頻率(fop)低于諧振頻率frl，此外負(fù)載LD 處于輕負(fù)載(LL)狀態(tài)中且與圖10中出現(xiàn)回流的范圍A是分離開的，要關(guān)心的是在圖11所 示的范圍B中也可能出現(xiàn)回流(定時的區(qū)域緊跟在主開關(guān)元件Qa或Qb被導(dǎo)通之后)。這 是因為在電流諧振轉(zhuǎn)換器中，當(dāng)負(fù)載LD稍微輕點時，諧振操作的開始的定時滯后于開關(guān)操 作的開始之后。操作過程使得當(dāng)負(fù)載LD變得仍然較輕時，諧振操作的開始的定時也進(jìn)一步 滯后。 相似的是，在第三工作模式(模式3)中，其中工作頻率(fop)低于諧振頻率frl， 此外負(fù)載LD處于負(fù)載很小的非常輕的負(fù)載狀態(tài)(VLL)中，在范圍A和范圍B中都出現(xiàn)了回 流。在圖12所示的諧振周期Tr的一半之內(nèi)，范圍C中也出現(xiàn)了回流，范圍C等價于諧振已 結(jié)束的范圍。 在第四工作模式(模式4)中，如圖13所示，工作頻率(fop)等于或大于諧振頻率 frl，此外負(fù)載LD處于重負(fù)載(HL)狀態(tài)中；在這種情況下，二次電流I1、12是連續(xù)的，所以 不必關(guān)心回流的出現(xiàn)。 在第五工作模式(模式5)中，如圖14所示，工作頻率(fop)等于或大于諧振頻率 frl，此外負(fù)載LD處于輕負(fù)載(LL)狀態(tài)中；范圍D中出現(xiàn)了回流(范圍D是緊跟在主開關(guān) 元件Qa或Qb被導(dǎo)通之后的定時的區(qū)域)。 在第六工作模式(模式6)中，其中工作頻率(fop)等于或大于諧振頻率frl，此 外該狀態(tài)是負(fù)載非常輕的狀態(tài)(VLL)，在圖15所示的范圍D中出現(xiàn)了回流。在范圍E的區(qū) 域中，在兩個主開關(guān)元件Qa、 Qb各自被導(dǎo)通的間隔中，在向次級一側(cè)提供電能時也出現(xiàn)了 回流。這是因為在負(fù)載非常輕的狀態(tài)(VLL)中，很少有能量被發(fā)送到次級一側(cè)，所以在很 短的一段時間內(nèi)諧振操作就結(jié)束了。因此，當(dāng)把與柵極信號Vga、 Vgb同步的信號(相同的 信號)當(dāng)作同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2施加到同步整流M0SFET Qsl， Qs2上時，在工作模式l-3、5和6中都出現(xiàn)了回流，所以在每一個相應(yīng)區(qū)域(范圍A-E)中有必要對同步驅(qū)動信號 Vgsl、Vgs2的信號波形進(jìn)行定形。 因此，在常規(guī)開關(guān)式電源器件中，提供了CWP(恒定寬度脈沖)產(chǎn)生電路，該電路輸 出恒定寬度脈沖(CWP)信號，該信號的脈沖寬度比柵極信號Vga、 Vgb的導(dǎo)通間隔要稍微窄 一些，以對同步整流MOSFET的同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2的波形進(jìn)行定形(例如，參見美國 專利7184280) 。 S卩，當(dāng)工作頻率(fop)等于或高于諧振頻率frl時，同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2與柵極信號Vga、 Vgb同步；當(dāng)工作頻率(fop)低于諧振頻率frl時，使同步驅(qū)動信號 Vgsl、Vgs2與恒定寬度脈沖信號CWP同步地結(jié)束。這樣，即使當(dāng)具有低導(dǎo)通態(tài)阻抗的M0SFET Qsl、Qs2替代了次級一側(cè)的整流二極管D1、D2時，也可以防止來自二次一側(cè)的返回電流。
然而，在美國專利7184280所揭示的發(fā)明中，同步驅(qū)動信號Vgsl、Vgs2的上升沿的 定時總是與柵極信號Vga、 Vgb同步，使得很難防止在二次電流剛要開始之前的回流，正如 第二工作模式(模式2)中的回流區(qū)域(范圍B)中那樣。在模式4-6中，當(dāng)工作頻率(fop) 等于或高于諧振頻率frl時，如果同步驅(qū)動信號Vgsl、Vgs2與柵極信號Vga、Vgb同步，則可 以防止輕負(fù)載狀態(tài)(LL)中的回流以及負(fù)載非常輕的狀態(tài)(VLL)中的回流。
作為另一種開關(guān)式電源器件，可想得出這樣一種方法，其中配置了同步整流 M0SFET的控制電路，正如圖16A所示那樣(參見美國專利申請2008/0055942)。圖16B示 出了各個部分的工作波形。 在該方法中，比較器510將同步整流開關(guān)元件(M0SFET)的漏極-源極電壓(Vds (導(dǎo)通))與參考電壓REF進(jìn)行比較，以檢測該同步整流MOSFET或其主體二極管是否是導(dǎo)電 的，當(dāng)檢測到導(dǎo)電時，此外在柵極信號Vgp是H(高)的間隔期間，用于使該同步整流MOSFET 導(dǎo)通的信號被施加到該同步整流MOSFET。即，"與"(邏輯乘積)電路430產(chǎn)生上述比較信 號Vdsc (即比較器510的輸出)與初級一側(cè)的主開關(guān)元件Qa、 Qb的柵極信號Vgp的"與" 信號，并且把該信號當(dāng)作經(jīng)波形定形的同步驅(qū)動信號Vgs (即Vgsl和Vgs2)輸出給作為開 關(guān)元件的同步整流M0SFET Qsl、Qs2。 通常，M0SFET的漏極-源極電壓Vds等于在該M0SFET截止且電流流過主體二極 管時橫跨該主體二極管兩端的正向電壓降VF。準(zhǔn)確地講，橫跨該主體二極管兩端的正向電 壓降VF是-VF，以源極電勢作為參考。另一方面，當(dāng)M0SFET處于導(dǎo)通狀態(tài)時，該電壓是導(dǎo)通 態(tài)阻抗與流動的電流的乘積，并且該數(shù)值(絕對值)通常低于Vp。上述參考電壓REF被設(shè) 置為顯著低于該絕對值，目的是流過主體二極管的電流一開始就可以被檢測到，并且可以 允許M0SFET導(dǎo)通，然后，在M0SFET導(dǎo)通之后，M0SFET可以連續(xù)地導(dǎo)通，即使漏極_源極電 壓Vds變低。事實上，考慮到噪聲等因素，必須使該數(shù)值足夠高，使得M0SFET或其主體二極 管是導(dǎo)電的這一事實能夠被準(zhǔn)確無誤地檢測到。 然而，如圖16B所示，當(dāng)二次電流Is減小并變?yōu)榱銜r，不管參考電壓REF的數(shù)值有 多低，MOSFET導(dǎo)通態(tài)阻抗與流動的電流之乘積將會在某一時刻變得更小。然后，上述比較 信號Vdsc反相，M0SFET被截止，接下來電流流過主體二極管，使得漏極_源極電壓Vds變 為_VF。這樣，上述比較信號Vdsc再次反相，M0SFET再次被導(dǎo)通，結(jié)果，上述比較信號Vdsc 又一次反相。之后，如圖16B中的誤差區(qū)域所示，MOSFET導(dǎo)通-截止開關(guān)操作以很高的頻 率重復(fù)著，直到二次電流Is完全達(dá)到零。當(dāng)負(fù)載很輕且二次電流Is下降時，該振蕩現(xiàn)象就 更顯著。這樣，在美國專利申請2008/0055942所描述的發(fā)明中，每當(dāng)二次電流Is減小到達(dá)到零時，都會重復(fù)出現(xiàn)高頻振蕩，所以從噪聲和電能轉(zhuǎn)換效率的角度來看，該方法有許多問 題。 