專利名稱：電荷泵電路及其控制電路、控制方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電荷泵電路。
背景技術(shù)：
在近年的便攜式電話、PDA ( Personal Digital Assistants:個人數(shù)字助理) 等電子設(shè)備中，安裝有例如被用作液晶的背光燈的LED( Light Emitting Diode: 發(fā)光二極管)那樣需要比電池電壓高的驅(qū)動電壓的器件。例如在這些小型信 息終端中，較多使用鋰離子電池，其輸出電壓通常是3.5V左右，充滿電時是 4.2V左右，但作為LED的驅(qū)動電壓，需要比電池電壓高的電壓。這樣，在需 要比電池電壓高的電壓時，使用電荷泵電路或開關(guān)調(diào)節(jié)器來使電池電壓升壓， 得到驅(qū)動LED所需的電壓。
池電壓是3V,升壓率為2倍時，輸出電壓被固定為6V。因此，當(dāng)負(fù)載電路 需要低于6V的驅(qū)動電壓時，就需要在電荷泵電路的輸入側(cè)或輸出側(cè)插入功 率晶體管，調(diào)節(jié)其導(dǎo)通電阻，由此調(diào)節(jié)^T出電壓。例如專利文獻(xiàn)1中記載有 相關(guān)技術(shù)。
專利文獻(xiàn)1:特開2000 - 262043號/〉才艮

發(fā)明內(nèi)容
〔發(fā)明所要解決的課題〕 在使用專利文獻(xiàn)1中記載的技術(shù)時，需要使用功率晶體管，所以電路的 部件數(shù)和電路面積都要增加。
本發(fā)明是鑒于這樣的課題而設(shè)計的，其目的在于提供一種既能抑制電路 規(guī)模的增大，又能將輸出電壓調(diào)節(jié)為所希望的值的電荷泵電路。 〔用于解決課題的手段〕
本發(fā)明的一個方案涉及一種包括至少一個快速電容器和至少一個輸出電 容器的電荷泵電路的控制電路。該控制電路包括第1開關(guān)組，包含設(shè)置在利用輸入電壓對快速電容器進(jìn)行充電的路徑上的至少一個開關(guān)；第2開關(guān)組， 包含設(shè)置在利用蓄積在快速電容器中的電荷對輸出電容器進(jìn)行充電的路徑上 的至少一個開關(guān)；脈沖調(diào)制器，生成脈沖信號，該脈沖信號的占空比被調(diào)節(jié)，
動器，從脈沖調(diào)制器接收脈沖信號，在與脈沖信號的高電平期間相應(yīng)的期間， 使第1開關(guān)組、第2開關(guān)組的任一者接通，在與其低電平期間相應(yīng)的期間， 使另一者導(dǎo)通；其中，脈沖調(diào)制器將脈沖信號的占空比限制在預(yù)定的范圍內(nèi)。
根據(jù)該方案，根據(jù)脈沖信號的占空比，通過反饋調(diào)節(jié)對快速電容器的充 電時間和對輸出電容器的充電期間。結(jié)果，能夠不在電荷泵電路的前后設(shè)置 調(diào)節(jié)器地將電荷泵電路的輸出電壓穩(wěn)定在所希望的值。
脈沖調(diào)制器進(jìn)行周期固定、脈沖寬度變化的脈沖寬度調(diào)制。 (l)脈沖調(diào)制器可以調(diào)制脈沖信號，使得反饋電壓越低，高電平期間就 越長，并且，對脈沖信號的占空比設(shè)定上限值進(jìn)行調(diào)制，使得脈沖信號的占 空比在上限值以下的范圍內(nèi)變化。所謂"占空比"是指脈沖信號的高電平期 間相對于周期時間的比率。
此時，驅(qū)動器可以在與脈沖信號的高電平期間相應(yīng)的期間使第1開關(guān)組 接通，在與低電平期間相應(yīng)的期間使第2開關(guān)組接通。
在該情況下，由于第2開關(guān)組接通的時間比第1開關(guān)組接通的狀態(tài)長， 所以能夠減少輸出電壓的波動。
另外，上限值可以被設(shè)定為大于0%、小于或等于電荷泵電路對負(fù)載的 電流供給能力變成最大時的占空比的值。
