專利名稱：控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及開關(guān)式電源供應(yīng)器(switching-mode power supply, SMPS)以及相關(guān) 的操作方法。
背景技術(shù)：
SMPS已經(jīng)是大多數(shù)消費性電子裝置所采用的電源供應(yīng)器，其通過一功率開關(guān)的切 換，控制繞組中的儲能與釋能，來提供符合規(guī)格要求的輸出電源。譬如說，在輕載(light load)或是無載(no load)時，SMPS可能需要操作于恒定電壓模式(constant voltage mode)，提供大致跟輸出電流大小無關(guān)的恒定電壓源；而在重載(heavy load)時，則操作于 恒定電流模式，提供大致跟輸出電壓高低無關(guān)的恒定電流源。圖1為一已知的SMPS 10，可以用初級側(cè)控制(primary side control)的方式， 提供恒定電壓模式與恒定電流模式。SMPS 10為一返馳式(flyback)架構(gòu)。橋式整流器 (bridge rectifier) 12大約地將交流電源Vac整流為一輸入電源Vin，變壓器20的初級 側(cè)繞組(primary winding) 24、功率開關(guān)15、以及電流檢測電阻36串聯(lián)于輸入電源Vin與 一接地線之間。開關(guān)控制器18使功率開關(guān)15開啟(ON)時，初級側(cè)繞組24開始增加其 中的儲能；當(dāng)開關(guān)控制器18使功率開關(guān)15關(guān)閉(OFF)時，變壓器20通過其次級側(cè)繞組 (secondarywinding)22 以及輔助繞組(auxiliary winding) 25 釋能。整流器 16 與電容 13 大略地把次級側(cè)繞組22所釋放的電能整流后，提供一輸出電源Vtm至輸出負(fù)載38。整流器 28與電容34大略地把輔助繞組25所釋放的電能整流后，提供一操作電源\c至開關(guān)控制 器18。啟動電阻(startup resistor) 26提供開關(guān)控制器18剛開始時所需要的電流；分壓 電阻30與32則將輔助繞組25上的反射電壓(reflective voltage)經(jīng)過分壓后，提供給 開關(guān)控制器18。輔助繞組25上的反射電壓大約對應(yīng)次級側(cè)繞組22的跨壓，所以通過分壓 電阻30與32，開關(guān)控制器18可以得知次級側(cè)繞組22的跨壓，并據(jù)以控制功率開關(guān)15。圖2顯示一種已知的開關(guān)控制器18a中關(guān)于恒定電壓模式的部分電路。取樣電路 (sample/hold circuit)42于功率開關(guān)15關(guān)閉時取樣了從FB引腳來的電壓，產(chǎn)生了回饋 電壓VFB。誤差放大器(error amplifier) 44比較回饋電壓Vfb與參考電壓Vkefi后，產(chǎn)生補 償電壓VOT。比較器50比較補償電壓Vot以及檢測電壓Vcs，比較器52比較電流限制電壓 VCS_LIMIT以及檢測電壓Vcs。比較器50與52的結(jié)果輸出以及振蕩器46的時鐘輸出，則都耦 接到門邏輯控制電路(gate logic controller)48，藉以通過GATE引腳，控制功率開關(guān)15。 通過負(fù)反饋回路，圖2的回饋電壓Vfb大約會被控制于等于參考電壓VKEF1。雖然圖2中沒有顯示關(guān)于恒定電流模式的電路，但已知技術(shù)中，已經(jīng)有許多教 導(dǎo)恒定電流模式的SMPS以及其控制方法。譬如美國專利編號US 7016204-Close-loop PWM controller for primary-side controlled powerconverters、US7388764-Primary side constant output current controller、US7110270—Method and apparatus for maintaining a constant load current withline voltage in a switch mode power supply、 US7505287-0n_time control forconstant current mode in a flyback powersupply 等。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一實施例提供一種控制方法，適用于控制一開關(guān)式電源供應(yīng)器 (switching power supply)。該開關(guān)式電源供應(yīng)器包含有一變壓器(transformer)，耦接至 一輸入電源。該變壓器被一開關(guān)控制以儲能或是釋能，以產(chǎn)生一輸出電源。該控制方法包 含有提供一電容；以該電容存放一實際電荷量以及一預(yù)估電荷量的差值，其中，該實際電 荷量對應(yīng)于該開關(guān)的一開關(guān)周期中流經(jīng)該變壓器的總電荷量，該預(yù)估電荷量為該實際電荷 量于該開關(guān)周期中的總預(yù)估量；以及，依據(jù)該電容的電壓，變化一后續(xù)開關(guān)周期中，該實際 電荷量以及該預(yù)估電荷量其中之一，因而使該后續(xù)開關(guān)周期中，該實際電荷量大約等于該 預(yù)估電荷量。本發(fā)明的一實施例提供一種恒定電流控制方法，適用于一開關(guān)式電源供應(yīng)器。該 開關(guān)式電源供應(yīng)器包含有一開關(guān)以及一繞組，相串聯(lián)且連接至一輸入電源。該開關(guān)式電源 供應(yīng)器提供一輸出電源。