美國專利申請2005/0122753描述了這樣一項發(fā)明，其中設(shè)定導(dǎo)通閾值(VTH2)時考 慮到了主體二極管(內(nèi)部二極管)的導(dǎo)電電壓。此處，同步驅(qū)動信號的導(dǎo)通定時是僅根據(jù) 內(nèi)部二極管的導(dǎo)電電壓來決定的，所以問題在于，因針對初級一側(cè)的柵極信號Vga、 Vgb而 設(shè)置的停用時間，導(dǎo)致很容易出現(xiàn)錯誤的操作。因為用于決定截止定時的閾值(VTH1)是極 小的且大約是負(fù)的數(shù)值-20!^，所以問題在于，操作過程很容易受噪聲影響，截止操作的定 時是不穩(wěn)定的。 在另一種開關(guān)式電源器件中，初級一側(cè)的諧振電流被電流變壓器檢領(lǐng)"激勵電流 被次級輔助繞組檢測，并且諧振電流檢測信號與激勵電流檢測信號進(jìn)行比較。基于用于檢 測上述比較結(jié)果信號、電能開關(guān)信號和諧振電流檢測信號是否超過OA(O安培)的信號，產(chǎn) 生同步整流信號(例如，參見日本專利申請?zhí)亻_2005-198438)。 通過利用日本專利申請?zhí)亻_2005-198438的技術(shù)，就可以針對每一種不連續(xù)的模 式解決回流問題，但是在具有重負(fù)載狀態(tài)的工作模式(工作模式1-4)中，同步整流MOSFET 導(dǎo)通定時滯后了 ，使得電能效率減小了 。此外，在檢測電路中使用了電流變壓器和輔助繞 組，使得電路配置更復(fù)雜，并且用最優(yōu)調(diào)節(jié)數(shù)值來設(shè)置該器件是困難的，使得從成本方面考 慮，該方法是不想要的。 此外，日本專利申請?zhí)亻_2005-198375所揭示的發(fā)明涉及一種可防止電流反方向 流動的同步整流電路，還涉及一種電能轉(zhuǎn)換損耗得以減小的電能轉(zhuǎn)換器。比較器電路對同 步整流晶體管的源極-漏極電壓進(jìn)行比較，當(dāng)檢測到反方向電流時，由開關(guān)裝置來防止電 流流動。此處，確定了使同步整流晶體管截止的定時，但是沒有描述導(dǎo)通定時。因此，作為 一種在上述第二工作模式(模式2)、第三工作模式(模式3)、第五工作模式(模式5)和第 六工作模式(模式6)中防止電流回流(范圍B和D)的手段，該發(fā)明并不是有效的。
由此，在現(xiàn)有技術(shù)中，還沒有哪些開關(guān)式電源器件包括驅(qū)動電路以便在所有上述 六個工作模式中都能可靠地防止二次電流回流到初級一側(cè)(參見圖9)。特別是，一種用于 恒定地檢測負(fù)載狀態(tài)且使同步整流MOSFET在負(fù)載非常輕的狀態(tài)中并不導(dǎo)通的方法能夠有 效地解決在第三工作模式(模式3)和第六工作模式(模式6)中的電流回流(范圍C和 E)。然而，這種檢測輕負(fù)載狀態(tài)的方法具有下列問題。 —種這樣的方法必須監(jiān)控誤差放大器1的輸出信號，并檢測連接到開關(guān)式電源器 件的負(fù)載的狀態(tài)。然而，在這種檢測方法中，并沒有逐個脈沖地檢測負(fù)載狀態(tài)(此處，"脈 沖"意味著開關(guān)式脈沖)；即，負(fù)載狀態(tài)并不是在每次執(zhí)行開關(guān)時都被檢測。因為誤差放大 器l自身具有響應(yīng)延遲，所以從進(jìn)入負(fù)載非常輕的狀態(tài)時起，直到輸出了用于指示非常輕 的負(fù)載的狀態(tài)檢測信號，必然出現(xiàn)時間延遲，使得同步整流M0SFET的開關(guān)操作無法立刻停 止，并且無法根本解決回流的問題。此外，在普通的電流諧振轉(zhuǎn)換器中，VCO(電壓受控振動 器)2被設(shè)計成減小負(fù)載波動所引起的頻率波動。因此，來自誤差放大器l的誤差信號的波 動也很小，無法很容易地可靠地檢測負(fù)載波動，此外，這種檢測很容易受噪聲影響。
作為另一種方法，也有可能使用電阻來監(jiān)控流過負(fù)載的電流并檢測輕負(fù)載狀態(tài)。 然而，在次級一側(cè)設(shè)置的電阻中出現(xiàn)了電能消耗，所以問題在于，電源效率下降是不可避免 的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是在考慮到上述這些問題的情況下做出的，其目的是提供這樣一種開關(guān)式
電源器件和開關(guān)式電源控制電路，其能夠在任何工作模式中可靠地防止電流的回流，能夠
實現(xiàn)穩(wěn)定的同步整流功能，還能夠逐個脈沖地檢測輕負(fù)載狀態(tài)而并不使電源效率變差。 為了解決上述問題，本發(fā)明提供了一種開關(guān)式電源器件，其中輸入DC電壓被施加
到串聯(lián)諧振電路上，規(guī)定的輸出電壓是通過變壓器產(chǎn)生的，電能被提供給負(fù)載。 在這種開關(guān)式電源器件中，串聯(lián)諧振電路具有電流諧振電感器和電流諧振電容
器。此外，多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組包括M0SFET，并且被交替地導(dǎo)通和截止，從而
切換串聯(lián)諧振電路的電流路徑。在變壓器中，通過在主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的初級一
側(cè)執(zhí)行開/關(guān)控制，在次級一側(cè)從串聯(lián)諧振電路中感應(yīng)出電流。在同步整流開關(guān)元件中，
其中多個二極管整流元件或內(nèi)部二極管并聯(lián)連接，與上述多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組
相對應(yīng)地執(zhí)行開/關(guān)控制，從而對變壓器的二次電流進(jìn)行整流。負(fù)載判斷電路以主開關(guān)元
件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時為起始點，從而產(chǎn)生具有規(guī)定的時間寬度的參考時間信號
(Tsrs)。通過將以下兩種延遲時間與負(fù)載判斷電路所產(chǎn)生的參考時間信號進(jìn)行比較，來判
斷輕負(fù)載狀態(tài)該二極管整流元件的導(dǎo)電定時相對于對應(yīng)于二極管整流元件的主開關(guān)元件
或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時的延遲時間(Tdif);或該內(nèi)部二極管的導(dǎo)電定時相對于與內(nèi)
部二極管并聯(lián)連接的同步整流開關(guān)元件所對應(yīng)的主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時