提供給輸出電容器的電荷隨占空比從0%起增大而增加，在占空比為某 預(yù)定值時變成最大。占空比超過預(yù)定值地增大時，提供給輸出電容器的電荷 就反過來呈減少趨勢。因此，通過將脈沖信號的占空比的上限值設(shè)定為預(yù)定 值以下的值，能夠使電路穩(wěn)定工作。
脈沖調(diào)制器可以還將脈沖信號的占空比與預(yù)定的下限值進(jìn)行比較，在脈 沖信號的占空比小于下限值時，固定脈沖信號的電平。
在輕負(fù)載時隨著負(fù)載電流減少，反饋電壓變高，占空比變小。通過在占 空比變得小于下限值時固定脈沖信號的占空比，能夠使電荷泵電路的開關(guān)動 作暫停，使之間歇地進(jìn)行動作。結(jié)果，能夠減少電荷泵電路的消耗電流。
脈沖調(diào)制器在脈沖信號的占空比小于下限值時固定脈沖信號的電平，使得第2開關(guān)組接通。
在該情況下，開關(guān)動作在與負(fù)載相連的電容較大的狀態(tài)下停止，所以能 夠減少輸出電壓Vout的波動。
(2)脈沖調(diào)制器可以調(diào)制脈沖信號，使得反饋電壓越低，低電平期間就 越長，并且，對脈沖信號的占空比設(shè)定下限值進(jìn)行調(diào)制，使得脈沖信號的占 空比在下限值以上的范圍內(nèi)變化。
驅(qū)動器可以在與脈沖信號的低電平期間相應(yīng)的期間，使第1開關(guān)組接通，
在與高電平期間相應(yīng)的期間，使第2開關(guān)組接通。
在該情況下，第2開關(guān)組接通的時間比第1開關(guān)組接通的狀態(tài)長，所以
能夠減少輸出電壓的波動。
下限值可以被設(shè)定為小于100%、大于或等于電荷泵電路對負(fù)載的電流 供給能力變成最大時的占空比的值。
提供給輸出電容器的電荷隨占空比從100%起變小而增加，在占空比為 預(yù)定值時變成最大。當(dāng)占空比跨越預(yù)定值地變小時，提供給輸出電容器的電 荷反過來呈減小趨勢。因此，通過將脈沖信號的占空比的下限值設(shè)定為預(yù)定 值以下的值，能夠使電路穩(wěn)定工作。
脈沖調(diào)制器可以還對脈沖信號的占空比設(shè)定上限值，在脈沖信號的占空 比大于上限值時，固定脈沖信號的電平。
此時，能夠在輕負(fù)載時使之間歇地進(jìn)行動作，能夠減少消耗電流。
優(yōu)選脈沖調(diào)制器在脈沖信號的占空比大于上限值時固定脈沖信號的電 平，使得第2開關(guān)組接通。
此時，開關(guān)動作在與負(fù)載相連的電容較大的狀態(tài)下停止，所以能夠減少 專敘出電壓的波動。
本發(fā)明的另一方案涉及一種電荷泵電路。該電荷泵電路包括快速電容 器；輸出電容器；控制快速電容器和輸出電容器的充放電狀態(tài)的上述控制電路。
本發(fā)明的再一個方案涉及一種包括至少一個快速電容器和至少一個輸出 電容器的電荷泵電路的控制方法。該控制方法包括利用輸入電壓對快速電 容器充電的步驟；利用蓄積在快速電容器中的電荷對輸出電容器充電的步驟； 生成對與電荷泵電路的輸出電壓相應(yīng)的反饋電壓與預(yù)定的基準(zhǔn)電壓的誤差進(jìn) 行放大后的誤差電壓的步樣;以預(yù)定周期的三角波信號對誤差電壓限幅，生成被脈沖寬度調(diào)制后的脈沖信號的步驟；將脈沖信號的脈沖寬度限制在預(yù)定 的范圍內(nèi)的步驟；在與脈沖信號的高電平期間相應(yīng)的期間，使第1開關(guān)組、 第2開關(guān)組中的一者接通，在與低電平期間相應(yīng)的期間使另一開關(guān)組接通的步驟。
對脈沖信號的低電平期間和高電平期間中的時間較長者分配第2開關(guān)組 的接通，對較短者分配第1開關(guān)組的接通。