該恒定電流控制方法包含有提供一第一負(fù)反饋回路，以檢測流經(jīng) 該繞組的繞組電流，并產(chǎn)生一預(yù)估平均電流，其大約對應(yīng)流經(jīng)該繞組的平均電流；以及，提 供一第二負(fù)反饋回路，依據(jù)該預(yù)估平均電流，以使該輸出電源的平均輸出電流大約為一預(yù) 設(shè)平均輸出電流值。本發(fā)明的一實施例提供一種產(chǎn)生一實際電流源以代表一繞組的平均電流的方法， 適用于一開關(guān)式電源供應(yīng)器(switching power supply)，其包含有該繞組。該方法包含 有檢測流經(jīng)該繞組的繞組電流，以產(chǎn)生一檢測電壓；比較該檢測電壓與一電壓平均值；當(dāng) 該檢測電壓大于該電壓平均值時，以一第一電流源對一電容充電或放電；當(dāng)該檢測電壓小 于該電壓平均值時，以一第二電流源對該電容放電或充電；依據(jù)該電容的電壓，變化該電壓 平均值；以及，依據(jù)該電壓平均值，對應(yīng)產(chǎn)生該實際電流源。本發(fā)明的一實施例提供一種控制方法，適用于控制一開關(guān)式電源供應(yīng)器 (switching power supply)提供恒定電流的一輸出電源。該開關(guān)式電源供應(yīng)器包含有一繞 組耦接至一輸入電源。該繞組被一開關(guān)控制以儲能或是釋能。該控制方法包含有使流經(jīng) 該繞組的最大電流峰值為一預(yù)設(shè)值；檢測該繞組于一開關(guān)周期內(nèi)的一放電時間；以及，控 制該開關(guān)的開關(guān)周期，以使該放電時間與該開關(guān)的開關(guān)周期的比例大約等于一個定值。本發(fā)明的一實施例提供一種恒定電流恒定電壓電源轉(zhuǎn)換器，包含有一恒定電流反 饋回路以及一恒定電壓反饋回路。其中該恒定電流反饋回路與該恒定電壓反饋回路共用一 補償電容。本發(fā)明的一實施例提供一種開關(guān)控制器，適用于一開關(guān)式電源供應(yīng)器(switching power supply)。該開關(guān)式電源供應(yīng)器包含有一變壓器(transformer)，耦接至一輸入電源。 該變壓器被一開關(guān)控制以儲能或是釋能，以產(chǎn)生一輸出電源，該開關(guān)控制器包含有一電容、 一實際電流源、一預(yù)估電流源、以及一回饋裝置。該實際電流源對應(yīng)流經(jīng)該變壓器的一實際 電流，對該電容充電，在一開關(guān)周期中，產(chǎn)生一實際電荷量。該預(yù)估電流源，對應(yīng)一預(yù)估電 流，對該電容放電，在該開關(guān)周期中，產(chǎn)生一預(yù)估電荷量。該回饋裝置，依據(jù)該電容的電壓， 變化該實際電荷量或該預(yù)估電荷量，以使一之后開關(guān)周期中，該預(yù)估電荷量接近該實際電 荷量。
本發(fā)明的一實施例提供一開關(guān)控制器，適用于一開關(guān)式電源供應(yīng)器。該開關(guān)式電 源供應(yīng)器包含有一開關(guān)以及一繞組，相串聯(lián)且連接至一輸入電源。該開關(guān)式電源供應(yīng)器提 供一輸出電源。該開關(guān)控制器包含有一第一負(fù)反饋回路以及一恒定電流控制器。該第一負(fù) 反饋回路，檢測流經(jīng)該繞組的繞組電流，并產(chǎn)生一預(yù)估平均電流，其大約對應(yīng)流經(jīng)該繞組的 平均電流。該恒定電流控制器，用以構(gòu)成一第二負(fù)反饋回路，依據(jù)該預(yù)估平均電流，使該輸 出電源的平均輸出電流大約為一預(yù)設(shè)平均輸出電流值。本發(fā)明的一實施例提供一種平均電壓檢測器，適用于一開關(guān)式電源供應(yīng)器 (switching power supply)，其包含有一繞組以及一電流檢測器。該電流檢測器檢測流經(jīng) 該繞組的電流，以產(chǎn)生相對應(yīng)的一檢測電壓。該平均電壓檢測器包含有一電容、一充電電流 源、一放電電流源、以及一更新裝置。該充電電流源對該電容充電。該放電電流源對該電容 放電。該更新裝置以該電容的電壓，調(diào)整一電壓平均值。當(dāng)該檢測電壓高于該電壓平均值 時，該電容被充電。當(dāng)該檢測電壓低于該電壓平均值時，該電容被放電。


圖1為一已知的開關(guān)式電源供應(yīng)器。
圖2顯示一種已知的開關(guān)控制器中關(guān)于恒定電壓模式的部分電路。
圖3為依據(jù)本發(fā)明實施的一開關(guān)控制器。
圖4顯示一種放電時間檢測器。
圖5顯示一種恒定電流控制器。
圖6顯示依據(jù)圖1與圖3的實施例的一時序圖。
圖7與圖8顯示另兩種恒定電流控制器。
圖9為依據(jù)本發(fā)明實施的一開關(guān)控制器。
圖10為依據(jù)本發(fā)明實施的電壓峰值檢測器。
圖11為依據(jù)本發(fā)明實施的恒定電流控制器。
圖12為一電壓電流轉(zhuǎn)換器。
圖13與圖14為依據(jù)本發(fā)明實施的二開關(guān)控制器。
圖15為依據(jù)本發(fā)明實施的一開關(guān)控制器。
圖16為依據(jù)本發(fā)明實施的恒定電流控制器。
圖17與圖18顯示了二平均電壓檢測器。
圖19為依據(jù)本發(fā)明實施的另一峰值控制器。
圖20為依據(jù)本發(fā)明實施的另一開關(guān)控制器。
主要元件符號說明
10開關(guān)式電源供應(yīng)器
12橋式整流器
13,34 電容
15功率開關(guān)
16、28 整流器
18、18a、18b、18c、18d、18e、 開關(guān)控制器
18f
20變壓器
22次級側(cè)繞組
24初級側(cè)繞組
25輔助繞組
26啟動電阻
30,32分壓電阻
36電流檢測電阻
38輸出負(fù)載
42取樣電路
44誤差放大器
46振蕩器
48門邏輯控制電路
50,52比較器
102,102a放電時間檢測器