的延遲時間(Tdif)。 根據(jù)本發(fā)明，輕負(fù)載狀態(tài)是用二極管整流元件的導(dǎo)電定時或同步整流開關(guān)元件的 內(nèi)部二極管的導(dǎo)電定時與主開關(guān)元件的導(dǎo)通定時之間的時間差來表達(dá)的，使得通過將該時 間差與參考時間信號進(jìn)行比較，就可以僅通過邏輯電路來檢測輕負(fù)載狀態(tài)，同時可以在不 影響電源效率的情況下檢測輕負(fù)載狀態(tài)。 此外，當(dāng)在變壓器的次級一側(cè)設(shè)置多個同步整流開關(guān)元件(其內(nèi)部二極管并聯(lián)連 接)時，利用施加到主開關(guān)元件的柵極上的柵極開/關(guān)信號以及最大導(dǎo)通寬度信號，就能夠 控制同步整流開關(guān)元件的導(dǎo)通時間間隔，使得在主開關(guān)元件導(dǎo)通的時間之外可以消除所有 的噪聲。 此外，可以提供一種開關(guān)式電源器件，其中從同步整流開關(guān)元件的交叉端電壓電 平中檢測出并聯(lián)連接到同步整流開關(guān)元件的二極管的導(dǎo)電電壓，并且通過將這一點僅僅用 于控制該同步整流開關(guān)元件的導(dǎo)通定時，此外還通過有效地施加最大導(dǎo)通寬度信號，就實 現(xiàn)了電流諧振轉(zhuǎn)換器的同步整流功能，同時交叉端電壓電平檢測過程中的噪聲具有抗擾 性，沒有誤差操作，且沒有出現(xiàn)回流。 特別是，通過防止輕負(fù)載狀態(tài)中的電流回流，還通過檢測具有穩(wěn)定性的同步整流 MOSFET的漏極-源極電壓，就可以防止具有誤差操作的簡單同步整流。


圖1是示出了一個方面的開關(guān)式電源器件的整體配置的電路圖； 圖2是示出了一種開關(guān)式電源器件的同步控制電路的電路圖； 圖3是詳細(xì)示出了包括負(fù)載判斷電路的同步控制電路的配置的示例的電路態(tài)；
制電路
圖4是用于解釋通過圖2的同步控制電路來控制次級一側(cè)的電流的操作的定時 圖5是示出了全橋型開關(guān)式電源器件的整體配置的電路圖6是示出了另一個方面的開關(guān)式電源器件的整體配置的電路圖； 圖7是示出了常規(guī)電流諧振轉(zhuǎn)換器的示例的電路圖8示出了一種電流諧振轉(zhuǎn)換器，其中圖7的整流二極管被MOSFET替換；
圖9示出了針對六種工作模式工作頻率fs和諧振頻率fr之間的關(guān)系以及負(fù)載狀
圖10示出了當(dāng)在第一工作模式中時通過變壓器感應(yīng)出的次級-
圖11示出了當(dāng)在第二工作模式中時通過變壓器感應(yīng)出的次級-1 o s山7 a a笛二t作模式中時通過變壓器感應(yīng)出的次級-
:作模式中時通過變壓器感應(yīng)出的次級-
'側(cè)的電流波形 '側(cè)的電流波形 '側(cè)的電流波形 '側(cè)的電流波形 '側(cè)的電流波形 '側(cè)的電流波形 整流的M0SFET控
具體實施例方式
下面，將參照附圖解釋本發(fā)明的多個方面。 圖1是示出了一個方面的開關(guān)式電源器件的整體配置的電路圖。
該開關(guān)式電源器件被配置成使得輸入DC電壓Vi被施加到具有諧振電感器Lr和 諧振電容器Cr的串聯(lián)諧振電路，并且用于負(fù)載LD的規(guī)定的輸出電壓V。是通過變壓器T而 產(chǎn)生的。M0SFET Qa、Qb是主開關(guān)元件，它們通過在變壓器T的初級一側(cè)交替地進(jìn)行開關(guān)操 作，將電流路徑切換到串聯(lián)諧振電路。諧振電感器Lr的一端連接到變壓器T的初級繞組L1 的一端，而初級繞組L1的另一端則連接到諧振電容器Cr的一端?？梢允褂眠@樣一種配置， 其中除變壓器T的電感以外不設(shè)置其它電感，并且變壓器T的鏈接電感被用作電流諧振電 感器。此外，還可以使用這樣一種配置，其中設(shè)置外部電感且與變壓器T分開，通過該外部 電感和鏈接電感，形成了電流諧振電感器Lr。 次級繞組L2和三次繞組L3串聯(lián)連接在變壓器T的次級一側(cè)；該連接點連接到輸 出電容器C。和負(fù)載LD的一端。次級繞組L2和三次繞組L3的其它端分別通過同步整流 M0SFET Qsl、 Qs2連接到輸出電容器C。和負(fù)載LD的接地一側(cè)。M0SFET Qsl、 Qs2是同步整 流開關(guān)元件，它們使對應(yīng)于MOSFET Qa、Qb的操作的變壓器T所感應(yīng)的二次電流11、12導(dǎo)通 和截止，從而將規(guī)定的輸出電壓V。提供給負(fù)載LD。內(nèi)部二極管(主體二極管或主體二極管 和外部二極管)Ds并聯(lián)連接到MOSFET Qsl、Qs2，正如下述圖2所示那樣。
通過誤差放大器1和VC0 (電壓受控振動器電路)2，將提供給負(fù)載LD的輸出電壓 V。反饋給M0SFET Qa、 Qb的驅(qū)動電路3。此處，在驅(qū)動電路3中產(chǎn)生了柵極信號Vga、 Vgb， 用規(guī)定的定時使所述柵極信號Vga、Vgb交替地導(dǎo)通和截止，MOSFET Qa、Qb的電流Ia、Ib是 受控的從而按規(guī)定的定時在箭頭的方向上流動。根據(jù)工作條件，電流Ib在與箭頭相反的方 向上流動。此處，當(dāng)從誤差放大器l的輸出中判斷出輸出電壓V。高于預(yù)設(shè)的電壓或負(fù)載LD是輕負(fù)載時，VC0 2的輸出頻率就變得更高。相反，當(dāng)判斷出輸出電壓V。低于預(yù)設(shè)的電壓或 負(fù)載LD是重負(fù)載時，VC0 2就起作用從而降低輸出頻率。 在上述開關(guān)式電源器件中，提供了同步控制電路41、42，驅(qū)動電路3所產(chǎn)生的柵極 信號Vga、Vgb被分別輸入到同步控制電路41、42。這些同步控制電路41、42進(jìn)一步以橫跨 同步整流MOSFET Qsl、Qs2的源極和漏極的交叉端電壓信號Vdsl、Vdsl作為輸入。從這些同 步控制電路41、42中，分別輸出了同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2，所述同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2 控制同步整流M0SFETQsl、Qs2的導(dǎo)通周期。如下文所解釋的那樣，這些同步驅(qū)動信號Vgsl、 Vgs2分別使MOSFET Qsl、 Qs2導(dǎo)通，所述MOSFET Qsl、 Qs2同步到MOSFET Qa、 Qb的導(dǎo)通定 時或內(nèi)部二極管Ds(參見圖2)的導(dǎo)電定時中更低的定時，這是從MOSFET Qsl、 Qs2的交叉 端電壓信號Vdsl、Vds2中檢測到的。因此，在這種開關(guān)式電源器件中，上述同步整流MOSFET Qsl、Qs2恰當(dāng)?shù)乜刂粕鲜鲭妷阂约白儔浩鞯某跫壚@組Ll中流動著的電流，并且不僅是到次 級一側(cè)負(fù)載LD的輸出電壓V。被控制在恒定的電壓處，而是如下文所解釋的那樣，在所有的 工作模式中可以可靠地防止次級一側(cè)的電流的回流。
接下來，將解釋同步控制電路41、42的特定配置。 圖2是示出了一種開關(guān)式電源器件的同步控制電路的電路圖。此處，圖1中的同步 控制電路41、42的配置是等價的，所以示出了同步控制電路4來代表它們。同步整流M0SFET Qs是一種開關(guān)元件，用于控制變壓器T的次級一側(cè)的次級繞組L2或三次繞組L3(在圖2 中，由Ls表示)中的二次電流Is，并且使內(nèi)部二極管Ds并聯(lián)連接在漏極和源極兩端。
