專利名稱：電動機控制裝置、電動汽車以及混合電動汽車的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及對從逆變器向電動機供電的電力進行PWM控制的電動 機控制裝置，特別是涉及一種電壓控制模式和PWM脈沖的載波頻率的 控制技術。本發(fā)明的電動機控制裝置例如能夠應用到具備利用電動機驅 動車輪的電動汽車(EV)以及在該電動機之外還具備燃料發(fā)動機以及 由該發(fā)動機驅動轉動的發(fā)電機(有時候也叫做電動機或者電動發(fā)電機) 的混合電動汽車(HEV)。
背景技術：
專利文獻1記載了一種對電動機施加的3相電壓中將1相電壓i更為 高電平或者固定電平而對其余2相進行PWM控制的2相調制方式的電 動機驅動技術。在2相調制技術中電動機施加電壓波形發(fā)生失真，從而 存在噪聲、效率降低這樣的問題，因此提出了一種用于改善上述問題的 減小該波形失真的控制方式。另外，如果制成2相調制的PWM波形的 過程中三角波的偏移量為零則無法改變?yōu)?相調制，因此通過指定移位 量為0來表示向3相調制方式切換的2相/3相間切換控制。在電動機轉 速較低區(qū)域中，如果PWM脈沖的載波頻率低則高頻的刺耳的噪聲增大， 如果提高載波頻率則逆變器中的開關損失增大，因此為了改善上述問題 專利文獻2提出了這樣一種馬達控制裝置，其在電動機轉速較低區(qū)域中 提高載波頻率而在電動機轉速較高區(qū)域中降低載波頻率。另外，在電動 機轉速較高區(qū)域中進行矩形波通電而在較低區(qū)域中進行正弦波通電、部 分正弦波通電或者疊加(overlap)通電。專利文獻3記載了在高目標轉 矩且高速轉動下采用3相調制且載波頻率為高值(7KHz)而在此之外 采用2相調制且栽波頻率為低值(5KHz )的逆變器控制，并且說明了 2 相調制和3相調制的選擇以及載波頻率的切換，圖4~圖7中表示了 2 相調制且載波頻率5KHz的電動機施加電壓波形以及3相調制且5KHz、 3相調制且7KHz及2相調制且7KHz的電動機施加電壓波形。另外， 圖8中表示了 2相調制、5KHz和3相調制、7KHz之間的頻率切換的 滯后作用(hysteresis). 5專利文獻2:日本專利第3837986號公報
專利文獻3:日本特開2004-289985號公報
車速以20mph ( miles per hour)到50mph左右(馬達速度區(qū)域中 轉動從2000rpm到8000rpm、轉矩從-100Nm到+100Nm )的速度行駛 過程中的邊帶噪聲為可聽頻率的噪聲而成為問題。作為利用逆變器控制 來降低車輛的邊帶噪聲的方法已知一種提高載波頻率的方法。例如專利 文獻2通過在低速區(qū)域中提高載波頻率來降低噪聲。 一般在用于抑制邊 帶噪聲的載波頻率切換時無法改變調制方式(電壓控制模式)。專利文 獻3雖然進行了 2相調制、5KHz和3相調制、7KHz之間的切換(圖8、 圖9、段落0059)，但是這被解釋為抑制由于逆變器輸入電壓的巨大降 低所誘起的保護動作(停止運轉)。
為了降低邊帶噪聲，電壓調制模式如果始終保持增大栽波頻率則逆 變器的開關損耗增加而可能會發(fā)生逆變器過熱的問題。而且，電動機驅 動的電力損失增加。如專利文獻3那樣在進行2相調制、5KHz和3相 調制、7KHz之間的切換的逆變器控制中發(fā)現在2相調制中作為3相 整體的開關次數減少且5KHz的載波頻率中開關次數少，因此開關損耗 小但是邊帶噪聲大，因此2相調制、5KHz的運轉中電力損失少而噪聲 多。并且發(fā)現在3相調制中作為3相整體的開關次數多且7KHz的載 波頻率中噪聲小但是開關損耗大，因此3相調制、7KHz的運轉中噪聲 少而電力損失多。于是，希望能夠同時降低噪聲和電力損失。

發(fā)明內容
本發(fā)明目的在于降低邊帶噪聲而且抑制電力損失。
為了實現上述目的，在本發(fā)明中，將逆變器(19m)插入電動機(10m) 和直流電源(18~23)之間，利用PWM脈沖對該逆變器進行開關控制來 控制電動機和直流電源之間的電力的交換中，當電動機的目標轉矩 (TM*m)以及轉速(com)處于為了抑制邊帶噪聲而設定的規(guī)定區(qū)域(A、 B)內時，將PWM脈沖的載波頻率設定為邊帶噪聲較少的高頻(7.5KHz )， 而處于上述規(guī)定區(qū)域之夕卜時，設定為載波頻率比上述高頻(7.5KHz)低的減低逆變器的開關損耗的低頻(5KHz)，對電動機的繞組電壓即相電壓進 行PWM控制，以便將電動機的輸出轉矩設定為目標轉矩。用于實施它的 本發(fā)明的第一實施方式的電動機控制裝置是下述(1)項限定的裝置。
(1) 一種電動機控制裝置，具備
直流電源(18~23、 40);
逆變器(19m)，其插入電動機(10m)和上述直流電源之間用于控制 兩者間的電力的交換；
逆變器控制單元(50、 20m),其生成與電壓指示信號(Vlf、 VV*、 VW*)對應的占空比的對上述逆變器進行開關控制的PWM脈沖并向逆變 器輸出；
變頻單元(46)，其4艮據頻率控制信號(FRf)來改變上述逆變器控制 單元生成的PWM脈沖的載波頻率；以及
馬達控制單元，其在上述電動機的目標轉矩(T*)以及轉速(co) 處于規(guī)定區(qū)域內時向上述變頻單元(46 )賦予將上述載波頻率設定為高 頻(k.fc、 7.5KHz)的頻率控制信號(FRf)，在進行該切換時控制上述 電動機的3相電壓的電壓控制模式是分別通過PWM控制3相的各相電 壓的3相調制模式的情況下，切換為2相通過PWM控制而1相停止 PWM開關控制的2相調制模式(A);而在載波頻率為上述高頻的情況 下上述電動機的目標轉矩以及轉速處于上述規(guī)定區(qū)域以外時，向上述變 頻單元(46 )賦予將上述載波頻率設定為比上述高頻低的低頻(fc、5KHz ) 的頻率控制信號(FRf);如果向3相調制模式切換的條件成立則向3 相切換模式(SVpwm)進行切換，其向上述逆變器控制單元賦予用于 使上述電動機的輸出轉矩為上述目標轉矩的電壓指示信號(VlT、 VV\ VW* )。
另外，為了便于理解，在括號內標記了圖中所示的下述實施例對應 或者相當部件或者事項的符號作為例示參考。下面也是同樣的。