另外，將以上結(jié)構(gòu)要件的任意組合、本發(fā)明的結(jié)構(gòu)要件以及表現(xiàn)方式在 方法、裝置、系統(tǒng)等之間相互轉(zhuǎn)換的方案，作為本發(fā)明的實施方式也是有效的。
〔發(fā)明效果〕
通過本發(fā)明，能夠提供一種既能抑制電路規(guī)模的增大，又能將輸出電壓 調(diào)節(jié)為所希望的值的電荷泵電路。


圖1是表示本發(fā)明實施方式的電荷泵電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。 圖2是圖1的電荷泵電路的信號波形圖。
圖3的(a)和(b)分別是通常負(fù)載時和輕負(fù)載時的圖1的電荷泵電路 的動作波形圖。
〔標(biāo)號說明〕
100…控制電路、102…輸入端子、104…電容器端子、106…電容器端子、 108…輸出端子、110…接地端子、112…反饋端子、120…電荷泵電路、122... 輸入端子、124…輸出端子、Cfl…快速電容器、Col…輸出電容器、Rl…反 饋電阻、10…第1開關(guān)組、12…第2開關(guān)組、SW1…第1開關(guān)、SW2…第2 開關(guān)、SW3…第3開關(guān)、SW4…第4開關(guān)、20…脈沖調(diào)制器、22…誤差放大 器、24…振蕩器、26…PWM比較器、28…最大占空比比較器、30..."與，，門、 32…最小占空比比較器、34...PFM控制器、40…驅(qū)動器、Vin…輸入電壓、 Vout…llT出電壓。
具體實施方式
(第1實施方式)
以下基于優(yōu)選的實施方式參照

本發(fā)明。對于各附圖中所示的相
同或等同的結(jié)構(gòu)要件、部件、處理標(biāo)注相同的標(biāo)號，并適當(dāng)省略重復(fù)的說明。
另外，實施方式只是例示，并非限定本發(fā)明，實施方式中所記述的所有特;f正
及其組合，不一定就是發(fā)明的本質(zhì)特征。
在本說明書中，所謂"部件A與部件B相連接的狀態(tài)"，包括部件A 與部件B物理地直接連接的情形，以及部件A與部件B經(jīng)由不對電連接狀態(tài) 產(chǎn)生影響的其他部件間接相連接的情形。
同樣地，所謂"部件C被設(shè)置在部件A與部件B之間的狀態(tài)"，除部件 A與部件C、或部件B與部件C直接相連的情形外，還包括經(jīng)由不對電連接 狀態(tài)產(chǎn)生影響的其他部件間接相連接的情形。
圖1是表示本發(fā)明實施方式的電荷泵電路120的結(jié)構(gòu)的電路圖。電荷泵 電路120將輸入到輸入端子122的輸入電壓Vin升壓，從輸出端子124輸出 輸出電壓Vout。作為輸入電壓Vin，可以使用從未圖示的電池輸出的電池電 壓或從電源電路供給的電源電壓Vdd。本發(fā)明可適用于任意的升壓率的電荷 泵電路，但以下為易于理解，說明2倍的電荷泵電路。
電荷泵電路120具有控制電路100、快速電容器(flying capacitor) Cfl 、 輸出電容器Col、反饋電阻R1和R2。圖1的電荷泵電路的升壓率是2倍， 所以具有一個快速電容器Cfl和一個輸出電容器Col,但為其他升壓率時或 生成多個輸出電壓時，快速電容器、輸出電容器可以是多個。
控制電路100具有第1開關(guān)組10、第2開關(guān)組12、脈沖調(diào)制器20、驅(qū) 動器(DRV) 40,是被集成在一個半導(dǎo)體襯底上的功能電路。輸入端子102 被施加來自外部的輸入電壓Vin。在電容器端子104與電容器端子106之間 連接快速電容器Cfl，在輸出端子108與接地之間連接輸出電容器Co1。接地 端子110被接地，反饋端子112、皮輸入與輸出電壓Vout相應(yīng)的反饋電壓Vfb。 反饋電壓Vfb是用反饋電阻Rl 、反饋電阻R2對輸出電壓Vout分壓后的電壓。
一般，電荷泵電路通過反復(fù)進(jìn)行對快速電容器充電的充電期間(M和利