同步控制電路4包括兩個電阻器R1、R2 ;齊納二極管ZD ;比較器43 ;最大導(dǎo)通寬 度控制電路44 ;負(fù)載判斷電路45 ;以及邏輯電路，比如"與"電路46、"與非"電路47、觸發(fā) 電路48等。同步控制電路4還產(chǎn)生用于同步整流MOSFET Qs的同步驅(qū)動信號Vgs。此處， 比較器43的反相輸入端(_)通過齊納二極管ZD而接地，并且通過電阻器Rl而連接到電源 電壓VDD，還通過電阻器R2而連接到同步整流MOSFET Qs的漏極端。參考電壓REFO被施加 到比較器43的非反相輸入端(+)。 最大導(dǎo)通寬度控制電路44和負(fù)載判斷電路45具有幾乎等價的配置，如下文所解 釋的那樣。這些電路44、45連接到柵極信號輸入端4a，到圖2所示的同步整流MOSFET Qs 所對應(yīng)的MOSFET Qa或Qb的柵極信號Vga、Vgb (在下文中，被簡稱為柵極信號Vgp)中的一 個。在這些當(dāng)中，最大導(dǎo)通寬度控制電路44包括M0T端4b，并且通過將電阻器、電容器、或 其它外部組件連接到該MOT端4b，根據(jù)諧振頻率frl來調(diào)節(jié)同步驅(qū)動信號Vgs的最大導(dǎo)通 寬度的大小。此外，負(fù)載判斷電路45是一種用于產(chǎn)生參考時間脈沖Tsrs的電路，該參考時 間脈沖Tsrs充當(dāng)負(fù)載非常輕的狀態(tài)的參考，在該負(fù)載非常輕的狀態(tài)下該同步整流MOSFET Qs并不導(dǎo)通，并且負(fù)載判斷電路45包括SRS端4c，外部組件(電阻器、電容器等)連接到 SRS端4c以設(shè)置該脈沖寬度。 上述最大導(dǎo)通寬度控制電路44的一個輸出端通過"與非"電路47而連接到觸發(fā) 電路48的復(fù)位端(R)，連接到柵極信號輸入端4a。比較器43和負(fù)載判斷電路45的輸出端 通過"與"電路46而連接到觸發(fā)電路48的置位端(S)。觸發(fā)電路48的輸出信號作為柵極 信號Vgs而被輸出給同步整流MOSFET Qs。 讓電源電壓VDD是A，并且讓當(dāng)比較器43所輸出的電平檢測信號Vdsc反相時 MOSFET Qs的漏極-源極電壓Vds(在下文中，這被稱為閾值電壓Vds—th)是X。當(dāng)漏極-源極電壓Vds等于X時，上述到比較器43的兩個輸入是相等的，所以獲得了下列方程。上述
閾值電壓Vds_th是與涉及到MOSFET Qs的開/關(guān)控制的閾值分開的。 (A-X) * (R2/R1+R2)) +X = REFO ... (A_X)+X*(1+R1/R2) = REFO* (1+R1/R2) ... X*(R1/R2) = (1+R1/R2)*REF0_A 因此，當(dāng)上述電平檢測信號Vdsc反相時MOSFET Qs的漏極-源極電壓Vds的閾值 電壓Vds—th是由方程(3)給出的。 [E3] 當(dāng)漏極-源極電壓Vds超過閾值電壓Vds_th時(嚴(yán)格來講，兩個都是負(fù)值，并且 當(dāng)Vds的絕對值變得大于閾值電壓Vds_th的絕對值時)，作為比較器43的輸出的電平檢 測信號Vdsc就從L變?yōu)镠。在MOSFET Qs的漏極和源極之間或在內(nèi)部二極管Ds之中沒有 電流流動的情況下，漏極_源極電壓Vds的數(shù)值是正的，并且電平檢測信號Vdsc是L。在 MOSFET Qs被截止但內(nèi)部二極管Ds中有電流流動的情況下，橫跨內(nèi)部二極管Ds的正向電壓 降VF是作為MOSFETQs的漏極-源極電壓Vds而被施加的，并且該閾值電壓Vds_th被設(shè)置 成低于該正向電壓降VF，使得電平檢測信號Vdsc是H。這個用于漏極源極電壓Vds的電平 檢測信號Vdsc是作為觸發(fā)電路48的置位信號而被提供的，并且來自"與非"電路47的輸 出信號變?yōu)橛|發(fā)電路48的復(fù)位信號，其中柵極信號Vgp和最大導(dǎo)通寬度信號Tmot被輸入 到"與非"電路47。 觸發(fā)電路48是復(fù)位優(yōu)先電路。即，當(dāng)漏極-源極電壓Vds超過閾值電壓Vds—th 時，如果柵極信號Vgp處于L(低)狀態(tài)中從而指示最大導(dǎo)通寬度的起始，則觸發(fā)電路48無 法被置位。這樣，就可以防止因初級一側(cè)的柵極信號Vga、 Vgb中所設(shè)置的停用時間而導(dǎo)致 的誤操作。 在負(fù)載判斷電路45中，對于MOSFET Qa和Qb的導(dǎo)通的每一個定時，產(chǎn)生參考時間 脈沖Tsrs并以之作為用于內(nèi)部二極管Ds的導(dǎo)電定時的延遲時間Tdif的判斷參考脈沖，這 是根據(jù)負(fù)載LD的大小而決定的，同時MOSFET Qa和Qb的導(dǎo)通定時作為起始點，并具有規(guī)定 的時間寬度。對于負(fù)載LD較輕的情況，延遲時間Tdif則較長，所以將延遲時間Tdif與該 參考時間脈沖Tsrs進(jìn)行比較，從而確定是否使同步整流MOSFET Qs導(dǎo)通。即，在負(fù)載非常 輕的情況下，其中延遲時間Tdif長于參考時間脈沖Tsrs所規(guī)定的時間寬度，"與"電路46 的輸出并不走高，使得觸發(fā)電路48沒有被置位，并且同步整流MOSFET Qs沒有被導(dǎo)通。
作為輕負(fù)載檢測裝置，反相器60禾P"與"電路61可以被添加到同步控制電路4， 使得負(fù)載非常輕時延遲時間Tdif長于參考時間脈沖Tsrs所規(guī)定的時間寬度這一狀況可以 被檢測到，并且可以發(fā)出報警信號Sa。此處，參考時間脈沖Tsrs被輸入到反相器60，并且 柵極信號Vgp、電平檢測信號Vdsc和反相器60的輸出信號均被輸入到"與"電路61。"與" 電路60的輸出信號變?yōu)閳缶盘朣a。通過這種配置，在柵極信號Vgp為高的時段內(nèi)，如果 此時電平檢測信號Vdsc從L變?yōu)镠，則參考時間脈沖Tsrs就已經(jīng)從H變?yōu)長，然后，報警信 號Sa走高。S卩，當(dāng)延遲時間Tdif長于參考時間脈沖Tsrs所規(guī)定的時間寬度時，該報警信 號Sa走高。
在最大導(dǎo)通寬度控制電路44中，產(chǎn)生了最大導(dǎo)通寬度信號Tmot，用于指示與 M0SFET Qa、 Qb的導(dǎo)通定時同步的同步整流MOSFET Qs的最大導(dǎo)通寬度的起始，還用于指 示在規(guī)定的時間之后該最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束，其中該規(guī)定的時間長于負(fù)載判斷電路45中 的參考時間脈沖Tsrs的時間寬度。即，該最大導(dǎo)通寬度信號Tmot是這樣一種信號，它與 MOSFET Qa或Qb的導(dǎo)通定時同步，它規(guī)定同步整流MOSFET Qs的導(dǎo)通信號，并且當(dāng)在該周 期之外時，它還指示最大導(dǎo)通寬度周期H的結(jié)束(在其它周期L中)以強制性地使MOSFET Qs截止。最大導(dǎo)通寬度的起始與下列定時相同用于MOSFET Qa、 Qb的柵極信號Vga、 Vgb 走高并且使MOSFET Qa、Qb導(dǎo)通的那個定時。 在同步控制電路4中，使M0SFET Qs導(dǎo)通的定時被確定了，以便與下列定時中較晚 的定時同步用于指示最大導(dǎo)通寬度的起始的定時(即，最大導(dǎo)通寬度信號Tmot從低走高 且觸發(fā)電路48的復(fù)位被釋放的那個定時)；以及由MOSFET Qs漏極-源極電壓Vds所檢測 的內(nèi)部二極管Ds的導(dǎo)電定時。使MOSFET Qs截止的定時被確定了，以便與下列定時中較早 的定時同步MOSFET Qa、Qb的截止定時；以及用于指示最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的定時。
在"與非"電路47中，取柵極信號Vgp和最大導(dǎo)通寬度信號Tmot的邏輯乘積(對 該邏輯乘積取非)，所以，用下列定時中較早的定時對觸發(fā)電路48進(jìn)行復(fù)位最大導(dǎo)通寬度 信號Tmot走低的定時；以及柵極信號Vgp的導(dǎo)通周期結(jié)束且該信號走低的那個定時。