基于此，能夠通過切換為高頻(7.5KHz)來抑制邊帶噪聲并且在向 高頻(7.5KHz)切換的同時切換為2相調制模式(A)，因此能夠抑制開關損耗。
(2) 根據上述(1)所述的電動機控制裝置，其中上述馬達控制單 元(30m)在將載波頻率從上述低頻向上述高頻切換時，在上述電壓控 制模式是2相調制模式(B)的情況下即使切換為高頻也繼續(xù)2相調制 模式。
基于此，通過繼續(xù)2相調制模式更加降低開關損耗，并且即使向用 于抑制邊帶噪聲的高頻切換也不會造成較大的開關損耗。
(3) 根據上述(1)所述的電動機控制裝置，其中如果上述低頻為 fc，則上述高頻為k.fc，其中l(wèi)<k<2?；诖?，能夠將電動機的繞組 電流因高頻波的失真引起的鐵耗(鐵心損耗)和逆變器開關損耗抑制為 較低的值。
(4) 根據上述(1)所述的電動機控制裝置，其中上述馬達控制單 元(30m)基于作為電動機目標電壓(Vm*)相對于上述直流電源賦予 給逆變器的直流電壓(Vuc)之比的調制比(Mi=VmVVuc)、以及上述 電動機的轉速(co )來決定上述電壓控制模式；當載波頻率在3相調制 模式下變?yōu)樯鲜龈哳l之時或者載波頻率為上述高頻而將電壓控制模式 決定為3相調制模式之時，通過將該3相調制模式變?yōu)?相調制模式， 擴大執(zhí)行2相調制模式的上述調制比和轉速的區(qū)域。
(5) 才艮據上述(1)所述的電動機控制裝置，其中
上述規(guī)定區(qū)域包括第一區(qū)域(A+B)、以及包含第一區(qū)域且比第一 區(qū)域大的第二區(qū)域(圖7中的虛線區(qū)域)，
上述馬達控制單元(30m)進行下述的切換，如果載波頻率為上述 低頻時上述電動機的目標轉矩以及轉速處于第一區(qū)域內則切換為上述 高頻，而如果載波頻率為上述高頻時上述電動機的目標轉矩以及轉速處 于第二區(qū)域外則切換為上述低頻。
基于此，能夠防止從上述規(guī)定區(qū)域之外向內部的切換以及其相反的 切換頻繁之時的電壓控制模式的振蕩(hunting )。
(6) 根據上述(5)所述的電動機控制裝置，其中上述馬達控制單
8元(30m)在將載波頻率從上述低頻向上述高頻切換并將電壓控制模式從3相向2相切換的第一轉變之時，將降低該切換前后的轉矩差(torquestep)的第一轉矩校正值與目標轉矩相加，而在作為其相反切換的第二轉變之時，將降低該切換前后的轉矩差的第二轉矩校正值與目標轉矩相加來進行校正，并且向上述逆變器控制單元賦予用于將上述電動機的輸出轉矩設定為上述校正了的目標轉矩的電壓指示信號。
基于此，能夠降低與載波頻率的切換滯后連動的從3相調制向2相調制的切換所產生的轉矩差，該載波頻率的切換是通過判斷是否需要基于第一區(qū)域對載波頻率進行低頻、高頻切換，判斷是否需要基于第一區(qū)域的外側的第二區(qū)域對載波頻率進行高頻、低頻切換來進行的。而且，能夠降低從2相調制向3相調制的切換所產生的轉矩差。
(7) 根據上述(1)所述的電動機控制裝置，其中上述規(guī)定區(qū)域是抑制邊帶噪聲的對象區(qū)域，上述高頻是降低邊帶噪聲的頻率。
(8) 根據上述(1)所述的電動機控制裝置，其中上述低頻是降低上述逆變器的開關損耗的頻率。
(9) 一種驅動裝置，具備上述(1)至(8)中任意一項所述的電動機控制裝置；以及電動機(10m),其是由該電動機控制裝置的上述逆變器
(19m)供電的上述電動機，并且用于驅動車輪。基于此，例如在搭載于EV的驅動裝置中，能夠獲得上述(1)項中記載的作用效果。
(10) —種混合驅動裝置，具備直流電源(18~23、 40);驅動車輪的第一電動機(10m);由燃料發(fā)動機驅動轉動的第二電動機(10g);
第一逆變器(19m)，其插入第一電動機和上述直流電源之間用于控制兩者間的電力的交換；
第二逆變器(19g)，其插入第二電動機和上述直流電源之間用于控制兩者間的電力的交換；第一逆變器控制單元(50、 20m)，其生成與第一電壓指示信號(VU*、、 VW*)對應的占空比的對上述第 一逆變器進行開關控制的第一 PWM
脈沖并向第一逆變器輸出；
第二逆變器控制單元，其生成與第二電壓指示信號對應的占空比的
對上述第二逆變器進行開關控制的第二 PWM脈沖并向第二逆變器輸
第一變頻單元(46)，其根據第一頻率控制信號(FRf)來改變第一逆變器控制單元生成的第一 PWM脈沖的第一載波頻率；
第二變頻單元，其根據第二頻率控制信號來改變第二逆變器控制單元生成的第二 PWM脈沖的第二載波頻率；
第一馬達控制單元(30m)，其在第一電動機(10m)的目標轉矩以及轉速處于第一規(guī)定區(qū)域內時向上述變頻單元(46 )賦予將第一載波頻率設定為高頻的第 一頻率控制信號(FRf )，在進行該切換時控制第 一電動機(10m)的3相電壓的電壓控制模式是分別通過PWM控制3相的各相電壓的3相調制模式的情況下，切換為2相通過PWM控制而l相停止PWM開關控制的2相調頻模式(A);而在第一載波頻率為上述高頻的情況下上述目標轉矩以及轉速處于上述規(guī)定區(qū)域以外時，向第一調制單元(46 )賦予將第一載波頻率設定為比上述高頻低的低頻的第一頻率控制信號(FRf),如果向3相調制模式進行切換的條件成立則向3相調制模式(SVpwm)進行切換；其向第一逆變器控制單元(50、 20m )賦予用于將第一電動機(10m)的輸出轉矩作為上述目標轉矩的第一電壓指示信號(Vlf、 VV*、 VW*);以及
第二馬達控制單元(30g)，其在第二電動機(10g)的目標轉矩以及轉速處于規(guī)定區(qū)域內時向上述變頻單元賦予將第二載波頻率設定為高頻的第二頻率控制信號，在進行該切換時控制第二電動機的3相電壓的電壓控制模式是分別通過PWM控制3相的各相電壓的3相調制模式的情況下，切換為2相通過PWM控制而1相停止PWM開關控制的2相調制模式；而在第二載波頻率為上述高頻的情況下上述目標轉矩以及轉速處于上述規(guī)定區(qū)域以外時，向第二變頻單元賦予將第二載波頻率設定為比上述高頻低的低頻的第二頻率控制信號，如果向3相調制模式進
10行切換的條件成立則向3相調制模式進行切換；其向第二逆變器控制單元賦予用于使第二電動機的輸出轉矩為上述目標轉矩的第二電壓指示
信號?；诖?，例如在搭載于HEV的驅動裝置中，能夠獲得上述(l)項中記載的作用效果。