升壓后的電壓。
第1開關(guān)組10包含設(shè)置在利用輸入電壓Vin對快速電容器Cfl進(jìn)行充電 的路徑上的至少一個開關(guān)。第1開關(guān)組10和快速電容器Cfl形成串聯(lián)在輸入 端子122與接地之間的路徑。在本實施方式中，第1開關(guān)組10包含第1開關(guān) SW1、第2開關(guān)SW2。具體來說，第1開關(guān)SW1凈皮設(shè)置在輸入端子102與
電容器端子104之間，第2開關(guān)SW2被設(shè)置在電容器端子106與接地端子 110之間。第1開關(guān)SW1是P溝道MOSFET( Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor:金屬氧化物半導(dǎo)體晶體管)，第2開關(guān)SW2是N溝道 MOSFET。
第2開關(guān)組12包含被設(shè)置在在充電期間(J) 1利用蓄積在快速電容器Cfl 中的電荷對輸出電容器Col充電的路徑上的至少一個開關(guān)。在本實施方式中， 第2開關(guān)組12包含第3開關(guān)SW3、第4開關(guān)SW4，具體來說，第3開關(guān)SW3 被設(shè)置在輸入端子102與電容器端子106之間，第4開關(guān)SW4被設(shè)置在電容 器端子104與輸出端子108之間。第3開關(guān)SW3、第4開關(guān)SW4都是P溝 道MOSFET。
驅(qū)動器40包括電平移位電路，切換第1開關(guān)SW1 ~第4開關(guān)SW4的柵 極電壓，控制其導(dǎo)通和截止。
在充電期間(H，第1開關(guān)SW1、第2開關(guān)SW2都導(dǎo)通時，快速電容器 Cfl的一端被施加輸入電壓Vin，另一端被接地，結(jié)果，快速電容器Cfl被輸 入電壓Vin充電。設(shè)快速電容器Cfl兩端的電位差為AV。
在放電期間cj)2,當(dāng)?shù)?開關(guān)SW3、第4開關(guān)SW4都導(dǎo)通時，電容器端 子106的電位變得與輸入電壓Vin相等，電容器端子104的電位成為Vin + △ V。電容器端子104的電位經(jīng)由第4開關(guān)SW4施加到輸出電容器Co1，由 此對輸出電容器Col充電。
驅(qū)動器40交替反復(fù)充電期間小1和放電期間(J) 2，對輸入電壓Vin升壓。 以往的電荷泵電路是對占空比為50 %的時鐘信號的高電平和低電平分配充電 期間小1和放電期間4)2的，所以充電期間cj) 1和》欠電期間cj)2被固定。與此 不同，本實施方式的電荷泵電路120的特征在于，通過反饋來調(diào)節(jié)充電期間 小1和》文電期間4>2。
脈沖調(diào)制器20生成脈坪信號Spwm3，提供給驅(qū)動器40。驅(qū)動器40將脈 沖信號Spwm3的高電平期間TH分配為充電期間(J) 1或放電期間cj)2，將低電 平期間TL分配給另一者，交替地使第1開關(guān)組10和第2開關(guān)組12接通。
脈沖調(diào)制器20被輸入與電荷泵電路120的輸出電壓Vout相應(yīng)的反々貴電 壓Vfb。脈沖調(diào)制器20調(diào)節(jié)脈沖信號Spwm3的占空比，使得反饋電壓Vfb 與預(yù)定的基準(zhǔn)電壓Vref相一致。所謂占空比，是高電平期間TH相對于周期 時間Tp( =TH + TL)的比率。在本實施方式中，脈沖調(diào)制器20進(jìn)行脈沖寬
度調(diào)制。
驅(qū)動器40設(shè)置死區(qū)時間(dead time )，使得第1開關(guān)組10和第2開關(guān) 組12不同時導(dǎo)通，優(yōu)選在脈沖信號Spwm3的正沿和負(fù)沿附近設(shè)定第1開關(guān) 組10和第2開關(guān)組12兩者都成為截止的死區(qū)時間。死區(qū)時間的設(shè)定方法佳_ 用公知技術(shù)即可。