關(guān)于最大導(dǎo)通寬度控制電路44和負(fù)載判斷電路45，通過連接到MOT端4b或連接 到SRS端4c的外部組件，可以配置一種單步多諧振蕩器，用于調(diào)節(jié)被分別輸出的最大導(dǎo)通 寬度信號Tmot和參考時間脈沖Tsrs的脈沖寬度。然而，單步多諧振蕩器自身是公知的，所 以省去了進(jìn)一步的解釋。 此處，將解釋對應(yīng)于單步多諧振蕩器而操作的負(fù)載判斷電路45和最大導(dǎo)通寬度 控制電路44的具體配置以及同步控制電路4控制二次電流Is的操作過程。負(fù)載判斷電路 45和最大導(dǎo)通寬度控制電路44是這樣的電路，它們并不輸出參考時間脈沖Tsrs或最大導(dǎo) 通寬度信號Tmot，而是產(chǎn)生參考時間結(jié)束信號Tsrs2以及最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2，從 而指示這些信號的結(jié)束的定時。即，即使當(dāng)柵極信號Vgp走高且觸發(fā)器被應(yīng)用于負(fù)載判斷 電路45和最大導(dǎo)通寬度控制電路44時，參考時間結(jié)束信號Tsrs2的數(shù)值以及最大導(dǎo)通寬 度結(jié)束信號Tmot2的數(shù)值并不改變；它們是這樣的信號，其數(shù)值在參考時間脈沖Tsrs和最 大導(dǎo)通寬度信號Tmot結(jié)束時會首先變化，并且這些數(shù)值對應(yīng)于上述單步多諧振蕩器的輸 出信號而操作。 圖3是詳細(xì)示出了包括負(fù)載判斷電路45的同步控制電路4的配置的示例的電路 圖。 負(fù)載判斷電路45包括反相器51，它連接到柵極信號輸入端4a ;恒流源II，它連 接到電源電壓VDD ;電容器Cl，其一端連接到恒流源Il，另一端接地；開關(guān)Sl，反相器51使 其導(dǎo)通和截止，以便控制電容器C1的充電和放電；比較器52，它將電容器C1的充電電壓與 參考電壓REFl進(jìn)行比較，并輸出參考時間結(jié)束信號Tsrs2 ;以及"與"電路53。"與"電路53 具有一個連接到柵極信號輸入端4a的輸入端以及另一個連接到比較器52的輸出端的輸入
丄山順。 在負(fù)載判斷電路45中，當(dāng)柵極信號輸入端4a處的柵極信號Vgp使開關(guān)Sl截止時， 來自恒流源II的電流開始對電容器C1充電。根據(jù)比較器52的反相端(_)處的電壓超過非反相輸入端(+)處的參考電壓REF1的定時，作為比較器52的輸出的參考時間結(jié)束信號Tsrs2從高變?yōu)榈汀?與"電路53將信號Tsrs3輸出給"與"電路46，其中信號Tsrs3是參考時間結(jié)束信號Tsrs2和柵極信號Vgp的邏輯乘積。當(dāng)單步多諧振蕩器被應(yīng)用于負(fù)載判斷電路45時，該信號Tsrs3等價于參考時間脈沖Tsrs和柵極信號Vgp的邏輯乘積。因此，該波形與參考時間脈沖Tsrs和柵極信號Vgp這兩個之中較早結(jié)束(走低)的那個信號相同。通常，參考時間脈沖Tsrs結(jié)束得較早，所以該波形與參考時間脈沖Tsrs相同。通過"與"電路46，將負(fù)載判斷電路45所輸出的信號(參考時間脈沖)Tsrs3提供給觸發(fā)電路48的置位端S。 這樣，在內(nèi)部二極管Ds的導(dǎo)電定時中出現(xiàn)的延遲時間Tdif根據(jù)開關(guān)式電源器件的負(fù)載LD的大小而發(fā)生波動，所以，如果負(fù)載狀態(tài)是非常輕的狀態(tài)，則觸發(fā)電路48被保持在復(fù)位狀態(tài)中，同步控制M0SFET Qs沒有被導(dǎo)通。當(dāng)在驅(qū)動電路3中柵極信號Vgp走低且開關(guān)Sl被導(dǎo)通時，電容器Cl上的電荷被放掉，此時作為比較器52的輸出的參考時間結(jié)束信號Tsrs2走高。其后，即使在柵極信號Vgp走高之后，參考時間結(jié)束信號Tsrs2也并不立刻走低，在等于參考時間脈沖Tsrs的脈沖寬度的一段時間過去之后，參考時間結(jié)束信號Tsrs2才走低。即，參考時間結(jié)束信號Tsrs2是這樣一個信號，它并不指示參考時間的起始，而是僅指示其結(jié)束，并且該信號的數(shù)值從高到低的變化指示了參考時間的結(jié)束。
當(dāng)把外部電阻器連接到SRS端4c時，電阻器對來自恒流源II的電流進(jìn)行分流。因此，根據(jù)外部電阻器的電阻數(shù)值，可以使參考時間脈沖Tsrs的脈沖寬度增寬。此外，當(dāng)連接了電容器時，其效果等價于增大電容器C1的電容數(shù)值，所以這樣也可以使參考時間脈沖Tsrs的脈沖寬度增寬。 與上文結(jié)合圖2的解釋相似，通過將反相器60禾P"與"電路61加入同步控制電路4，就可以檢測到負(fù)載非常輕的狀態(tài)，在該狀態(tài)中延遲時間Tdif長于參考時間脈沖Tsrs所規(guī)定的時間寬度，并且可以發(fā)出報警信號Sa。在圖3中，信號Tsrs3被輸入到反相器60，以取代參考時間脈沖Tsrs，但如上文所解釋的那樣，信號Tsrs3和參考時間脈沖Tsrs具有相同的波形。否則，該配置就與圖2相同。通過這種配置，在柵極信號Vgp為高的周期內(nèi)，如果此時電平檢測信號Vdsc從L變?yōu)镠，則參考時間脈沖Tsrs3就已經(jīng)從H變?yōu)長，然后，報警信號Sa走高。S卩，當(dāng)延遲時間Tdif被檢測出長于參考時間脈沖Tsrs所規(guī)定的時間寬度時，該報警信號Sa走高。 最大導(dǎo)通寬度控制電路44包括反相器54，它連接到柵極信號輸入端4a ;恒流源12，它連接到電源電壓VDD ;電容器C2，其一端連接到恒流源12，另一端接地；開關(guān)S2，反相器54使其導(dǎo)通和截止，以便控制電容器C2的充電和放電；比較器55，它將電容器C2的充電電壓與參考電壓REF2進(jìn)行比較，并輸出最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2以及"與"電路56。"與"電路56具有一個連接到柵極信號輸入端4a的輸入端以及另一個連接到比較器55的輸出端的輸入端。此處，為了使該配置與負(fù)載判斷電路45—致，使用了這樣一種配置，其中圖2的"與非"電路47被反相器電路49替代，但兩者之間沒有實際區(qū)別。
在最大導(dǎo)通寬度控制電路44中，當(dāng)柵極信號輸入端4a處的柵極信號Vgp使開關(guān)S2截止時，來自恒流源12的電流開始對電容器C2充電。然后，根據(jù)比較器55的反相輸入端(_)處的電壓超過被施加給非反相輸入端(+)的參考電壓REF2的定時，作為比較器55的輸出的最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2從高變?yōu)榈?，并且通過"與"電路56而被輸出給反相器電路49。即，當(dāng)最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2變?yōu)長且L是來自"與"電路56的輸出時，反相器電路49的輸出走高，并且觸發(fā)器電路48被復(fù)位。 從柵極信號Vgp走高之前最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2就處于H處這一事實不同于圖2的最大導(dǎo)通寬度信號Tmot ;但是，通過使用"與"電路56來取最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2和柵極信號Vgp的邏輯乘積，使反相器電路49的輸出等于圖2的"與非"電路47的輸出，即等于最大導(dǎo)通寬度信號Tmot和柵極信號Vgp的邏輯乘積的求反后的信號。