圖l是表示本發(fā)明第一實施例的構成的概要的框圖。
圖2是表示圖1所示的馬達控制裝置30m的功能構成的概要的框圖。
圖3是表示圖2所示的微機MPU的馬達控制的概要的流程圖。
圖4是表示圖3所示的"調制控制"9的內容的流程圖。
圖5是表示圖4所示的"載波頻率&調制控制決定"(22)的前半部分內容的流程圖。
圖6是表示圖4表示的"載波頻率&調制控制決定"(22)的后半部分內容的流程圖。
圖7是表示以電動機10m的目標轉矩和轉速為坐標軸的作為高載波頻率的第一區(qū)域(A+B)以及解除高載波頻率的區(qū)域邊界(虛線)和調制模式區(qū)域的圖表，其是變換器40的次級側電壓Vuc采用220V的情況。
圖8是表示作為高載波頻率的第一區(qū)域(A+B)以及解除高載波頻率的區(qū)域邊界(虛線)和調制模式區(qū)域的圖表，其是變換器40的次級側電壓Vuc采用300V的情況。
圖9是表示作為高載波頻率的第一區(qū)域(A+B)以及解除高載波頻率的區(qū)域邊界(虛線)和調制模式區(qū)域的圖表，其是變換器40的次級側電壓Vuc采用400V的情況。
圖IO是表示將圖l所示的電動機10m和逆變器19m的電力損失合計的損失的圖表。附圖符號說明
10m、 10g:電動馬達；U 13: 3相的定子繞組；14m 16m:電流 傳感器；17m、 17g:分解器(Resolver); 18:車輛上的電池；21:初 級側電壓傳感器；22:初級側電容器；23:次級側電容器；24:次級側 電壓傳感器；25:次級側電流傳感器；34:減法計算；35:加法計算； 41:電抗器；42:開關元件(升壓用)；43:開關元件(降壓用)；44、 45: 二極管； com、 cog: 轉速;Vdc: 初級側電壓(電池電壓);Vuc: 次級側電壓(升壓電壓)
具體實施例方式
參照附圖通過對下述實施例的說明能夠進一步明確本發(fā)明的其他 目的以及特性。
實施例1:
圖1中表示本發(fā)明第一實施例的概要。作為控制對象的電動機的電 動馬達10m在本實施例中被搭載于車輛且是用于驅動車輪轉動的永久 磁鐵型同步電動機，并且是在轉子中內置了永久磁鐵的裝置，定子具有 U相、V相以及W相的3相繞組11~13。電壓型逆變器19m向電動馬 達10m供應車輛上的電池18的電力。電動馬達10m的轉子上連接有用 于檢測轉子的磁極位置的分解器(resolver) 17m的轉子。分解器17m 生成表示該轉子的轉角的模擬電壓(轉角信號)SG9m并且將其賦予馬 達控制裝置30m。
車輛上作為蓄電池的電池18在車輛上的電氣安裝部為電源接通時 連接初級側電容器22而與電池18 —起構成初級側直流電源。電壓傳感 器21將表示初級側電容器22的電壓(車輛上電池18的電壓)的電壓 檢測信號Vdc賦予馬達控制裝置30m、 30g。本實施例中電壓傳感器21 使用了分壓電阻。初級側直流電源的正極(+線)上連接有變換器40的 電抗器(reactor) 41的一端。
變換器40中還具有將上述電抗器41的另一端和初級側直流電源 的負極(-線)之間接通、斷開的作為升壓用開關元件的升壓用半導體 開關42;將次級側電容器23的正極和上述另一端之間接通、斷開的作為降壓用開關元件的再生(regeneration)用半導體開關43以及與各半 導體開關42、 43并聯連接的各二極管44、 45。
如果接通(導通)升壓用半導體開關42則電流從初級側直流電源 (18、 22)經由電抗器41流向開關42，電抗器41由此進行蓄電，如果 將開關42切換為斷開(非導通)則電抗器41經二極管45向次級側電 容器23高壓放電。即，感應比初級側直流電源的電壓高的電壓來對次 級側電容器23進行充電。通過反復進行開關42的接通、斷開來連續(xù)進 行次級側電容器23的高壓充電。即，以高電壓對次級側電容器23進行 充電。如果以一定周期反復進行上述接通、斷開，則電抗器41蓄積的 電力與接通期間的長度對應地上升，因此通過調整上述一定周期之間的 接通時間(接通占空比對上述一定周期的接通時間比)，即通過PWM 控制能夠調整從初級側直流電源18、 22經由變換器40向次級側電容器 23供電的速度(電力運行(power running)用的供電速度)。
如果接通(導通)再生用半導體開關43，則次級側電容器23的蓄 積電力經過開關43以及電抗器41賦予給初級側直流電源18、 22(逆供 電再生)。這時，通過調整一定周期之間的開關43的接通時間，即通 過PWM控制能夠調整從次級側電容器23經由變換器40向初級側直流 電源18、 22逆供電的速度(再生用的供電速度)。
電壓型逆變器19m具備6個開關晶體管Trl Tr6，通過驅動電路20m 同時產生的6個序列的驅動信號根據各序列的信號將晶體管Trl Tr6接 通(導通)，從而將次級側電容器23的直流電壓(電容器40的輸出電 壓，即初級側電壓)轉換為3個序列的相位差為2tt/3的交流電壓，即 轉換為3相交流電壓，再分別施加于電動馬達10m的3相(U相、V相、 W相)的定子繞組11~13。由此各相電流iUm、 iVm、 iWm分別流過電 動馬達10m的定子繞組11 13，電動馬達10m的轉子轉動。為了提高 對通過PWM脈沖進行的晶體管Trl Tr6的接通/斷開驅動(開關動作) 的電力供應能力并且抑制電壓浪涌，作為逆變器19m的輸入線的變換 器40的次級側輸出線上連接有大容量的次級側電容器23。與此相對， 構成初級側直流電源的初級側電容器22是小型且低成本的小容量的電 容器，初級側電容器22的容量比次級側電容器23的容量小得多。與電 動馬達10m的定子繞組11-13連接的供電線上裝配有使用了霍爾IC的
13電流傳感器14m 16m，它們分別檢測各相電流iUm、 iVm、 iWm而產 生電流檢測信號(模擬電壓)并賦予馬達控制裝置30m。
圖2中表示馬達控制裝置30m的功能構成。馬達控制裝置30m在 本實施例中是以微型計算機(以下叫做微機)MPU為主體的電子控制 裝置，包括微機MPU和驅動電路20m、電流傳感器14m 16m、分解器 17m、初級側電壓傳感器21、次級側電壓傳感器24以及初級側電流傳 感器25之間的未圖示的接口 (信號處理電路)，并且還包括在微機和上 述車輛上的未圖示的車輛行駛控制系統(tǒng)的主控制器之間的未圖示的接 口 (通信電路)。而且，圖1所示的次級側電壓傳感器24檢測初級側電 壓Vuc (次級側電容器23 )后將表示其的電壓信號Vuc賦予給馬達控制 裝置30m、 30g。