脈沖調(diào)制器20調(diào)節(jié)脈沖信號Spwml的占空比，將之限制在預(yù)定的范圍 內(nèi)。下面說明其理由。
當(dāng)脈沖信號Spwm3的占空比為0%時，第1開關(guān)組10不導(dǎo)通，所以不 進(jìn)行輸入電壓Vin對快速電容器Cfl的充電。因此，不進(jìn)行向輸出電容器Col 的電荷輸送，成為對連接于輸出端子124的負(fù)載(未圖示)的電流供給能力 (驅(qū)動能力)較低的狀態(tài)(實質(zhì)上是0)。
當(dāng)脈沖信號Spwm3的占空比在某范圍內(nèi)增大時，對快速電容器Cfl的充 電期間4) 1變長。相應(yīng)于此，在充電期間cf) 1蓄積在快速電容器Cfl中的電荷 量增加，在充電期間c[) 1后的快速電容器Cfl的電位差A(yù)V變大。
如上所述在放電期間c])2,輸出電容器Col被以Vin + △ V的電壓充電。 因此，若快速電容器Cfl的電位差A(yù)V變大，則在放電期間(1)2中提供給輸 出電容器Col的電荷量將增加。即，伴隨于脈沖信號Spwm3的占空比的增 大，對負(fù)載的電流供給能力也增加。
增大脈沖信號Spwm3的占空比，則對快速電容器Cfl的充電期間(}) 1變 長。但充電期間c])l后的電位差A(yù)V的上限值是輸入電壓Vin。現(xiàn)將電位差A(yù) V達(dá)到上限值時的占空比記為a % 。若超過oc %地增大脈沖信號Spwm3的占 空比，則在充電期間cH提供給快速電容器Cfl的電荷量為固定的狀態(tài)，放 電期間(J)2變短。結(jié)果，伴隨于占空比的增大，在放電期間cj)2提供給輸出電 容器Col的電荷量減少。即，隨著脈沖信號Spwm3的占空比超過a %地增 大，對負(fù)載的電流供給能力下降。
當(dāng)脈沖信號Spwm3的占空比變成100%時，不從快速電容器Cfl向輸出 電容器Col輸送電荷，對負(fù)載的電流供給能力實質(zhì)上變?yōu)?。
即，電荷泵電路120的電流供給能力在占空比為0%和100%時變成最4氐， 在某值a。/。時變成最大。換言之，占空比中存在給予電荷泵電路的電流供給 能力最大值的值。
因此，監(jiān)視輸出電壓Vout，進(jìn)行反饋，使得當(dāng)輸出電壓Vout下降時、
即負(fù)載電流增加時，使電荷泵電路120的電流供給能力增大，相反，當(dāng)輸出
電壓Vout增大時、即負(fù)載電流減少時，使電荷泵電路120的電流供給能力減 小，由此能夠?qū)⑤敵鲭妷篤out保持為一定值。
如果脈沖信號Spwm3的占空比跨越cc %地變化，則向輸出電壓Vout偏 離目標(biāo)值的方向反饋，所以輸出電壓Vout變得不穩(wěn)定。因此，本實施方式的 電荷泵電路120將脈沖信號Spwm3的占空比限制在預(yù)定的范圍內(nèi)。
這樣，在本實施方式的電荷泵電路120中，基于被限制了占空比的范圍 的脈沖信號Spwm3來控制第1開關(guān)組10、第2開關(guān)組12,從而能夠穩(wěn)定輸 出電壓Vout。
以往的電荷泵電路在輸入電壓為2V時只能輸出4V的輸出電壓Vout。 因此，在想要得到4V以下的所希望的電壓時，需要在電荷泵電路的前級或 后級設(shè)置線性調(diào)節(jié)器，電路面積會增大。而與此不同，通過本實施方式的電 荷泵電路120，即使不設(shè)置調(diào)節(jié)器，也能將輸出電壓Vout穩(wěn)定為所希望的值， 所以能夠減小電路面積。
另外，在如以往那樣設(shè)置調(diào)節(jié)器時，在從供給輸入電壓的輸入端子至負(fù) 載的路徑上插入功率晶體管，所以因功率晶體管的功率損耗，效率會下降。 與此不同，本實施方式的電荷泵電路120不需要功率晶體管，所以能夠改善 電路的效率。