104、104a、104b、104c、310、310a 恒定電流控制器
106電壓控制振蕩器
108CS峰值控制器
110比較器
112反向器
114與門
116脈沖產(chǎn)生器
118實際電流源
120預(yù)估電流源
122,124電容
126開關(guān)
140、142比較器
144計數(shù)器
146數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器
202、202a恒定電流控制器
204,204a電壓電流轉(zhuǎn)換器
206、206a電壓峰值檢測器
302誤差放大器
306、306a、306b平均電壓檢測器
364,366恒定電流源
366、368、382、384電容
386,388電壓電流轉(zhuǎn)換器
ISEC電流
ICON預(yù)設(shè)電流值
VAC交流電源
Vcs-AVG
VIN
Vout
Vcc
VFB
Vrefi、
Vcom
Vcs
Vcs-UMIT
Vaux
VTH
VcC-CAP
Vgate
Sdis
Ssmp
T 1DIS
Vctl
T
說明書
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電壓平均值 輸入電源 輸出電源 操作電源 饋電壓 參考電壓 補償電壓 檢測電壓 電流限制電壓 感應(yīng)電壓 臨界電壓 電壓 門電壓 放電信號 脈沖信號 放電時間
控制電壓 開關(guān)周期
具體實施例方式為讓本發(fā)明的上述和其他目的、特征、和優(yōu)點能更明顯易懂，下文特舉出優(yōu)選實施 例，并配合附圖，作詳細(xì)說明如下。為了說明上的方便，具有等同的或是類似的功能將會以相同的元件符號表示。所 以，不同實施例中相同的符號的元件不表示兩元件必然相同。本發(fā)明的范圍應(yīng)以依據(jù)權(quán)利 要求書要求保護(hù)的范圍來決定。圖3為依據(jù)本發(fā)明實施的一開關(guān)控制器18b，可以取代于圖1中的開關(guān)控制器18， 來實現(xiàn)恒定電流與恒定電壓控制。以下解說是假定圖3的開關(guān)控制器18b使用于圖1中， 且圖1的SMPS 10是操作于非連續(xù)導(dǎo)通模式(dis-continuous conduction mode，DCM)，也 就是每個開關(guān)周期內(nèi)，變壓器20的電能都會完全放電完畢。開關(guān)控制器18b中的恒定電壓控制操作，跟圖2中的開關(guān)控制器18a類似，可由本 領(lǐng)域技術(shù)人員可以由圖2類推得知，在此不再重述。圖3跟圖2所不同的地方有，圖3具有CS峰值控制器108、放電時間檢測器102、 恒定電流控制器104、以及電壓控制振蕩器(voltage-controlledoscillator，VC0) 106，而 這些裝置可以適用于恒定電流控制操作，使輸出負(fù)載38所獲得的電流大約為預(yù)定的恒定
電流 丄OUT-SET οCS峰值控制器108有效地使流經(jīng)次級側(cè)繞組22的最高峰值電流為一預(yù)設(shè)值 ISEC-SET"放電時間檢測器102通過FB引腳以及輔助繞組25的感應(yīng)電壓Vaux，以產(chǎn)生放電信 號Sdis，作為檢測次級側(cè)繞組22的放電時間Tdis的結(jié)果。恒定電流控制器104依據(jù)放電信 號Sdis所提供的放電時間Tdis，以及Gate引腳所提供的開關(guān)周期T，就可以得知當(dāng)下此開關(guān)周期T中由次級側(cè)繞組22輸出的次級側(cè)電荷量，是否等于此開關(guān)周期T中所預(yù)定的恒定電 流IOT-SET所產(chǎn)生的總預(yù)估電荷量。如果有差異，控制電壓V·就會被改變，進(jìn)而改變電壓控 制振蕩器106所輸出的時鐘頻率。被改變的時鐘頻率影響了下次的開關(guān)周期T，進(jìn)而影響了 下一開關(guān)周期中的總預(yù)估電荷量，形成一負(fù)反饋回路，目的是使之后的總預(yù)估電荷量收斂 到等于次級側(cè)電荷量。這樣的負(fù)反饋回路可以使次級側(cè)繞組22的平均輸出電流收斂至大 約等于所預(yù)定的恒定電流IOT_SET，達(dá)到恒定電流控制的目的。CS峰值控制器108可以使流經(jīng)圖1中的電流檢測電阻36的最高峰值電流為預(yù)設(shè) 值IPKI-SET，也等同地使流經(jīng)初級側(cè)繞組24的最高峰值電流為預(yù)設(shè)值IPKI_SET。因為初級側(cè)繞 組24的最高峰值電流對次級側(cè)繞組22的最高峰值電流的比例，會等于次級側(cè)繞組22對初 級側(cè)繞組24的圈數(shù)比，所以CS峰值控制器108等同地使流經(jīng)次級側(cè)繞組22的最高峰值電 流為預(yù)設(shè)值Ι τ。舉例來說，CS峰值控制器108可以使檢測電壓V。s的峰值不大于電流限 制電壓VCS_UMIT，譬如0. 85伏特。一種CS峰值控制器108的實施方式已經(jīng)揭示于相同發(fā)明 人的美國專利申請編號12/275，201、臺灣專利申請案編號097129355、以及中國專利申請 編號200810131240。在以上的申請案中，CS峰值控制器108以一當(dāng)下檢測電壓Vcs的峰值 電壓與電流限制電壓VCS_UMIT的差異，然后把此差異用來調(diào)整跟檢測電壓Vcs比較的比較電 壓Vcshise，讓之后開關(guān)周期中的檢測電壓Vcs峰值越來越接近電流限制電壓VCS_UMIT。在重載 時，經(jīng)過幾個開關(guān)周期后，檢測電壓Vcs峰值會收斂至大約等于電流限制電壓VCS_UMIT。也因 此，次級側(cè)繞組22的最高峰值電流也會相對應(yīng)地大約等于預(yù)設(shè)值ISK_SET。圖19為另一個CS峰值控制器500，可以使檢測電壓Vcs的峰值大約等于峰值限定 電壓VKEF-UMIT。