通過上述內(nèi)容，最大導(dǎo)通寬度信號Tmot的起始就是柵極信號Vgp走高的定時。在圖3的電路中，通過"與"電路56和反相器電路49將柵極信號Vgp輸入給觸發(fā)器電路48的復(fù)位端(R)，確保了在最大導(dǎo)通寬度信號Tmot的起始處柵極信號Vgp變?yōu)镠且觸發(fā)器電路48發(fā)生復(fù)位。通過這種手段，來自最大導(dǎo)通寬度控制電路44的最大導(dǎo)通寬度的起始的定時可以被表示為用于觸發(fā)器電路48的復(fù)位信號的結(jié)束。因此，通過指示來自最大導(dǎo)通寬度控制電路44的同步驅(qū)動信號Vgs的最大導(dǎo)通寬度的起始和結(jié)束，就設(shè)置了具有合適的導(dǎo)通寬度的最大導(dǎo)通寬度信號Tmot。 圖4是用于解釋通過圖2的同步控制電路來控制次級一側(cè)的電流的操作的定時圖。即，該圖是這樣一種情況的定時圖，其中最大導(dǎo)通寬度控制電路44和負(fù)載判斷電路45包括單步多諧振蕩器。 在圖4A中，針對六種工作模式即模式1到模式6，來自圖1所示驅(qū)動電路3的柵極信號Vgp被顯示成沿著相同的時間軸。在圖4B中，將下列兩種電流進(jìn)行比較流過同步整流M0SFET Qs的二次電流；以及當(dāng)電平檢測信號Vdsc反相時M0SFET Qs漏極-源極電壓的絕對值(|Vds_th|)除以M0SFET Qs導(dǎo)通態(tài)電阻Ron而轉(zhuǎn)換成的電流。利用方程(3)可以計算閾值電壓Vds—th?；蛘撸妷篤ds—th可以被預(yù)先確定，并且可以用方程(3)來調(diào)節(jié)其它參數(shù)。 圖4C示出了電平檢測信號Vdsc的波形。圖4B所示的IVds—thl/Ron指示了在比較器43所輸出的電平檢測信號Vdsc走高時的二次電流Is的電平。圖4D示出了最大導(dǎo)通寬度信號Tmot，圖4E示出了參考時間脈沖Tsrs，圖4F示出了從同步控制電路4中輸出的同步驅(qū)動信號Vgs。對于工作模式2、3、5、6，示出了與M0SFET Qa、Qb的導(dǎo)通定時有關(guān)的、用于內(nèi)部二極管Ds的導(dǎo)電定時的延遲時間Tdif。此時，如果延遲時間Tdif超過了由負(fù)載判斷電路45所設(shè)置的參考時間脈沖Tsrs的脈沖寬度，則來自同步控制電路4的同步驅(qū)動信號Vgs并不出現(xiàn)。 從緊跟在方程(3)后面的解釋可以清晰地看出，圖4C的電平檢測信號Vdsc在模式1、2、4、5中均是脈沖形狀的信號，這種信號是根據(jù)圖4B所示二次電流Is的振動波形的初始和最終的定時而出現(xiàn)的，模式3和6中的矩形波形是因M0SFET Qs截止且電流流過內(nèi)部二極管Ds這樣一種狀態(tài)而出現(xiàn)的。 S卩，在第三和第六工作模式中，其中延遲時間Tdif超過負(fù)載判斷電路45的參考時間脈沖Tsrs的脈沖寬度，負(fù)載LD的非常輕的負(fù)載狀態(tài)被檢測到，并且沒有從同步控制電路4中輸出同步驅(qū)動信號Vgs。因此，在負(fù)載非常輕的狀態(tài)中，MOSFET Qs沒有被導(dǎo)通，并且在常規(guī)范圍C(圖12)或范圍E(圖15)中原先出現(xiàn)的回流可以被可靠地防止。
此外，在第一工作模式(模式1)中，同步驅(qū)動信號Vgs使MOSFET Qs截止，這與下列定時中較早的定時同步柵極信號Vgp的截止定時；以及最大導(dǎo)通寬度信號Tmot指示截止?fàn)顟B(tài)的定時。因此，可以可靠地防止范圍A中的回流(圖IO)，在現(xiàn)有技術(shù)中在開關(guān)操作半周期的第二個一半的定時(Top/2)處出現(xiàn)過范圍A中的回流。 此外，在第二和第五工作模式中，同步驅(qū)動信號Vgs使MOSFET Qs導(dǎo)通，這與下列定時中較晚的定時同步最大導(dǎo)通寬度信號Tmot指示導(dǎo)通態(tài)的定時；以及由漏極-源極電壓Vds的電平檢測信號Vdsc所檢測到的內(nèi)部二極管Ds的導(dǎo)電的定時。所以，可以可靠地防止范圍B中的回流(圖11)或范圍D中的回流(圖14)，在現(xiàn)有技術(shù)中在開關(guān)操作半周期的第一個一半的定時(Top/2)處出現(xiàn)過范圍B或范圍D中的回流。此外，一旦MOSFET Qs被導(dǎo)通，漏極_源極電壓Vds中的波動就被忽略了 。因此，每一次二次電流Is減小到接近零時有重復(fù)的高頻振蕩這一現(xiàn)象不再發(fā)生了，比如，在美國專利申請2008/0055942的配置中可以看到這種現(xiàn)象。 負(fù)載非常輕的狀態(tài)被定義成這樣一種狀態(tài)，其中實際連接的負(fù)載LD小于開關(guān)式電源器件的額定負(fù)載(最大負(fù)載)的20% ;然而，這一分?jǐn)?shù)設(shè)置可以依據(jù)方便程度而加以修改。在這種情況下，通過使用外部電阻器來調(diào)節(jié)參考時間脈沖Tsrs的輸出脈沖寬度或參考時間結(jié)束信號Tsrs2的輸出定時，就可以修改和設(shè)置負(fù)載非常輕的范圍，在該范圍中同步驅(qū)動信號Vgs并不導(dǎo)通。 如上所述，當(dāng)開關(guān)式電源器件的負(fù)載LD處于輕負(fù)載狀態(tài)中時，同步整流MOSFETQsl、Qs2中的內(nèi)部二極管Ds的導(dǎo)電定時晚于使M0SFET Qa、Qb (它們是主開關(guān)元件)導(dǎo)通的定時，使得隨著負(fù)載LD變得更輕，通過檢測延遲時間Tdif的加長，就可以逐個脈沖地確定輕負(fù)載狀態(tài)。此外，按照圖4所示的定時，可以將同步驅(qū)動信號Vgs提供給同步整流M0SFETQs，使得在第一到第六工作模式中都沒有出現(xiàn)回流，并且可以實現(xiàn)穩(wěn)定的同步整流功能。
在上述方面中，解釋了半橋型開關(guān)式電源器件；但是，本發(fā)明也可以應(yīng)用于全橋型開關(guān)式電源器件，或應(yīng)用于這種開關(guān)式電源器件的控制電路，還可以應(yīng)用于全橋型開關(guān)式電源器件的控制方法。 圖5是示出了全橋型開關(guān)式電源器件的整體配置的電路圖。 在圖5所示全橋型開關(guān)式電源器件中，驅(qū)動電路3產(chǎn)生柵極信號Vga、Vgb，這些柵極信號按規(guī)定的定時交替地開和關(guān)，并且在變壓器T的初級一側(cè)，柵極信號Vga、Vgb交替地使第一主開關(guān)元件組中的MOSFET Qal、Qa2以及第二主開關(guān)元件組中的M0SFET Qbl、Qb2導(dǎo)通和截止。根據(jù)第一主開關(guān)元件組中的M0SFET Qal、Qa2導(dǎo)通的定時，電流Ia在箭頭的方向上流動；根據(jù)第二主開關(guān)元件組中的M0SFET Qbl、Qb2導(dǎo)通的定時，電流Ib在箭頭的方向上流動。并且輸入DC電壓Vi被施加到具有諧振電感器Lr和諧振電容器Cr的串聯(lián)諧振電路。 在變壓器T的次級一側(cè)，作為同步整流開關(guān)元件的MOSFET Qsl、QS2使從變壓器T中感應(yīng)出的二次電流I1、I2導(dǎo)通和截止，這對應(yīng)于M0SFET Qal、Qa2的第一主開關(guān)元件組或MOSFET Qbl、Qb2的第二主開關(guān)元件組的操作，從而將規(guī)定的輸出電壓V。提供給負(fù)載LD。