oc %的值取決于快速電容器Cfl、輸出電容器Col的電容值、以及脈沖 信號Spwm3的頻率(周期時間Tp ),但典型的是50%。下面說明cc % = 50% 時的情況。
預(yù)定的范圍可以設(shè)定為 (1 ) 0% ~ (3 max% (2) ymin%~ 100%
的任一者。下面說明各個范圍時的反饋控制。 (1 )第1控制方法
脈沖調(diào)制器20對脈沖信號Spwm3進(jìn)行調(diào)制，使得反饋電壓Vfb越低， 高電平期間TH就越長。此時，對脈沖信號Spwm3的占空比設(shè)定上限值|3 max % ，進(jìn)行調(diào)制使得脈沖信號Spwm3的占空比在從0%至上限值P max。/。的范圍 內(nèi)變化。
優(yōu)選設(shè)定為(3 max < cc 。此時，能夠防止占空比跨越a %的變化，能夠 穩(wěn)定輸出電壓Vout。但是，當(dāng)能夠容許輸出電壓Vout中產(chǎn)生波動(ripple ) 時，也可以將(3max設(shè)定得比a大。為了最大地提高電荷泵電路的效率，優(yōu) 選使(3 max = cc 。當(dāng)ot = 50時，P max在0 ~ 50間盡可能設(shè)定為大的值。
當(dāng)(3max% =45%時，高電平期間TH在Tpx ( 0 ~ 0.45 )的范圍內(nèi)變化， 低電平期間TL在Tpx ( 1 ~0.55)的范圍內(nèi)變化。即，被限制為低電平期間 TL長于高電平期間TH。此時，優(yōu)選驅(qū)動器40在與脈沖信號Spwm3的高電 平期間TH相應(yīng)的期間使第1開關(guān)組IO導(dǎo)通，在與低電平期間TL相應(yīng)的期 間使第2開關(guān)組12導(dǎo)通。即，優(yōu)選使第2開關(guān)組12導(dǎo)通的時間變長。下面 說明其理由。
現(xiàn)在考察從輸出端子124看控制電路100側(cè)的電容。在充電期間(J)l，第 4開關(guān)SW4截止，所以與輸出端子124相連的電容僅是輸出電容器Co1。在 放電期間(J)2，除輸出電容器Col外快速電容器Cfl被連接。在負(fù)載電流一定 時，與輸出端子124相連的電容越大，輸出電壓Vout的變動就越小。
因此，通過將與脈沖信號Spwm3的高電平期間TH相應(yīng)的時間分配為充 電期間cj)l，放電期間4 2變得比充電期間(J) 1長，所以能夠減小輸出電壓Vout 的波動。
雖然有放電期間(1)2越長越能減小輸出電壓Vout的波動這樣的優(yōu)點，但 在輸出電容器Col的電容較大時、波動能夠容許時，也可以將高電平期間TH 分配為放電期間cb2。
圖1的控制電路100表示了執(zhí)行第1控制方法的結(jié)構(gòu)。脈沖調(diào)制器20 具有誤差放大器22、振蕩器(OSC)24、 PWM ( Pulse Width Modulation:脈 沖寬度調(diào)制)比較器26、"與"門30、最小占空比比較器32、 PFM (Pulse Frequency Modulation:脈沖頻率調(diào)制)控制器(PFMCNT) 34、最大占空比 比較器28。
誤差放大器22的反相輸入端子接收反饋電壓Vfb,非反相輸入端子接收 基準(zhǔn)電壓Vref，對兩個電壓的誤差進(jìn)行放大。將誤差放大器22的輸出稱為誤 差電壓Verr。振蕩器24輸出三角波或鋸齒波狀的周期電壓Vosc。 PWM比較 器26的非反相輸入端子接收誤差電壓Verr,反相輸入端子接收周期電壓 Vosc。 PWM比較器26以誤差電壓Verr對周期電壓Vosc限幅，輸出在交點 位置電平發(fā)生變化的脈沖信號Spwml。脈沖信號Spwml的脈沖寬度被調(diào)制， 使得輸出電壓Vout接近目標(biāo)值。