參照圖2，基于分解器17m所賦予的轉角信號SG0m，馬達控制裝 置30m內的微機計算電動馬達10m的轉子的轉角(磁極位置)0m以及 轉速(角速度)com。
另外，嚴格地說電動馬達10m的轉子的轉角與磁極位置不同，但是 兩者為正比例關系，比例系數由電動馬達10m的磁極數p決定。另夕卜， 轉速與角速度雖不同，但是兩者也為正比例關系，比例系數由電動馬達 10m的磁極數p決定。在本文中轉角em是指磁極位置的意思。轉速com 是指角速度的意思。轉速com是指角速度的意思，但是有時候也指轉速。
馬達控制裝置30m的微機在"輸出運算"35中通過分別將電動馬達 10m的轉子的磁極對的方向作為d軸而將與該d軸垂直的方向作為q 軸的公知的d-q軸模式上的向量控制運算進行反饋控制。因此，該微機 將電流傳感器14m 16m的電流檢測信號iUm、 iVm、 iWm轉換為數字 并讀出，利用電流反饋運算并使用作為公知的固定/轉動坐標變換的3 相/2相變換，將固定坐標上的3相電流值iUm、 iVm、 iWm轉換為轉動 坐標上的d軸以及q軸的2相電流值idm、 iqm。
未圖示的車輛行駛控制系統(tǒng)的主控制器將馬達目標轉矩TMAm賦 予馬達控制裝置30m的微機。另外，該主控制器基于上述車輛的車速 以及節(jié)氣門開度來計算車輛要求轉矩TO^n，與該車輛要求轉矩T(Tm 對應地生成目標轉矩TlVfm并將其賦予微機。微機將電動馬達10m的
14轉速orpm向主控制器輸出。
馬達控制裝置30m的微機在加法計算33中將下述轉矩校正值與馬 達目標轉矩TMAm相加，進而通過轉矩指令限制34從限制轉矩表(查 閱表)讀出與次級側電壓Vuc以及轉速com對應的限制轉矩T]yTmmax， 如果由加法計算33校正的目標轉矩TM*m超過T]Vfmmax，則將 TM*mmax定為目標轉矩TM*m。當在TM* mmax以下之時,將由加法 計算33校正的馬達目標轉矩TM*m定為目標轉矩TM*m。將施加了這 樣限制而生成的馬達目標轉矩Tftm賦予輸出運算35。
另外，限制轉矩表是以初級側電壓Vuc的變化范圍以及轉速com范 圍內的電壓Vuc和速度torn的各值為地址，并利用該地址將讀取電動馬 達10m能夠生成的最大轉矩作為限制轉矩T]Vfmmax寫入的存儲區(qū)域， 本實施例中意味著微機內的未圖示的RAM的l個存儲區(qū)域。對于限制 轉矩T]VTmmax而言，次級側電壓Vuc越高則越大而次級側電壓Vuc 越低則越小。并且，轉速com越低則越大而越高則越小。
上述微機內具有寫入了該限制轉矩表的數據TM*mmax的非易失性 存儲器，對微機施加工作電壓，微機在對自身以及圖l所示的馬達驅動 系統(tǒng)進行初始化的過程中，從非易失性存儲器讀出并寫入RAM。雖然 后面將提到微機具有多個其他的相同的查閱表，但是它們也與限制轉矩 表同樣意味著是讀入非易失性存儲器中的參照數據的RAM上的存儲區(qū) 域。
作為一個查閱表的第一高效率轉矩曲線表A在輸出運算35中，向 該第 一 高效率轉矩曲線表A寫入與馬達速度com以及馬達目標轉矩TAm 對應的用于以各馬達速度生成各目標轉矩T4m的各d軸電流值id。
根據d軸電流id以及q軸電流iq的各值決定電動馬達的輸出轉矩， 但是相對于一個轉速值，即在相同馬達轉速下存在無數個用于輸出相同 轉矩的id、 iq的組合，處于恒定轉矩曲線上。恒定轉矩曲線上存在最大 電力使用效率較高(最低電力消耗的)的id、 iq的組合，其是高效率轉 矩點。連接多個轉矩曲線上的高效率轉矩點的曲線是高效率轉矩曲線且 相對于各轉速存在。通過將與電動馬達的轉速對應的高效率轉矩曲線上 的被賦予的馬達目標轉矩T*m的位置的d軸電流id以及q軸電流iq設置為目標電流值來對電動馬達10m進行施力，使電動馬達10m輸出目 標轉矩T^n，且電動馬達施力的電力使用效率高。
本實施例中將高效率轉矩曲線分為表示d軸的值的第一高效率轉矩 曲線A和表示q軸的值的第二高效率轉矩曲線B的兩個系統(tǒng)，而且第 一高效率轉矩曲線a為具有一對適用于電力運行區(qū)域的和適用于再生 區(qū)域的曲線，均表示相對于馬達轉速和目標轉矩的d軸目標電流。
第一高效率轉矩曲線表A是寫入以目標轉矩T*m為目標的用于以 最低電力消耗發(fā)生目標轉矩的d軸目標電流的存儲區(qū)域，由總計一對電 力運行用的電力運行表Al和再生用的再生表A2構成。使用電力運行 用和再生用中的那個表，這是基于電動馬達的轉速com和被賦予的目標 轉矩fm判斷是電力運行還是再生并根據判斷結果決定。
但是，隨著電動馬達10m的轉速om上升，定子繞組11 13產生的 反電動勢上升，繞組11-13的端子電壓上升。因此，難以從逆變器19m 向繞組11~13供應目標電流，并且難以取得作為目標的轉矩輸出。這時， 在被賦予的馬達目標轉矩TAm的恒定轉矩曲線上，沿曲線使d軸電流 id以及q軸電流q分別下降Aid、 Aiq量，因此電力使用效率雖降低， 但是能夠輸出目標轉矩T^n。這被叫做弱磁場控制。d軸弱磁場電流Aid 由磁場調整量運算生成，計算d軸電流指令并計算q軸電流指令。d軸 弱磁場電流Aid由弱磁場電流運算41計算。其內容將在后面敘述。
微機MPA在"輸出運算，，35中的d軸電流指令計算中，從根據由轉 矩指令限制決定的目標轉矩T*m從第一高效率轉矩曲線表A讀出的d 軸電流值id減去d軸弱磁場電流Aid來計算d軸目標電流i(f:
id*=-id-Aid …(1)
在q軸電流指令的計算中使用處于輸出運算35的第二高效率轉矩 曲線表B。第二高效率轉矩曲線表B將高效率轉矩曲線的表示q軸的值 的第二高效率轉矩曲線B進一步校正為表示減去了與d軸弱磁場電流 △id成對的q軸弱磁場電流Aiq的q軸目標電流的曲線，存儲校正后的 第二高效率轉矩曲線B的數據。
第二高效率轉矩曲線B是寫入以目標轉矩T*m以及弱d軸磁場電流Aid為目標的用于以最低電力消耗產生目標轉矩的d軸目標電流，即 校正后的第二高效率轉矩曲線B的目標電流值的存儲區(qū)域，也由總計一 對的電力運行用的電力運行表Bl和再生用的再生表B2構成。使用電 力運行用和再生用中的哪個表，這是基于電動馬達的轉速om和目標轉 矩T^n判斷是電力運行還是再生并根據判斷結果決定。