圖5的開關(guān)式電源器件的同步控制電路41、42具有與圖1所示同步控制電路41、42相同的配置，并且涉及圖l-4的上述解釋可以不加修改地應(yīng)用于此。即，當(dāng)檢測到延遲時間Tdif長于參考時間脈沖Tsrs所規(guī)定的時間寬度時，同步控制電路41、42可以輸出報警信號Sa，和/或可以執(zhí)行控制，使得同步控制MOSFET Qsl、 Qs2沒有導(dǎo)通，或者可以執(zhí)行其它操作。
在同步控制電路41、42中，為了指示用于同步整流M0SFET Qsl、Qs2的規(guī)定的時間最大導(dǎo)通寬度，在與第一主開關(guān)元件組或第二主開關(guān)元件組的MOSFET Qal、Qa2、Qbl、Qb2的導(dǎo)通定時同步的情況下(在這之外MOSFETQsl、 Qs2被強制性地截止)，最大導(dǎo)通寬度信號Tmot (該信號在最大導(dǎo)通寬度的時段內(nèi)是H，且在其它時段內(nèi)是L(低))或最大導(dǎo)通寬度結(jié)束信號Tmot2(該信號是用于指示最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的信號)被生成且被輸出。此處，最大導(dǎo)通寬度的起始是由MOSFET Qal、 Qa2、 Qbl、 Qb2的柵極信號Vga、 Vgb所指示的，并且具有與柵極信號Vga、Vgb走高且MOSFET Qal、Qa2、Qbl、Qb2導(dǎo)通相同的定時。在同步控制電路41、42中(這些電路實際上產(chǎn)生同步整流MOSFET Qsl、Qs2的同步驅(qū)動信號Vgsl、Vgs2)，MOSFET Qsl、 Qs2導(dǎo)通的定時被確定，以便與下列定時中較晚的定時同步最大導(dǎo)通寬度的起始的指示的定時(即最大導(dǎo)通寬度信號Tmot從低走高的定時)；以及從M0SFETQsl、Qs2的漏極-源極電壓Vdsl、Vds2中檢測出的內(nèi)部二極管Ds的導(dǎo)電定時。同時，MOSFET Qsl、Qs2截止的定時被確定，以便與下列定時中較早的定時同步MOSFET Qal、 Qa2、 Qbl、 Qb2的截止定時；以及最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束的指示的定時。 上述開關(guān)式電源控制電路具有與半橋型開關(guān)式電源器件相同的配置，并且其解釋就省略了。 圖6是示出了另一個方面的開關(guān)式電源器件的整體配置的電路圖。
圖6的開關(guān)式電源器件包括一種使用二極管整流元件的電流諧振轉(zhuǎn)換器。在這種電流諧振轉(zhuǎn)換器中，輸入DC電壓Vi被施加給具有諧振電感器Lr和諧振電容器Cr的串聯(lián)諧振電路。驅(qū)動電路3使包括MOSFET的兩個主開關(guān)元件Qa、Qb導(dǎo)通和截止，并且通過控制電能轉(zhuǎn)換變壓器T的初級繞組L1中流動的初級一側(cè)的電流路徑，使正弦形狀的電流流過變壓器T的初級繞組L1。替代圖1中的同步整流開關(guān)元件(MOSFET Qsl、Qs2)，整流二極管Da、Db連接到各個繞組，其中整流二極管Da、Db對變壓器T的次級繞組L2和三次繞組L3中所感應(yīng)的二次電流11、12進(jìn)行整流。用于使輸出電壓V。平滑的輸出電容器C。與負(fù)載LD并聯(lián)連接。通過誤差放大器1和VC0 2，到負(fù)載LD的輸出電壓V。被反饋給驅(qū)動電路3，并且在變壓器T的初級繞組L1中流動的電流以及上述電壓都受到主開關(guān)元件Qa、Qb的控制，從而將輸出電壓V?？刂圃诤愣妷禾帯?當(dāng)整流二極管Da、 Db的導(dǎo)電定時的延遲時間超過參考時間信號的時間寬度時，輕負(fù)載判斷電路5產(chǎn)生了報警信號Sa。這種輕負(fù)載判斷電路5包括用于產(chǎn)生電平檢測信號Vdsc的電路部分、負(fù)載判斷電路45以及圖3所示同步控制電路4中的反相器60和"與"電路61 ;驅(qū)動電路3所產(chǎn)生的柵極信號Vga以及整流二極管Da的陽極-陰極端電壓信號均被輸入到其中。整流二極管Da的交叉端電壓替代了圖3的同步整流開關(guān)元件(MOSFET)的漏極_源極電壓Vds。通過檢測因整流二極管Da中的電流II所導(dǎo)致的導(dǎo)電定時以及使主開關(guān)元件Qa導(dǎo)通的定時之間的時間差，就可以檢測負(fù)載LD的狀態(tài)。在圖6中，示出了輕負(fù)載判斷電路5，該電路從柵極信號Vga和整流二極管Da的交叉端電壓信號中檢測出輕負(fù)載；一種從柵極信號Vgb和整流二極管Db的交叉端電壓信號中檢測出輕負(fù)載的輕負(fù)載判斷電路也可以按相似的方式進(jìn)行配置。 此處，沒有進(jìn)一步解釋輕負(fù)載判斷電路5的詳細(xì)配置，但是在任何情況下，由負(fù)載判斷電路所產(chǎn)生的、具有規(guī)定的時間寬度的參考時間信號充當(dāng)了用于判斷整流二極管Da、Db的導(dǎo)電定時的延遲時間的參考基準(zhǔn)，其中所述延遲時間是根據(jù)每一次主開關(guān)元件Qa、 Qb導(dǎo)通時負(fù)載LD的大小而確定的。 從輕負(fù)載判斷電路5中向外輸出的報警信號Sa被用于消除回流區(qū)域中的電能損耗(其中電容器C。上所累積的電荷被放掉)，從而防止在輕負(fù)載期間電能轉(zhuǎn)換效率有所下降。如果在檢測輕負(fù)載時開關(guān)式電源器件的控制方法從P麗(脈沖寬度調(diào)制)控制變?yōu)榫哂泻愣l率的PFM(脈沖頻率調(diào)制)控制，則因輕負(fù)載期間變壓器的激勵電流所導(dǎo)致的損耗可以減小。
權(quán)利要求
一種開關(guān)式電源器件，其中輸入DC電壓被施加到串聯(lián)諧振電路，并且規(guī)定的輸出電壓是通過變壓器而產(chǎn)生的，電能被提供給負(fù)載，所述開關(guān)式電源器件包括串聯(lián)諧振電路，它具有電流諧振電感器和電流諧振電容器；多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組，它們交替地導(dǎo)通和截止以切換所述串聯(lián)諧振電路的電流路徑；變壓器，通過所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的初級一側(cè)的開/關(guān)控制，所述變壓器從所述串聯(lián)諧振電路中感應(yīng)出次級一側(cè)的電流；多個二極管整流元件，它們對應(yīng)于所述多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組而導(dǎo)通和截止，以對所述變壓器的二次電流進(jìn)行整流；以及負(fù)載判斷電路，以所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時為起始點，所述負(fù)載判斷電路產(chǎn)生具有規(guī)定的時間寬度的參考時間信號，其中，通過把所述二極管整流元件的導(dǎo)電定時相對于所述二極管整流元件所對應(yīng)的主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時的延遲時間與所述負(fù)載判斷電路所產(chǎn)生的參考時間信號進(jìn)行比較，來判斷所述負(fù)載的輕負(fù)載狀態(tài)。