最大占空比比較器28接收周期電壓Vosc和最大電壓Vmax。最大占空 比比較器28以最大電壓Vmax對周期電壓Vosc進(jìn)行限幅，生成具有預(yù)定的 占空比的最大脈沖信號Smax。設(shè)定最大電壓Vmax的值，使得最大脈沖信號 Smax的占空比與上述的|3的值相一致。
"與"門30接收從PFM控制器34輸出的脈沖信號Spwm2和最大脈沖 信號Smax，輸出兩個信號的邏輯積。"與"門30的輸出、即脈沖信號Spwm3 的占空比，在脈沖信號Spwml的占空比為(3 max。/o以下時，與脈沖信號Spwml 的占空比一致，在脈沖信號Spwml的占空比為P max。/o以上時，成為p max%。 另外，為了限制脈沖信號Spwm3的占空比，也可以利用其他電路結(jié)構(gòu)，其形 式不做限定。
脈沖調(diào)制器20將脈沖信號Spwml的占空比與預(yù)定的下限值(3min。/。進(jìn) 行比較，當(dāng)脈沖信號Spwml的占空比小于下限值(3min。/。時，固定脈沖信號 Spwml的電平，使第1開關(guān)組10、第2開關(guān)組12的開關(guān)動作停止。即，變 得不從脈沖調(diào)制器20輸出脈沖。為此，設(shè)置有最小占空比比較器32、 PFM 控制器34。
優(yōu)選脈沖調(diào)制器20固定脈沖信號Spwm3的電平，使得在脈沖信號 Spwm3的占空比小于下限值Pmin。/。時，第2開關(guān)組12接通。其理由在后面敘述。
最小占空比比較器32接收周期電壓Vosc和最小電壓Vmin。最小占空 比比較器32以最小電壓V^iin對周期電壓Vosc進(jìn)行限幅，生成具有預(yù)定的 占空比的最小脈沖信號Smin。設(shè)定最小電壓Vmin的值使得最小脈沖信號 Smin的占空比為20%左右。
PFM控制器34接收脈沖信號Spwml和最小脈沖信號Smin，比較兩個 信號的占空比。當(dāng)脈沖信號Spwml的占空比變得比最小脈沖信號Smin的占 空比小時，將脈沖信號Spwm2的占空比固定為低電平。當(dāng)脈沖信號Spwml 的占空比比最小脈沖信號Smin的占空比大時，脈沖信號Spwm2變得與脈沖 信號Spwml相等。
另外，也可以使"與"門30和PFM控制器34的順序反過來。
下面說明如上那樣構(gòu)成的電荷泵電路120的動作。圖2是圖1的電荷泵 電路120的信號波形圖。本說明書中所示的波形圖中的縱軸和橫軸為說明方 便或易于理解而被適當(dāng)放大、縮小了。
隨著負(fù)載電流的增大，從輸出電容器Col向負(fù)載更多地供給電荷，所以 輸出電壓Vout下降，誤差電壓Verr上升。輸出電壓Vout越低，脈沖信號 Spwml的占空比就越增加。但脈沖信號Spwm3的占空比被限制在最大脈沖 信號Smax的占空比P max %以下。另外，當(dāng)脈沖信號Spwml的占空比變得 小于最小脈沖信號Smin的占空比(3min。/。時，脈沖信號Spwm3被固定為低 電平，脈沖被截斷。
圖3的(a) 、 (b)分別是通常負(fù)載時和輕負(fù)載時的電荷泵電路120的 動作波形圖。
如圖3的(a)所示，當(dāng)負(fù)載電流為某程度較大的固定值時，通過反饋調(diào) 節(jié)脈沖信號Spwml的占空比。第1開關(guān)組IO在脈沖信號Spwm3為高電平的 充電期間4) 1變成導(dǎo)通，第2開關(guān)組12在脈沖信號Spwml為^氐電平的力文電 期間cj)2成為導(dǎo)通。在充電期間(J)l，從輸出電容器Col流出負(fù)載電流，所以 輸出電壓Vout下降。在放電期間(J)2，用快速電容器Cfl對輸出電容器Col 充電，所以輸出電壓Vout上升。通過反復(fù)進(jìn)行充電期間cM和放電期間4)2, 輸出電壓Vout僅微小變動地穩(wěn)定在目標(biāo)值附近。