當(dāng)運用圖19的CS峰值控制器500于圖3的CS峰值控制器108時，峰值限 定電壓VKEF_UMIT就是電流限制電壓V。S_UMIT。在一個開關(guān)周期中，如果圖19中檢測電壓Vcs的 峰值大于峰值限定電壓VKEF_UMIT，電容508會被電流源510充電而拉高電壓VBIAS，較高的Vbias 會有較高的電流Ibias流經(jīng)電阻Rbias。因此，下次開關(guān)周期中，檢測電壓V。s的峰值就會較低。 如果在一開關(guān)周期中，圖19中檢測電壓V。s的一直小于峰值限定電壓VKEF_UMIT，電容508會 通過BJT以及電阻&ΕΑΚΑ(;Ε，以非常小的電流放電，而些微地降低電壓Vbias，所以些微地拉高 下次開關(guān)周期的檢測電壓Vcs峰值。設(shè)計上，電流源510的電流Ik要遠(yuǎn)大于BJT對電容508 所造成的漏電電流。在幾個開關(guān)周期之后，檢測電壓V。s的峰值就會大約等于峰值限定電壓
^eef-LIMit 了 °圖4顯示一種放電時間檢測器102a。放電信號Sdis為邏輯上的高電平時，表示圖 1中的變壓器20還在通過整流器16，對輸出負(fù)載38放電。當(dāng)變壓器20放電結(jié)束時，F(xiàn)B引 腳上的感應(yīng)電壓會突然的下降，所以，可以以此突然的下降來檢測放電結(jié)束，以決定放電時 間TDIS。因此，圖4中，比較器110比較FB引腳上的電壓和一臨界電壓VTH。而放電時間Tdis 也僅僅會出現(xiàn)于功率開關(guān)15關(guān)閉時，所以圖4中，與門114的兩個輸入端分別連接到比較 器110的輸出端，以及反向器112的輸出端。反向器112的輸入端連接至GATE引腳。圖5顯示一種恒定電流控制器104a。實際電流源118與預(yù)估電流源120的電流 值比例(ΙΚΕΛ/ΙΕΧρ)為一預(yù)設(shè)比例值隊 。實際電流源118在放電信號Sdis為邏輯上高電平 時，也就是放電時間Tdis中，對電容122充電。在放電時間Tdis內(nèi)，實際電流源118對電容 122的充電電荷，稱為實際電荷量0皿皿。在開關(guān)周期T內(nèi)，預(yù)估電流源120持續(xù)對電容122 放電，其放電電荷，稱為預(yù)估電荷量9皿。脈沖產(chǎn)生器116在GATE引腳的電壓上升沿時，觸發(fā)送出一脈沖信號SSMP，使電容124通過開關(guān)126，來取樣電容122的電壓Vrc_fflP，以產(chǎn)生控 制電壓圖3 中的電壓控制振蕩器(voltage-controlled oscillator, VC0)106，譬如說， 可以設(shè)計的隨著控制電壓Vm升高而降低其振蕩頻率，同時也增加了開關(guān)周期T。因為圖3中的CS峰值控制器108已經(jīng)使流經(jīng)次級側(cè)繞組22的最高峰值電流為預(yù) 設(shè)值Imt，所以，可以假定當(dāng)恒定電流控制需要作用時，次級側(cè)繞組22的最高峰電流值就 是預(yù)設(shè)值Ι τ。在開關(guān)周期T中，次級側(cè)繞組22所輸出的次級側(cè)電荷量QSK，可以以下列 公式⑴計算Qsec = 0. 5*ISEC_SET*TDIS..........(1)而所希望達(dá)成的恒定電流IOT_SET，在開關(guān)周期T中，所輸出的總預(yù)估電荷量Qott，可 以以下列公式(2)計算Qout = IOUT-SET*T..........(2)而恒定電流控制操作的結(jié)果，就是希望達(dá)到次級側(cè)電荷量Qsk等于總預(yù)估電荷量 Qqut,也就是0.圖5中，實際電流源118與預(yù)估電流源120的電流值比例Neatm( = IEEAL/IEXP)設(shè)計 為等于(0. 5*ISEe_SET/IOTT_SET)，那電壓Vee_eAP在開關(guān)周期T后的變化(定義為Δ VCC_CAP)可由 以下公式推導(dǎo)得知Δ V隨p===
=其中，K1與Κ-2為二常數(shù)(constant)，Ccc_cap為電容122的電容值。假定在當(dāng)下開關(guān)周期T后，電壓V_AP上升，也就是Δν_ΑΡ大于零，那依據(jù)公式 (4)可推論，當(dāng)下這開關(guān)周期T中，所產(chǎn)生的次級側(cè)電荷量Qsec超過總預(yù)估電荷量Qot，也就 是實際的輸出電流是大于所希望達(dá)成的恒定電流IOT-SET。當(dāng)下的開關(guān)周期T后，電壓 的上升將會導(dǎo)致控制電壓Vm的上升，并導(dǎo)致下一次開關(guān)周期T的增加。如此，形成了一 個負(fù)反饋回路。只要適當(dāng)?shù)卦O(shè)計此負(fù)反饋回路，就可以使公式(4)與(5)的結(jié)果，隨著時 間過去，而逼近零。換句話說，這負(fù)反饋回路借由調(diào)整開關(guān)周期T，使T/TDIS大約維持等于 Neatio ( = iEEAL/iEXp)，以使Qsec-Qqut = 0，進(jìn)而達(dá)到恒定電流輸出的目的。圖6顯示依據(jù)圖1與圖3的實施例的一時序圖，其中，由上到下，分別是GATE引腳 上的門電壓VeATE、CS引腳上的檢測電壓Vcs、感應(yīng)電壓Vaux、流過次級側(cè)繞組22的電流ISEC、 放電信號Sdis、脈沖信號Ssmp、控制電壓Vm、以及電容122的電壓VCC_CAP。在時間、時，門電 壓V·上升，開啟了功率開關(guān)15，變壓器20開始充電，所以檢測電壓Vcs開始上升。門電壓 Vgate的上升沿也觸發(fā)了脈沖信號Ssmp的脈沖，產(chǎn)生由取樣電壓V_AP而產(chǎn)生的控制電壓Vm。 此時，電容122被慢慢地放電所以電壓V_AP逐漸下降。在時間t2時，門電壓VeATE的下降， 會使得檢測電壓V。s等于電流限制電壓V。S_UMIT，對應(yīng)的使得流經(jīng)初級側(cè)繞組24的最高峰值 電流為預(yù)設(shè)值IPKI-SET。