在q軸電流指令的計算中，將以目標轉矩T*m以及d軸弱磁場電流 itf為目標的q軸目標電流iq^從第二高效率轉矩曲線表B讀出并作為q 軸電流指令。
馬達控制裝置30m的微機利用輸出運算35計算d軸目標電流id* 和d軸電流id的電流偏差Sid以及q軸目標電流iq+和q軸電流iq的電 流偏差Siq，基于各電流偏差Sid、 Siq進行比例控制以及積分控制(反 饋控制的PI計算)。即，基于電流偏差5id計算表示比例成分的電壓指 令值的電壓下降Vzdp以及表示積分成分的電壓指令值的電壓下降 Vzdi，并對電壓下降Vzdp、 Vzdi進行加法計算，計算電壓下降Vzd:
Vzd = Vzdp + Vzdi ... (2)
另外，輸出運算35讀入轉速co以及q軸電流iq，基于轉速o、 q 軸電流iq以及q軸電感Lq計算被q軸電流iq感應的感應電壓ed:
ed = om'Lq'iq ... (3)
并且從上述電壓下降Vzd減去感應電壓ed，計算作為輸出電壓的d 軸電壓指令值vcT:
vd* = Vzd - ed
=Vzd - com爭Lq.iq …(4)
另外，輸出運算35基于電流偏差3iq計算表示比例成分的電壓指 令值的電壓下降Vzqp以及表示積分成分的電壓指令值的電壓下降 Vzqi，并對電壓下降Vzqp、 Vzqi進行加法計算，計算電壓下降Vzq:
Vzq = Vzqp + Vzqi
另外，輸出運算35基于轉速(o、反電動勢常數MIf、 d軸電流id
17以及d軸上的電感Ld計算被d軸電流id感應的感應電壓eq: eq = om(MIf+Ld*id) ... (5)
另外，對電壓下降Vzq加上感應電壓eq計算作為輸出電壓的q軸 電壓指令值vq、
vq* = Vzq + eq
=Vzq +體(MIf + Ld"d) ... ( 6 )
接著，利用作為轉動/固定坐標轉換的2相/3相轉換36，根據2相/3 相轉換將轉動坐標上的目標電壓vd、乂及vqA轉換為固定坐標上的各相 目標電壓Vlf、 VV\ VW\這是在電壓控制模式為3相調制之時經由 調制37發(fā)送至PWM脈沖發(fā)生器50。電壓控制模式為3相調制時，利 用調制37的2相調制38將3相調制模式的各相目標電壓Vlf 、 VV\ VW^轉換為2相調制的電壓后發(fā)送至PWM脈沖發(fā)生器50。電壓模式是 將全相作為矩形波通電的1個脈沖模式時，利用調制37的1個脈沖轉 換將3相調制模式的各相目標電壓Vlf、 VV\ VX^轉換為作為各相矩 形波通電的電壓后賦予給PWM脈沖發(fā)生器50。
如果賦予3相目標電壓Vlf、 VV*、 VW*,則PWM脈沖發(fā)生器50 將它們的各值的電壓轉換為用于輸出的與載波時鐘發(fā)生器47賦予的低 頻(5KHz)或者高頻(7.5KHz)的時鐘同步的該頻率(載波頻率)的 PWM脈沖MUm、 MVm、 MWm，并輸出到圖l所示的驅動電路20m。 驅動電路20m基于PWM脈沖MUm、 MVm、 MWm同時產生6個序 列的驅動信號，利用各個序列的驅動信號將電壓型逆變器19m的晶體 管Trl Tr6分別導通/截止。由此分別對電動馬達10m的定子繞組11~13 施加Vlf、 VV*、 VW*,流過相電流iUm、 iVm以及iWm。如果賦予2 相調制模式的各相目標電壓，則PWM脈沖發(fā)生器采用2相發(fā)生PWM 脈沖而剩余的1相為接通/斷開(恒壓輸出)信號。如果賦予1個脈沖 調制模式的各相目標電壓，則輸出各相為矩形波通電的通電區(qū)間信號。
弱磁場電流運算41計算作為用于弱磁場控制的參數的電壓飽和指 標m。即，基于d軸電壓指令值vd、乂及q軸電壓指令值vq、十算電壓 飽和判斷指標mi作為表示電壓飽和程度的值<formula>formula see original document page 19</formula>
從電壓飽和判斷指標mi減去使表示逆變器19m的最大輸出電壓的 閾值為比較值Vmax時的常數kv，
<formula>formula see original document page 19</formula>8)
由此計算電壓飽和計算值AV，計算磁場調整量。 AV-mi-kv …(9)
在磁場調整量的計算中對AV累加，當總值i;AV取正值之時，將 總值Z厶V乘以比例常數計算用于進行弱磁場控制的d軸弱磁場電流 △id,設定為正值，當電壓飽和計算值AV或者總值ZAV取零以下的 數值之時，將上述調整值Aid以及總值ZAV設為零。調整值Aid在d 軸電流指令的計算以及q軸電流指令的計算中使用。
"2相/3相轉換"36在2相/3相轉換過程中計算電動機目標電壓Vm* 。 Vm*-( (Vd*2+Vq*2)。根據該電動機目標電壓Vn^和次級側電容器 23的電壓Vuc (電壓傳感器24的電壓檢測值)，調制控制42的調制比 計算43計算調制比Mi。
Mi = Vm*/Vuc …(10)
載波頻率&調制模式決定44基于電動機10m的目標轉矩T*、轉速 a)以及調制比Mi來決定載波頻率以及調制模式。指示載波時鐘發(fā)生器 47輸出決定了的載波頻率，根據決定了的調制模式指示調制37中的選 擇40輸出該調制模式的目標電壓。另外，將決定了的載波頻率以及調 制模式賦予給轉矩誤差校正46。
轉矩誤差校正46在將載波頻率從低頻fc切換為高頻k.fc并將電壓 控制模式從3相調制切換為2相調制的第一轉變之時，從第一轉變用的 查閱表(Dpwm、 k.fc用)讀出分配為電動機10m的現在的目標轉矩 TP以及轉速o)的降低切換前后的轉矩差的第一轉矩校正值并在加法計 算33中加到轉矩指令值TlVPm。在作為其相反切換的第二轉變(從k.fc、2相調制向fc、 3相調制的轉變)之時，從第二轉變用的查閱表(SVpwm、 fc用)讀出分配給電動機10m的現在的目標轉矩1*以及轉速o的降低 切換前后的轉矩差的第二轉矩校正值并在加法計算33中加到轉矩指令 值TM*m。進行這樣的校正之時再次執(zhí)行轉矩指令限制34~2相/3相轉 換36，從調制37輸出載波頻率&調制模式決定44決定了的調制模式的 各相目標電壓。另外，在第一轉變以及第二轉變后，各相目標電壓的切 換保留到上述再次的轉矩指令限制34~2相/3相轉換36的運算結束。