2. 如權(quán)利要求l所述的開關(guān)式電源器件，還包括輕負(fù)載判斷電路，當(dāng)所述二極管整流元件的導(dǎo)電定時的延遲時間超過由所述負(fù)載判斷 電路所產(chǎn)生的參考時間信號的時間寬度時，所述輕負(fù)載判斷電路產(chǎn)生報警信號。
3. 如權(quán)利要求l所述的開關(guān)式電源器件，其特征在于，提供了具有并聯(lián)連接的內(nèi)部二極管的多個同步整流開關(guān)元件，以替代所述變壓器的次 級一側(cè)的二極管整流元件，提供了同步控制電路，它控制所述同步整流開關(guān)元件的導(dǎo)通周期，使得所述同步整流 開關(guān)元件與下列定時中較晚的定時同步地導(dǎo)通所述同步整流開關(guān)元件所對應(yīng)的主開關(guān)元 件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時；以及從所述同步整流開關(guān)元件的交叉端電壓信號中檢測出 的內(nèi)部二極管的導(dǎo)電定時，以及通過把所述內(nèi)部二極管的導(dǎo)電定時相對于具有并聯(lián)連接的內(nèi)部二極管的同步整流開 關(guān)元件所對應(yīng)的主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時的延遲時間與所述負(fù)載判斷電路 所產(chǎn)生的參考時間信號進(jìn)行比較，來判斷所述負(fù)載的輕負(fù)載狀態(tài)。
4. 如權(quán)利要求3所述的開關(guān)式電源器件，還包括輕負(fù)載判斷電路，當(dāng)所述內(nèi)部二極管的導(dǎo)電定時的延遲時間超過由所述負(fù)載判斷電路 所產(chǎn)生的參考時間信號的時間寬度時，所述輕負(fù)載判斷電路產(chǎn)生報警信號。
5. 如權(quán)利要求3所述的開關(guān)式電源器件，其特征在于，當(dāng)所述內(nèi)部二極管的導(dǎo)電定時的延遲時間超過由所述負(fù)載判斷電路所產(chǎn)生的參考時 間信號的時間寬度時，所述同步整流開關(guān)元件不被導(dǎo)通。
6. 如權(quán)利要求3所述的開關(guān)式電源器件，還包括最大導(dǎo)通寬度控制電路，它與所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時同步地指示 所述同步整流開關(guān)元件的最大導(dǎo)通寬度的起始，并且還在經(jīng)過比參考時間信號長的規(guī)定時 間之后指示所述最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束，其中，在所述同步控制電路中，使所述同步整流開關(guān)元件與下列定時中較早的定時同 步地截止所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的截止定時；以及由所述最大導(dǎo)通寬度控制電路指示所述最大導(dǎo)通寬度的結(jié)束時的定時。
7. 如權(quán)利要求1或3所述的開關(guān)式電源器件，其特征在于，在所述負(fù)載判斷電路中，所述參考時間信號的規(guī)定的時間寬度可以被修改和設(shè)置。
8. 如權(quán)利要求1或3所述的開關(guān)式電源器件，其特征在于，在所述串聯(lián)諧振電路中，所述電流諧振電感器或其一部分是由所述變壓器的漏電感形 成的。
9. 如權(quán)利要求1或3所述的開關(guān)式電源器件，其特征在于，所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組形成半橋型或全橋型轉(zhuǎn)換器，用于使所述串聯(lián)諧振電 路進(jìn)行開關(guān)操作從而產(chǎn)生AC電流。
10. 如權(quán)利要求3所述的開關(guān)式電源器件，其特征在于，M0SFET(金屬-氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管)被用作所述同步整流開關(guān)元件。
11. 如權(quán)利要求io所述的開關(guān)式電源器件，其特征在于，所述內(nèi)部二極管是所述MOSFET的寄生二極管。
12. —種開關(guān)式電源器件的控制電路，所述開關(guān)式電源器件包括串聯(lián)諧振電路，它具 有電流諧振電感器和電流諧振電容器；多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組，它們交替地導(dǎo)通 和截止以切換所述串聯(lián)諧振電路的電流路徑；變壓器，通過所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件 組的初級一側(cè)的開/關(guān)控制，所述變壓器從所述串聯(lián)諧振電路中感應(yīng)出次級一側(cè)的電流； 多個二極管整流元件或同步整流開關(guān)元件，它們對應(yīng)于所述多個主開關(guān)元件或主開關(guān)元件 組而導(dǎo)通和截止，以對所述變壓器的二次電流進(jìn)行整流，所述開關(guān)式電源器件的控制電路包括負(fù)載判斷電路，以所述主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時為起始點，所述負(fù)載判 斷電路產(chǎn)生具有規(guī)定的時間寬度的參考時間信號；以及同步控制電路，它通過將以下兩種延遲時間中的任一種與所述負(fù)載判斷電路所產(chǎn)生的 參考時間信號進(jìn)行比較，來判斷所述負(fù)載的輕負(fù)載狀態(tài)所述二極管整流元件的導(dǎo)電定時 相對于所述二極管整流元件所對應(yīng)的主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時的延遲時間； 和所述內(nèi)部二極管的導(dǎo)電定時相對于具有并聯(lián)連接的內(nèi)部二極管的同步整流開關(guān)元件所 對應(yīng)的主開關(guān)元件或主開關(guān)元件組的導(dǎo)通定時的延遲時間。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種開關(guān)式電源器件，它可以逐個脈沖地檢測輕負(fù)載狀態(tài)，而不使電源效率變差。在同步控制電路4中，對于主開關(guān)元件的每一次導(dǎo)通的定時，根據(jù)負(fù)載LD的大小而確定的內(nèi)部二極管Ds的導(dǎo)電定時的延遲時間Tdif是由比較器43檢測的，具有規(guī)定的時間寬度的參考時間脈沖Tsrs是由負(fù)載判斷電路45產(chǎn)生的，并且上述兩者的邏輯乘積是由“與”電路46產(chǎn)生的。這樣，當(dāng)延遲時間Tdif長于參考時間脈沖Tsrs時，負(fù)載被視為輕負(fù)載，并且同步整流MOSFET Qs沒有被導(dǎo)通。
文檔編號H02M3/28GK101728956SQ20091020807
公開日2010年6月9日 申請日期2009年10月22日 優(yōu)先權(quán)日2008年10月24日
發(fā)明者園部孝二, 陳建 申請人:富士電機系統(tǒng)株式會社