此時，對應(yīng)初級側(cè)繞組24的最高峰值電流IPKI_SET，流經(jīng)次級側(cè)繞組22 的電流Isrc為預(yù)設(shè)值ISEC_SET。在時間t2到時間t3之間的放電時間Tdis，變壓器20放電，所以放電信號Sdis為高邏輯電平。在放電時間Tdis中，因電容122的充電電流大于放電電流，所 以電壓V^fflp逐漸上升。在時間t3時，電流Isk的放電完畢導(dǎo)致感應(yīng)電壓Vaux的突然下降， 所以定義出放電時間Tdis，且電容122停止被電流充電。在時間t3開始到下次放電時間之 前，電容122被慢慢地放電所以電壓逐漸下降。在時間t4時，進(jìn)入下一開關(guān)循環(huán)，門 電壓VeATE上升，進(jìn)行與時間、一樣的動作。由圖6以及先前的解說可知，控制電壓VmW 上升，會增加下一次的開關(guān)周期T，讓下一開關(guān)循環(huán)后的控制電壓Vm上升的比較少或是減 少。這樣的負(fù)反饋回路最后會使控制電壓Vm大致穩(wěn)定于一穩(wěn)定值。圖7顯示另一種恒定電流控制器104b，其與圖5類似，可以達(dá)到與圖5類似的目 的。與圖5不同的，圖7具有比較器140，其主要目的是在由脈沖信號Ssmp所定義的脈沖時 間內(nèi)，比較電容122的電壓與參考電壓VKEF_rc，并具以產(chǎn)生充電或是放電電流，而調(diào)整 控制電壓Vm。譬如說，如果在脈沖信號Ssmp所定義的脈沖時間時，發(fā)現(xiàn)了電壓V。。_。AP高于參 考電壓VKEF_ee，那比較器140就在脈沖時間內(nèi)對電容124充電，使控制電壓Vm些許的升高， 進(jìn)而些許地增加下一次的開關(guān)周期T。圖8顯示另一種恒定電流控制器104c，其與圖7類似，可以達(dá)到與圖7類似的目 的。與圖7不同的，圖8具有比較器142、計數(shù)器144、以及數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器146。計數(shù)器144 由門電壓Vmte的上升沿所觸發(fā)，且依照當(dāng)時比較器142的輸出上數(shù)或是下數(shù)。數(shù)字模擬轉(zhuǎn) 換器146則將計數(shù)器144的數(shù)字輸出轉(zhuǎn)成模擬輸出，作為控制電壓V?！逼┤缯f，如果在門 電壓VeATE的上升沿時，發(fā)現(xiàn)了電壓VCC_CAP高于參考電壓VKEF_CC，那計數(shù)器144就上數(shù)1，所以 使控制電壓V·些許的升高，進(jìn)而些許地增加下一次的開關(guān)周期T。以上圖5、圖7與圖8的實施例中，使用單一個電容122來記錄實際電荷量QK‘以 及預(yù)估電荷量Qest的差，至少有一個好處電容122的電容值變化并不會影響控制電壓Vm 上升或是下降趨勢。所以，圖5、圖7與圖8的實施例可容許電容122的電容值變化。圖9為依據(jù)本發(fā)明實施的一開關(guān)控制器18c，可以取代于圖1中的開關(guān)控制器18， 來實現(xiàn)恒定電流與恒定電壓控制操作。以下解說是假定圖9的開關(guān)控制器18c使用于圖1 中，且圖1的SMPS 10是操作于非連續(xù)導(dǎo)通模式(dis-continuous conduction mode，DCM)。圖9跟圖3不同的地方有下列幾點。1)圖9沒有CS峰值控制器108，而是采用跟 圖2 —樣的比較器52，來大略的限定檢測電壓Vcs的峰值。因為信號延遲與檢測電壓Vcs變 化速率等等的問題，當(dāng)比較器52作用導(dǎo)致功率開關(guān)15被關(guān)閉時，無法使檢測電壓V。s的電 壓峰值V。s_PEffi剛好等于電流限制電壓V。S_UMIT。2)圖9多了一個電壓峰值檢測器206，用來 檢測當(dāng)功率開關(guān)15被關(guān)閉的瞬間，檢測電壓V。s的電壓峰值V。S_PEAK。以及3)圖9的恒定電 流控制器202依據(jù)放電信號Sdis以及電壓峰值VCS_PEAK，來調(diào)整控制信號Vm。圖10為依據(jù)本發(fā)明實施的電壓峰值檢測器206a，可適用于圖9的實施例。圖10 中，脈沖產(chǎn)生器與開關(guān)使得電容在門電壓VeATE的上升沿時歸零。當(dāng)檢測電壓V。s隨著功率開 關(guān)15的開啟時間增加而增大時，電容的電壓會追隨著檢測電壓Vcs。圖10的電壓峰值檢測 器206a為此技術(shù)領(lǐng)域有一般知識者可了解，在此不再多述。圖11為依據(jù)本發(fā)明實施的恒定電流控制器202a，可適用于圖9中的實施例。圖 11的恒定電流控制器202a，以電壓電流轉(zhuǎn)換器204，取代圖5的恒定電流控制器104a中的 實際電流源118。電壓電流轉(zhuǎn)換器204將電壓峰值Ves_PEffi轉(zhuǎn)換成相對應(yīng)的具有值為Iess_PEAK 的電流。ICSS_PEAK對應(yīng)電壓峰值VCS_PEAK，其對應(yīng)當(dāng)下開關(guān)周期通過次級側(cè)繞組22的電流峰值-lSEC-PEAK0 換句話說， -lCSS-PEAK 會與電流峰值 -lSEC-PEAK 成一定比例關(guān)系。圖11的時序操作，可以 依據(jù)圖5的解說，讓本領(lǐng)域技術(shù)人員了解，在此不再多述。圖11 的設(shè)計上，可以使 ICSS-PEAK/ISEC-PEAK = IEXP/I。UT-SET。如此，Δ VCC_CAP (為電壓 VCC_CAP 在開關(guān)周期T后的變化)可由以下公式推導(dǎo)得知Δ V謹(jǐn)ρ— (QEEAL-Qest) /Οχ-CAP = (0. 5*ICSS_P應(yīng)*Tdis-Iexp*T) *κ3= (0.5*Isec-麗*Tdis_I。