圖2中表示的微機MPU除了 CPU之外還具備用于記錄數據或者各 種程序的RAM、 ROM以及閃速存儲器，利用向RAM寫入被存儲于 ROM或者閃速存儲器的程序、參照數據以及查閱表，基于該程序進行 圖2中雙點劃線區(qū)域圍著表示的輸入處理、運算以輸出處理。
圖3中表示微機MPU (的CPU)基于上述程序執(zhí)行的馬達驅動控 制MDC的概要。如果施加動作電壓，則微機MPU進行自身以及PWM 脈沖發(fā)生器50以及載波時鐘發(fā)生器47和驅動電路20m的初始化，將 驅動電動機10m的逆變器19m設定為停止待機狀態(tài)。另外，等待來自 未圖示的車輛行駛控制系統(tǒng)的主控制器的馬達驅動開始指示。如果賦予 了馬達驅動開始指示，則微機MPU利用"開始處理"(步驟1)在內部 寄存器中設定電動機控制的初始值，在"輸入讀出"(步驟2)中讀入輸 入信號或者數據。即，通過數字轉換讀入由主控制器賦予的第一目標轉 矩TlVfm、由電流傳感器14m 16m檢測的各相電流iU、 iV、 iW、分解 器17m的轉角信號SG9m以及電壓傳感器21、24的檢測電壓Vdc、Vuc。
另外，在下述內容中括號內省略步驟這一用語而僅僅記載步驟的號碼。
接著，微機MPU基于讀入的轉角信號SGe (轉角數據SGe)計算 轉角e以及轉速co(3)。圖2中將該功能表示為角度、速度運算32。接 著，微機MPU從限制轉矩表中讀出與讀出的馬達目標轉矩T!Vr、讀出 的直流電壓Vuc以及計算出的轉速o對應的限制轉矩TM*max，如果 讀出的馬達目標轉矩T1VT超過TM*max，則將T]VTmax i更定為目標轉 矩T*。當在T]Vfmax以下之時，將讀入的馬達目標轉矩TlVfi殳定為目 標轉矩TA (4)。圖2中將該功能表示為轉矩指令限制34。接著，微機 MPU利用3相/2相變換將讀出的3相的電流檢測信號iU、 iV、 iW變
20換為2相的d軸電流值id以及q軸電流值(5)。圖2中將該功能表示 為電流反 饋31。接著，微機MPU計算用于進行d軸弱磁場控制的d軸 弱磁場電流Aid (6)。圖2中將該功能表示為弱磁場電流運算41。
"輸出運算"(7)的內容與上述圖2所示的輸出運算35的內容相同。 將在該"輸出運算，，(7)中計算出的d-q軸的電壓目標值V(T、 VqA轉換 為3相調制模式的各相目標電壓VU*、 VV*、 VW* (8)。這時還計算 電動機目標電壓Vm^接著，在"調制控制，，(9)中計算調制比Mi，基 于調制比Mi、目標轉矩1*以及轉速o決定載波頻率以及調制模式。
圖4中表示"調制控制"(9 )的內容。這里計算調制比Mi=Vm*/Vuc (21)，基于電動機10m的目標轉矩T*、轉速co以及調制比Mi決定載 波頻率以及調制模式(22)。下面，參照圖6~圖9來敘述"載波頻率&調 制模式決定"(22)的內容。已決定的載波頻率與現在輸出中的載波頻 率不同，在從低頻fc ( 5KHz )向高頻k.fc ( 7.5KHz;本實施例中k=1.5 ) 切換的情況下，從2相調制、高頻用(Dpwm、 k.fc用)的查閱表讀出 用于減小該切換所致的輸出轉矩差的分配給現在目標轉矩以及轉速的 校正值(24),對轉矩指令值T1VP進行讀出的校正值量的校正(26)， 基于校正了的轉矩指令值再次執(zhí)行步驟6~8再次計算3相調制模式的各 相目標電壓(瞬時值)VU*、 VV*、 VW* (27)。決定了的載波頻率與 現在輸出中的載波頻率不同，在從高頻k.fc( 7.5KHz )向低頻fc( 5KHz ) 的切換的情況下，從3相調制、低頻用(SVpwm、 fc用)的查閱表讀 出用于減小該切換所致的輸出轉矩差的分配給現在目標轉矩以及轉速 的校正值(25)，對轉矩指令值TMA (26)進行讀出了的校正值量的校 正，基于已校正的轉矩指令值再次執(zhí)行步驟6~8再次計算3相調制模式 的各相目標電壓VU、 VV*、 VW* (27)。
再次參照圖3。在接著的"輸出更新，，(10)中，將由調制控制(9) 決定的調制模式的各相目標電壓輸出到PWM脈沖發(fā)生器50，并且向載 波時鐘發(fā)生器47指示輸出決定了的載波頻率。接著，等待到下一反復 處理定時(ll)，之后再次進入"輸入讀出"(2)。然后，執(zhí)行上述的"輸 入讀出，，(2)以下的處理。在等待到下一反復處理定時期間，如果從系 統(tǒng)控制器收到停止指示，則微機MPU于是停止用于馬達轉動施力的輸參照圖5。在上述的"載波頻率&調制模式的決定"(22)中，如果現在的調制模式是SVpwm (3相調制模式、低頻fc)，則檢索目標轉矩以及轉速是否處于應該將載波頻率形成為高頻k.fc的第一區(qū)域(向高頻轉換區(qū)域)內的A (圖7~圖9)(42)，如果處于第一區(qū)域內的A,則將載波頻率決定為高頻k.fc，與此對應將電壓控制模式從3相調制(SVpwm)向2相調制切換(43)。在處于A以外之時，檢索保持低頻fc不變從3相調制向2相調制切換的條件是否成立(44)，如果成立則保持低頻fc不變從3相調制向2相調制(Dpwm)切換。
如果現在調制模式是Dpwm(2相調制模式、低頻fc)，則檢索目標轉矩以及轉速是否處于應該將載波頻率形成為高頻k.fc的第一區(qū)域內的B(圖7~圖9 )( 46 )，如果處于B，則將載波頻率決定為高頻k'fc( 47 )。電壓控制模式繼續(xù)2相調制模式。在處于B以外之時，檢索保持低頻fc不變從2相調制向3相調制(SVpwm)切換的條件是否成立(48)，如果成立，則保持低頻fc不變從2相調制(Dpwm)向3相調制(SVpwm )切換U9)。如果向3相調制(SVpwm)切換的條件不成立，則檢索應該將電壓控制模式設為1個脈沖的條件是否成立(50),如果成立則向1個脈沖切換(51)。
接著再次參照圖6。如果現在的調制模式是A或者B (2相調制模式、高頻k.fc)，則檢索應該將電壓控制模式設為1個脈沖的條件是否成立(52)，如果成立則切換為l個脈沖(53)。如果設為l個脈沖的條件不成立，則檢索目標轉矩以及轉速是否處于第一區(qū)域外側的圖7~圖9中虛線表示的第二區(qū)域外(向低頻切換的區(qū)域高頻解除區(qū)域)(54),如果其是第二區(qū)域外則需要解除高頻，因此進一步檢索是否是3相調制區(qū)域(55 ),如果是則設定3相調制模式以及低頻fc ( SVpwm) ( 56 )。如果不是3相調制區(qū)域，則設定2相調制模式以及低頻(Dpwm ) ( 57 )。