ut_set*T)*K4------(5)= (Qsec-Qout) *K4------(6)其中，K3與K4為二常數(shù)。由公式(5)與(6)類似于公式(3)與⑷的結(jié)果可以發(fā) 現(xiàn)，只要適當(dāng)?shù)脑O(shè)計一負(fù)反饋回路，在圖9中，控制電壓V·控制電壓控制振蕩器106，可以 使得公式(5)與(6)的結(jié)果漸漸逼近0，而達(dá)到恒定電流操作的目的。圖12為一電壓電流轉(zhuǎn)換器204a，可由此技術(shù)領(lǐng)域有一般知識者可了解，在此不再 多述。如同圖5的恒定電流控制器104a可以有圖7與圖8的變化，圖11的恒定電流控制 器202a也可以有類似的變化。譬如說，一種適用于圖9的恒定電流控制器202的實施例可 以跟圖7或圖8 一樣，只是圖7或圖8中的實際電流源118以圖11的電壓電流轉(zhuǎn)換器204 取代。在圖9中，恒定電流控制器202是通過調(diào)整電壓控制振蕩器106的振蕩頻率，也就 是變化公式(5)中的開關(guān)周期T，希望使下次開關(guān)周期后公式(5)的結(jié)果逼近O。除了改變振蕩頻率這種方法之外，也可以大約地固定振蕩頻率，然后通過改變下 一開關(guān)周期中的流經(jīng)初級側(cè)繞組24的電流峰值，也就是改變電壓峰值VCS_PEAK的方法，達(dá)到 恒定電流操作。而改變電壓峰值V。s_PEffi的恒定電流控制方法，舉例于圖13、圖14以及圖20 中的開關(guān)控制器18d、18e與ISgo圖13與圖9類似。與圖9不同的，圖13的恒定電流控制器202的控制電壓Vm 是送到誤差放大器302的一個輸入端。控制電SVm與回饋電壓Vfb中比較高的一個，會跟 參考電壓V-KEF1比較。當(dāng)恒定電流控制器202判斷出當(dāng)下次級側(cè)繞組22的平均輸出電流過 高時，控制電壓Vm上升，進(jìn)而降低誤差放大器302所輸出的補償電壓VOT。比較低的補償 電壓Vot，會限制或是降低了下一開關(guān)周期的電壓峰值V。S_PEAK。圖13的恒定電流控制器202 提供了一負(fù)反饋回路，可以達(dá)到恒定電流控制操作。恒定電流控制操作的負(fù)反饋回路，依據(jù) 信號的先后順序，包含有恒定電流控制器202、誤差放大器302、比較器50、門邏輯控制電路 48、功率開關(guān)15、以及電壓峰值檢測器206。而圖13中所提供的恒定電壓控制操作的負(fù)反 饋回路，依據(jù)信號的先后順序，包含有取樣電路42、誤差放大器302、比較器50、門邏輯控制 電路48、功率開關(guān)15、以及輔助繞組25。一般而言，圖13中的誤差放大器302的輸出有連 接一補償電容(compensationcapacitor)(如圖所示)。在圖13的實施例中，恒定電流控制 操作的負(fù)反饋回路，與恒定電壓控制操作的負(fù)反饋回路共用這補償電容。這補償電容可以 是內(nèi)建于實現(xiàn)開關(guān)控制器18d的集成電路之中，或是外接于集成電路之外。恒定電流操作 時，回饋電壓Vfb低于控制電壓所以控制電壓V·掌控了補償電容。換句話說，恒定電 流操作時，恒定電流控制操作的負(fù)反饋回路控制了補償電容，而恒定電壓控制操作的負(fù)反饋回路則沒有。在恒定電壓操作時，控制電壓V·低于回饋電壓Vfb，所以回饋電壓Vfb掌控 了補償電容。圖14與圖9類似。與圖9不同的，圖14的恒定電流控制器202的控制電壓Vm 送到一加法器?？刂齐妷篤a跟檢測電壓Vcs相加的結(jié)果，作為比較器52的一輸入，跟電流 限制電壓1_皿 相比較。當(dāng)恒定電流控制器202判斷出當(dāng)下次級側(cè)繞組22的平均輸出電 流過高時，控制電壓Vm上升，進(jìn)而拉高了比較器52的一輸入端的起始電壓值，也降低了下 一開關(guān)周期的電壓峰值V。s_PEffi。所以，下一周期的次級側(cè)繞組22的平均輸出電流就會被降 低。圖20與圖13類似。圖20的恒定電流控制器203，可以跟圖13的恒定電流控制 器202具有一樣內(nèi)部電路，只是恒定電流控制器203的一輸入端接收補償電壓Vot，而恒定 電流控制器202的對應(yīng)輸入端接收電壓峰值VCS_PEAK。圖20中的CS峰值控制器51使檢測 電壓V。s的峰值隨著開關(guān)周期的增加，而大約等于補償電壓VOT。CS峰值控制器51可以采 用圖19的CS峰值控制器500或是圖3的CS峰值控制器108實施。圖20中的恒定電流控 制器203以當(dāng)下的補償電壓Vot以及放電信號Sdis來判斷當(dāng)下開關(guān)周期中實際的輸出電流 跟所希望達(dá)成的恒定電流IOT_SET的比較結(jié)果，據(jù)以調(diào)整下一開關(guān)周期的補償電壓νωΜ。而補 償電壓Vot會影響電壓峰值VCS_PEAK，所以影響了實際的輸出電流。圖20中的恒定電流控制 操作的負(fù)反饋回路，依據(jù)信號的先后順序，包含有恒定電流控制器203、誤差放大器302、以 及CS峰值控制器51。以上的實施例是圖1的SMPS 10操作于非連續(xù)導(dǎo)通模式 (dis-continuousconduction mode, DCM)下，達(dá)到恒定電流控制的操作。以下的實施例將 介紹如何使圖1的SMPS 10操作于連續(xù)導(dǎo)通模式(continuous conduction mode，CCM)下， 也能達(dá)到恒定電流控制的操作。圖15為依據(jù)本發(fā)明實施的一開關(guān)控制器18f，可以取代于圖1中的開關(guān)控制器 18,來實現(xiàn)CCM下，恒定電流與恒定電壓控制操作。圖15與圖13類似。與圖13不同的，圖15沒有圖13中的放電時間檢測器102; 圖15中的恒定電流控制器310有些許地改變；以及，圖15以平均電壓檢測器306取代圖13 中的電壓峰值檢測器206。圖15并不需要一個放電時間檢測器來決定放電時間Tdis，因為在CCM下，功率開關(guān) 15的關(guān)閉時間Ttw就是放電時間TDIS。在CCM下，通過次級側(cè)繞組22輸出的次級側(cè)電荷量Qsec應(yīng)為
0· 5 (IsEC-PEAK+IsEC-VALLEY)水 Tdis 一 I SEC-AVG 水 Toff， 其中 I SEC-PEAK^ I SEC-VALLEY ^ I SEC-AVG 分別是當(dāng)下開關(guān)周
期中次級側(cè)繞組22的電流峰值、電流谷值與電流平均值。從公式(5)與(6)的推導(dǎo)中可以 發(fā)現(xiàn)，電流峰值ISEe-PEffi對應(yīng)到電壓峰值Ves_PEAK，所以電流平均值ISK_Ave將會對應(yīng)到電壓平均 值Vf。因此，圖15中的平均電壓檢測器306找出電壓平均值Vcs_Ave，送給恒定電流控制 器310來達(dá)成恒定電流控制操作。圖16為依據(jù)本發(fā)明實施的恒定電流控制器310a，可適用于圖15的實施例。在圖 16中，電壓平均值Ves_Ave通過電壓電流轉(zhuǎn)換器360轉(zhuǎn)換成具有值為Icss_Ave的電流。電壓電 流轉(zhuǎn)換器360可以以類似圖12的電壓電流轉(zhuǎn)換器204a實施。圖16的設(shè)計上，應(yīng)使Icss_Ave/ ISEC-AVG = IEXP/I。UT-SET。類似圖13的恒定電流控制操作，只要可以找到電壓平均值V。s_Ave，圖15提供了一負(fù)反饋回路，達(dá)到恒定電流控制操作。如同圖5中的恒定電流控制器104a有圖7與圖8的變化，圖16中的恒定電流控 制器310a可以類似的變化。雖然沒有以圖示顯示，但此變化可由先前的解說類推而得知， 不再重述。圖17顯示了一平均電壓檢測器306a，可適用于圖15中的開關(guān)控制器18f中。平 均電壓檢測器306a自己提供了一負(fù)反饋回路，使電壓平均值Vcs_Ave大約等于初級側(cè)繞組24 于功率開關(guān)15開啟時的平均電壓。電容368記憶了電壓平均值\這’也是電容366在功 率開關(guān)15開啟時的電壓起始值。當(dāng)功率開關(guān)15開啟，也就是門電壓VeATE為邏輯上的高電 平時，如果檢測電壓V。s低于電壓平均值\道，則恒定電流源364以預(yù)設(shè)電流值ΙωΝ對電容 366放電；如果檢測電壓Ves高于電壓平均值Ves_Ave，則恒定電流源362以預(yù)設(shè)電流值ΙωΝ對 電容366充電。換句話說，在功率開關(guān)15開啟時間內(nèi)，如果檢測電壓V。s (對應(yīng)流經(jīng)初級側(cè) 繞組24的電流)高于電壓平均值Vcs_Ave (對應(yīng)目前猜測的初級側(cè)繞組24平均電流)的時 間，大于低于電壓平均值\道的時間，那電容366的電壓就會升高。所以，當(dāng)功率開關(guān)15 一關(guān)閉時，因為電荷分享的效應(yīng)，電容368的電壓平均值\道會被些許的拉高。電壓平均 值的變化會使得下一周期中，檢測電壓Vcs高于電壓平均值Vcs_Ave的時間接近低于電 壓平均值的時間。電容368所記憶的電壓平均值\進(jìn)如果不再改變，便意味著檢測 電壓Ves高于電壓平均值Ves_Ave的時間跟低于電壓平均值\道的時間一樣。此時，電壓平 均值\這便真的代表了檢測電壓V。s的平均值。圖18顯示了另一平均電壓檢測器306b，可適用于圖15中的開關(guān)控制器18f中。平 均電壓檢測器306b也提供了一負(fù)反饋回路，使電壓平均值Vcs_Ave大約等于初級側(cè)繞組24于 功率開關(guān)15開啟時的平均電壓。類似的，電容382記憶了電壓平均值VCS_ATC。電壓電流轉(zhuǎn)換 器386與電容384的作用，是計算出檢測電壓Vcs在功率開關(guān)15開啟時的積分值Svcso此積 分值Stcs可以對應(yīng)到在一開關(guān)周期中，流經(jīng)初級側(cè)繞組24的實際電荷量。電壓電流轉(zhuǎn)換器 388與電容384的作用，是計算出電壓平均值Ves_Ave在功率開關(guān)15開啟時的積分值SvesAve。 此積分值Stcsato可以視為實際電荷量的預(yù)估電荷量。如果積分值Svcs大于積分值Stcsatc，電 容384的電壓將會被升高，同時也表示電壓平均值Ves_Ave偏低。如此，當(dāng)功率開關(guān)15關(guān)閉 時，因為電荷分享(charge sharing)的原理，電壓平均值Vcs_Ave被些許的增加。所以，使下 一周期內(nèi)，積分值Stcsato向積分值Stcs接近。電壓平均值V。s_Ave大略地被鎖某個值，使得積分 值Stcs大約等于積分值Stcsato，也意味著電壓平均值\進(jìn)大約等于檢測電壓V。s的平均值。圖17與圖18中調(diào)整電壓平均值V。s_Ave的方式，類似圖5中調(diào)整控制電SVm的方 式。模擬圖7中調(diào)整控制電壓Vm的方式，圖17與圖18也可以將電容366或384的電壓， 跟一參考電壓VKEF_Ave比較，然后用其比較結(jié)果，以電流對電容368或382充放電來微調(diào)電壓 平均值Vcs_Ave。這樣的負(fù)反饋回路也可以一樣地達(dá)到找到大約的電壓平均值Vcs_Ave的效果。模擬于圖8中調(diào)整控制電SVm的方式，圖17與圖18也可以將電容366或384的 電壓，跟一參考電壓VKEF_Ave比較，然后用其比較結(jié)果，使一計數(shù)器上數(shù)或下數(shù)，來微調(diào)一數(shù) 字模擬轉(zhuǎn)換器所輸出的電壓平均值Vf。如此，電容368或382便可以省略。這樣的負(fù)反 饋回路也可以一樣地達(dá)到找到大約的電壓平均值Vcs_Ave的效果。以上的實施例雖然都以返馳式架構(gòu)實施，但是本發(fā)明并非限定于適用返馳式架 構(gòu)，也可以適用于booster或是buck等其他類型的電源轉(zhuǎn)換器架構(gòu)。