如果現在的調制模式是1個脈沖(58)，則檢索應該將載波頻率設為高頻的條件是否成立(59)，如果成立則將載波頻率設為載波頻率為高頻k.fc，與此連動將電壓控制模式設定為2相調制模式(A或者B )(60)。如果應該設定為高頻的條件不成立，則檢索應該設定為2相調制、低頻fc (Dpwm)的條件是否成立(61)，如果成立則"&定為2相調制、低頻fc (Dpwm) ( 62 )。
22圖7、圖8以及圖9中分別表示利用電壓傳感器25檢測的變換器40的次級側電壓Vuc為220V、 300V以及400V的情況下的上述的區(qū)域區(qū)《、"SVpwm，， (3相調制、《氐頻fc)、 "A、 B，，(2相調制、高頻k'fc)、"Dpwm，， ( 2相調制、低頻fc )以及"l個脈沖，，(全相矩形波通電)。"A"是隨著用于降低邊帶噪聲的從栽波頻率的低頻fc向高頻k.fc切換，如果是同一頻率(fc)則采用3相調制的區(qū)域，但是為了降低向高頻的切換而導致的開關損失而采用2相調制的區(qū)域。"B"是將為了降低開關損失而采用2相調制的區(qū)域，為了降低邊帶噪聲而將載波頻率從低頻向高頻k*fc切換的區(qū)域。
圖5以及圖6表示的載波頻率的低/高切換以及高/低切換的參照值(閾值)以及調制模式的切換的參照值均按照次級側電壓Vuc的范圍區(qū)分作為參照數據表(LUT:查閱表)存儲于微機MPU內的存儲器中，微機MPU從與執(zhí)行圖5以及圖6表示的"載波頻率&調制模式決定"(22)之時的Vuc數值對應的LUT讀出上述參照值來使用。
但是，在區(qū)域A、 B中為了抑制邊帶噪聲而釆用的高頻k.fc的k優(yōu)選是l〈k〈2。如果k^ 1則沒有抑制邊帶噪聲的效果，如果k〉2則開關損失增大。本實施例中采用k=1.5而高頻為7.5KHz。
如果高頻為k-1.5，則如圖10所示，在為了抑制邊帶噪聲而采用高頻k'fc的區(qū)域A、 B中，電動機10m和逆變器19m (10g和19g相同)的電力損失的合計，即總計損失在沒有采用高頻而與全域低頻fc(5KHz)的參考例相同程度。即，"A"區(qū)域中通過釆用高頻k'fc,使電動機10m的鐵耗(鐵心損耗)在比較低的轉速范圍內上升，但是逆變器19m的開關損失因為從3相調制向2相調制的轉換而降為更低，因此總計損失沒有顯著上升。"B"區(qū)域維持2相調制模式不變而切換為升高載波頻率，因此逆變器19m的開關損失增加，鐵耗降低，因此總計損失沒有顯著上升。
這樣，根據本發(fā)明總計損失沒有發(fā)生顯著上升。A、 B區(qū)域均為高頻k.fc，因此能夠抑制邊帶噪聲。即，本發(fā)明電動機驅動的電力損失沒有顯著增大，能夠抑制邊帶噪聲。
以上，針對控制驅動車輛轉動的電動馬達10m的動作的馬達控制裝置30m的控制功能進行了說明。
再次參照圖1。被車輛上發(fā)動機驅動轉動的電動機10g有時候被叫做發(fā)電機或者電動發(fā)電機，本實施例中電動機lOg在啟動發(fā)動機時是驅動發(fā)動機啟動的電動馬達(電力運行)，如果發(fā)動機啟動則其是被發(fā)動機驅動轉動而發(fā)電的發(fā)電機(再生)?？刂圃撾妱訖ClOg的馬達控制裝置30g的功能以及作用與馬達控制裝置30m相同，另外向電動機lOg供電的逆變器19g的構成以及動作與逆變器19m相同。馬達控制裝置30g的構成以及功能與馬達控制裝置30m相同。
在啟動發(fā)動機時由未圖示的主控制器向馬達控制裝置30g賦予正值的目標轉矩TM*g，馬達控制裝置30g進行與馬達控制裝置30m的上述控制動作相同的控制動作。如果發(fā)動機啟動其輸出轉矩上升，則主控制器將目標轉矩TM、切換為發(fā)電(再生)用的負值。由此馬達控制裝置30g控制逆變器19g以便電動機lOg的輸出轉矩形成負值的目標轉矩(發(fā)動機的目標負載)。該內容(輸出控制運算)也與馬達控制裝置30的上述輸出控制運算相同。
如上所示，作為變換器40的輸出電壓的次級側電壓Vuc(次級側電容器23的電壓)用于馬達控制裝置30m、 30g內的轉矩指令控制運算，并且也可以用于弱磁場電流Aid、 Aiq的計算。該次級側電壓Vuc在利用初級側直流電源18、 22的電力容量能夠實現次級側電壓最高值以下，優(yōu)選根據目標轉矩TM*m、 TlVPg以及轉速來調整次級側電壓Vuc，以便目標轉矩越大則次級側電壓Vuc越高并且轉速越高則次級側電壓Vuc越高。變換器控制裝置30v執(zhí)行該次級側電壓Vuc的調整。
變換器控制裝置30v在本例子中也是以微機為主體的電子控制裝置，并且包括微機、未圖示接口 (信號處理電路)以及PWM脈沖發(fā)生器，另外也包括在微機和上述車輛上的未圖示的車輛行駛控制系統(tǒng)的主控制器之間的未圖示的接口 (通信電路)。
變換器控制裝置30v讀出馬達控制裝置30m賦予的次級側目標電壓Vuc*m (第一次級側目標電壓Vuc*g)以及馬達控制裝置30g賦予的次級側目標電壓Vuc*g (第二次級側目標電壓Vuc*g )，并且通過數字轉換讀出各傳感器21、 24檢測出的電池電壓Vdc。接著，將第一次級側目
24決定 為目標電壓Vuc*，生成控制升壓用開關元件42的接通/斷開的PWM信 號Pvf以及控制再生用(降壓用)開關元件43的接通/斷開的PWM信 號Pvr并賦予給驅動電路20v，以4吏電壓傳感器24檢測的電壓Vuc為 目標電壓Vuc。驅動電路20v基于PWM信號Pvf、 Pvr接通、斷開半 導體開關42、 43。當需要升壓時對變換器40的升壓用開關元件42的接 通/斷開進行PWM控制，當需要降壓時，對變換器40的再生用開關元 件43的接通/斷開進行PWM控制。這些升壓用半導體開關42和再生 用半導體開關43互補地進行開關動作，以便在前者接通期間后者斷開 而在前者斷開期間后者接通。
權利要求
1.一種電動機控制裝置，具備直流電源；逆變器，其介于電動機和所述直流電源之間用于控制兩者間的電力的交換；逆變器控制單元，其生成與電壓指示信號對應的占空比的對所述逆變器進行開關控制的PWM脈沖并向逆變器輸出；變頻單元，其根據頻率控制信號來改變所述逆變器控制單元生成的PWM脈沖的載波頻率；以及馬達控制單元，其在所述電動機的目標轉矩以及轉速處于規(guī)定區(qū)域內時向所述變頻單元賦予將所述載波頻率設定為高頻的頻率控制信號，在進行該切換時控制所述電動機的3相電壓的電壓控制模式是分別通過PWM控制3相的各相電壓的3相調制模式的情況下，切換為2相通過PWM控制而1相停止PWM開關控制的2相調制模式；而在所述目標轉矩以及轉速處于所述規(guī)定區(qū)域以外時，向所述變頻單元賦予將所述載波頻率設定為比所述高頻低的低頻的頻率控制信號；向所述逆變器控制單元賦予用于將所述電動機的輸出轉矩作為所述目標轉矩的電壓指示信號。
2. 根據權利要求l所述的電動機控制裝置，其中所述馬達控制單元在將載波頻率從所述低頻向所述高頻切換時，在 所述電壓控制模式是2相調制模式的情況下即使切換為高頻也繼續(xù)2相調制模式。
3. 根據權利要求l所述的電動機控制裝置，其中 當所述低頻為fc時，所述高頻為k-fc，其中l(wèi)〈k〈2。
4. 根據權利要求l所述的電動機控制裝置，其中所述馬達控制單元基于作為電動機目標電壓相對于所述直流電源 賦予給逆變器的直流電壓之比的調制比、以及所述電動機的轉速來決定 所述電壓控制模式；當栽波頻率在3相調制模式下變?yōu)樗龈哳l之時或 者載波頻率為所述高頻而將電壓控制模式決定為3相調制模式之時，通 過將該3相調制模式變?yōu)?相調制模式，擴大執(zhí)行2相調制模式的所述 調制比和轉速的區(qū)域。
5. 根據權利要求l所述的電動機控制裝置，其中所述規(guī)定區(qū)域包括第一區(qū)域、以及包含第一區(qū)域且比第一區(qū)域大的 第二區(qū)域，所述馬達控制單元進行下述的切換，如果載波頻率為所述低頻時所 述電動機的目標轉矩以及轉速處于第一區(qū)域內則切換為所述高頻，而如 果栽波頻率為所述高頻時所述電動機的目標轉矩以及轉速處于第二區(qū) 域外則切換為所述低頻。
6. 根據權利要求5所述的電動機控制裝置，其中所述馬達控制單元在將載波頻率從所述低頻向所述高頻切換并將 電壓控制模式從3相向2相切換的第一轉變之時，將降低該切換前后的 轉矩差的第一轉矩校正值與目標轉矩相加，而在作為其相反切換的第二 轉變之時，將降低該切換前后的轉矩差的第二轉矩校正值與目標轉矩相 加來進行校正，并且向所述逆變器控制單元賦予用于將所述電動機的輸 出轉矩設定為所述校正了的目標轉矩的電壓指示信號。
7. 根據權利要求l所述的電動機控制裝置，其中所述規(guī)定區(qū)域是抑制邊帶噪聲的對象區(qū)域，所述高頻是降低邊帶噪 聲的頻率。
8. 根據權利要求l所述的電動機控制裝置，其中 所述低頻是降低所述逆變器的開關損耗的頻率。
9. 一種驅動裝置，具備權利要求1至8中任意一項所述的電動機控制裝置；以及電動機，其是由該電動機控制裝置的所述逆變器供電的所述電動 機，并且用于驅動車輪。
10. —種混合驅動裝置，具備 直流電源；驅動車輪的第一電動機； 由燃料發(fā)動機驅動轉動的第二電動機；第一逆變器，其介于第一電動機和所述直流電源之間用于控制兩者 間的電力的交換；第二逆變器，其介于第二電動機和所述直流電源之間用于控制兩者間的電力的交換；第一逆變器控制單元，其生成與第一電壓指示信號對應的占空比的對所述第一逆變器進行開關控制的第一 PWM脈沖并向第一逆變器輸出；第二逆變器控制單元，其生成與第二電壓指示信號對應的占空比的對所述第二逆變器進行開關控制的第二 PWM脈沖并向第二逆變器輸出；第一變頻單元，其根據第一頻率控制信號來改變第一逆變器控制單元生成的第一 PWM脈沖的第一載波頻率；第二變頻單元，其根據第二頻率控制信號來改變第二逆變器控制單元生成的第二PWM脈沖的第二栽波頻率；第一馬達控制單元，其在第一電動機的目標轉矩以及轉速處于第一規(guī)定區(qū)域內時向所述變頻單元賦予將第一載波頻率設定為高頻的第一頻率控制信號，在進行該切換時控制第一電動機的3相電壓的電壓控制模式是分別通過PWM控制3相的各相電壓的3相調制模式的情況下，切換為2相通過PWM控制而1相停止PWM開關控制的2相調制模式；而在第一載波頻率為所述高頻的情況下所述目標轉矩以及轉速處于所述規(guī)定區(qū)域以外時，向第一變頻單元賦予將第一載波頻率設定為比所述高頻低的低頻的第一頻率控制信號，如果向3相調制模式進行切換的條件成立則向3相調制模式進行切換；向第一逆變器控制單元賦予用于使第一電動機的輸出轉矩為所述目標轉矩的第一電壓指示信號；以及第二馬達控制單元，其在第二電動機的目標轉矩以及轉速處于第二規(guī)定區(qū)域內時向所述變頻單元賦予將第二載波頻率設定為高頻的第二頻率控制信號，在進行該切換時控制第二電動機的3相電壓的電壓控制模式是分別通過PWM控制3相的各相電壓的3相調制模式的情況下，切換為2相通過PWM控制而l相停止PWM開關控制的2相調制模式；而在第二載波頻率為所述高頻的情況下所述目標轉矩以及轉速處于所述規(guī)定區(qū)域以外時，向第二變頻單元賦予將第二載波頻率設定為比所述高頻低的低頻的第二頻率控制信號，如果向3相調制模式進行切換的條件成立則向3相調制模式進行切換；向第二逆變器控制單元賦予用于使第二電動機的輸出轉矩為所述目標轉矩的第二電壓指示信號。
全文摘要
本發(fā)明能夠降低邊帶噪聲并且抑制電力損失。將逆變器(19m)插入電動機(10m)和直流電源(18～23)之間，利用PWM脈沖對該逆變器進行開關控制來控制電動機和直流電源之間的電力的轉換中，當電動機的目標轉矩(TM^*m)以及轉速(ω)處于為了抑制邊帶噪聲而設定的第一區(qū)域(A、B)內時將PWM脈沖的載波頻率設定為邊帶噪聲少的高頻(k·fc7.5KHz)，而處于第一區(qū)域之外的第二區(qū)域時設定為載波頻率比上述高頻低的減低逆變器的開關損耗的低頻(fc5KHz)，對電動機的繞組電壓進行PWM控制，以使電動機的輸出轉矩設定為目標轉矩。高頻為k·fc，其中1＜k＜2。
文檔編號H02P6/08GK101682288SQ200880016668
公開日2010年3月24日 申請日期2008年9月9日 優(yōu)先權日2007年11月1日
發(fā)明者大野佳紀, 蘇布拉塔·薩哈, 藤原勛, 衣笠誠一, 西村圭亮, 長谷川和馬 申請人:愛信艾達株式會社