雖然本發(fā)明已以優(yōu)選實施例公開如上，然其并非用以限定本發(fā)明，本領(lǐng)域技術(shù)人 員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當(dāng)可作些許的更動與潤飾，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍當(dāng) 視所附權(quán)利要求書所界定者為準(zhǔn)。
權(quán)利要求
1.一種控制方法，適用于控制一開關(guān)式電源供應(yīng)器，該開關(guān)式電源供應(yīng)器包含有一變 壓器，耦接至一輸入電源，該變壓器被一開關(guān)控制以儲能或是釋能，以產(chǎn)生一輸出電源，該 控制方法包含有提供一電容；以該電容存放一實際電荷量以及一預(yù)估電荷量的差值，其中，該實際電荷量對應(yīng)于該 開關(guān)的一開關(guān)周期中流經(jīng)該變壓器的總電荷量，該預(yù)估電荷量為該實際電荷量于該開關(guān)周 期中的總預(yù)估量；以及依據(jù)該電容的電壓，變化一后續(xù)開關(guān)周期中，該實際電荷量以及該預(yù)估電荷量其中之 一，因而使該后續(xù)開關(guān)周期中，該實際電荷量大約等于該預(yù)估電荷量。
2.如權(quán)利要求1所述的控制方法，其中，該變壓器具有一初級側(cè)繞組以及一次級側(cè)繞 組，該實際電荷量對應(yīng)于該開關(guān)周期內(nèi)流經(jīng)該次級側(cè)繞組的次級側(cè)電荷量。
3.如權(quán)利要求2所述的控制方法，其中，該控制方法還包含有 提供一預(yù)設(shè)值；使流經(jīng)該初級側(cè)繞組的最高峰值電流大約為該預(yù)設(shè)值；提供一實際電流源以及一預(yù)估電流源，其中該實際電流源比率于該預(yù)設(shè)值；檢測該次級側(cè)繞組于一開關(guān)周期內(nèi)的一放電時間；以該實際電流源于該放電時間內(nèi)對該電容充電所累積產(chǎn)生的第一電荷，作為該實際電 荷量；以及以該預(yù)估電流源于該開關(guān)周期內(nèi)對該電容放電所累積的第二電荷，作為該預(yù)估電荷 量；以及依據(jù)該電容的電壓，變化該預(yù)設(shè)值。
4.如權(quán)利要求2所述的控制方法，其中，該控制方法還包含有 使流經(jīng)該次級側(cè)繞組的最高峰值電流為一預(yù)設(shè)值；提供一實際電流源以及一預(yù)估電流源，其中該實際電流源與該預(yù)估電流源的電流值為 一預(yù)設(shè)比例值；檢測該次級側(cè)繞組于一開關(guān)周期內(nèi)的一放電時間；以該實際電流源于該放電時間內(nèi)對該電容充電所累積產(chǎn)生的第一電荷，作為該實際電 荷量；以及以該預(yù)估電流源于該開關(guān)周期內(nèi)對該電容放電所累積的第二電荷，作為該預(yù)估電荷量。
5.如權(quán)利要求2所述的控制方法，其中，該控制方法還包含有提供一實際電流源以及一預(yù)估電流源，其中該實際電流源的電流值大約對應(yīng)流經(jīng)該初 級側(cè)繞組的電流峰值或電流平均值；以該電容累積該實際電流源于一放電時間內(nèi)所產(chǎn)生的第一電荷，作為該實際電荷量；以及以該電容累積該預(yù)估電流源于一開關(guān)周期內(nèi)的所產(chǎn)生的第二電荷，作為該預(yù)估電荷量。
6.如權(quán)利要求5所述的控制方法，其中，該變化步驟包含有； 依據(jù)該電容的該電壓，變化一控制信號；比較該控制信號與一參考信號，以產(chǎn)生一補償信號；以及 以該補償信號，限制流經(jīng)該初級側(cè)繞組的該初級側(cè)電流峰值。
7.如權(quán)利要求5所述的控制方法，還包含有 依據(jù)該電容的該電壓，變化一控制信號；以及依據(jù)該控制信號，限制流經(jīng)該初級側(cè)繞組的該初級側(cè)電流峰值。
8.如權(quán)利要求5所述的控制方法，還包含有檢測該次級側(cè)繞組于一開關(guān)周期內(nèi)的該放電時間。
9.如權(quán)利要求1所述的控制方法，其中，該實際電荷量對應(yīng)于該開關(guān)周期內(nèi)流經(jīng)該初 級側(cè)繞組的初級側(cè)電荷量。
10.如權(quán)利要求9所述的控制方法，其中，該控制方法還包含有提供一實際電流源以及一預(yù)估電流源，其中該實際電流源的電流對應(yīng)流經(jīng)該初級側(cè)繞 組的電流；以該電容累積該實際電流源于該開關(guān)開起時所產(chǎn)生的第一電荷，作為該實際電荷量；以及以該電容累積該預(yù)估電流源于該開關(guān)開起時所產(chǎn)生的第二電荷，作為該預(yù)估電荷量； 其中，該變化步驟包含有依據(jù)該電容的該電壓，變化該預(yù)估電流源，以變化該后續(xù)開關(guān)周期中的該預(yù)估電荷量。
全文摘要
一種控制方法，適用于控制一開關(guān)式電源供應(yīng)器提供恒定電流的一輸出電源。該開關(guān)式電源供應(yīng)器包含有一繞組耦接至一輸入電源。該繞組被一開關(guān)控制以儲能或是釋能。該控制方法包含有使流經(jīng)該繞組的最大電流峰值為一預(yù)設(shè)值；檢測該繞組于一開關(guān)周期內(nèi)的一放電時間；以及，控制該開關(guān)的開關(guān)周期，以使該放電時間與該開關(guān)的開關(guān)周期的比例大約等于一個定值。
文檔編號H02M3/335GK101997412SQ20091016344
公開日2011年3月30日 申請日期2009年8月19日 優(yōu)先權(quán)日2009年8月19日
發(fā)明者葉文中 申請人:通嘉科技股份有限公司