圖3的(b)表示輕負(fù)載時的動作。在輕負(fù)載狀態(tài)下，脈沖信號Spwml 的占空比變得小于最小占空比(3min%。結(jié)果，第1開關(guān)組10、第2開關(guān)組 12的開關(guān)動作停止，所以輸出電容器Col的充電動作停止。在此期間，輸出 電容器Col以較小的負(fù)載電流放電，所以輸出電壓Vout緩緩下降。伴隨于輸 出電壓Vout的下降，誤差電壓Verr上升，在時刻tl脈沖信號Spwml的占空 比超過最小占空比Pmin。/。時，脈沖信號Spwm3成為高電平，成為充電期間 小1。在這之后的放電期間j2，輸出電容器Col被充電，輸出電壓Vout上升。 輸出電壓Vout上升時，誤差電壓Verr再次下降，占空比變得小于最小占空 比(3 min% ,開關(guān)動作停止。
這樣，在本實施方式的電荷泵電^各120中，監(jiān)浮見脈沖信號Spwm3的占空 比，通過截斷比下限值pmin。/。小的脈沖，在輕負(fù)載狀態(tài)下能夠使之以間歇模 式進(jìn)行動作。為切換第1開關(guān)組10、第2開關(guān)組12的導(dǎo)通和截止，需要用 于對各晶體管的柵極電容充放電的驅(qū)動電流，但通過使之以間歇模式進(jìn)行動 作，驅(qū)動電流被減小了，所以能夠減少電荷泵電路120的消耗電流。
進(jìn)而在輕負(fù)載時，脈沖信號Spwm3固定在低電平時，在第2開關(guān)組12 成為導(dǎo)通的狀態(tài)下電路停止。因此，輸出端子124被連接快速電容器Cfl和
輸出電容器Col的組合電容，所以能夠減小輸出電壓Vout的波動。
但是，本發(fā)明不限于此，也可以在輕負(fù)載時將脈沖信號Spwm3固定為高電平。
另外，圖3的(b)所示的輸出電壓Vout的波動比圖3的(a)中的要大， 但實際上是相同程度或比其小的。因為在負(fù)載電流較小的輕負(fù)載時，來自輸 出電容器Col的放電量較小，輸出電壓Vout的下降量也較小。
以上是本實施方式的電荷泵電路120的動作。另夕卜，應(yīng)注意電荷泵電路
即，在升壓型的開關(guān)調(diào)節(jié)器中進(jìn)行脈沖寬度調(diào)制時，所生成的脈沖信號的占 空比Dsr由
Dsr = 1 - Vin/Vout
給出。即，根據(jù)輸入電壓Vin與輸出電壓的目標(biāo)值Vout調(diào)節(jié)脈沖信號的 占空比。
與此不同，在本實施方式的電荷泵電^各120的脈沖調(diào)制中，脈沖信號 Spwm3的占空比是根據(jù)負(fù)載電流來決定的，在這一點上與開關(guān)調(diào)節(jié)器的脈沖 調(diào)制是不同的。
另外，在開關(guān)調(diào)節(jié)器中，越使占空比增加，就越向輸出電壓Vout增大的 方向反饋，但在電荷泵電路中，當(dāng)占空比跨過某邊界值后，反饋的方向反轉(zhuǎn)。 因此，在本實施方式的電荷泵電路120中，對脈沖信號Spwm3的占空比的范 圍設(shè)定限制。
(2)第2控制方法
在第l控制方法中，是調(diào)制脈沖信號使得反饋電壓Vfb越低，高電平期 間TH就越長的。與此不同，在第2控制方法中，調(diào)制脈沖信號Spwm3使得 反饋電壓Vfb越低，低電平期間TL就越長。并且，對脈沖信號Spwm3的占 空比設(shè)定下限值Y min% ,進(jìn)行調(diào)制使得脈沖信號Spwm3的占空比在下限值 Y min %至100%的范圍內(nèi)變化。
此時，優(yōu)選設(shè)定為Ymin> ot。此時，能夠防止跨越a。/。的變化，所以能 夠穩(wěn)定輸出電壓Vout。 ^f旦當(dāng)能夠容許輸出電壓Vout中產(chǎn)生波動時，也可以 使Y min小于oc 。
為了使電荷泵電路的效率最高，優(yōu)選^吏丫1^11= a。在a =50時，Ymin %在50% ~ 100%間盡量設(shè)定為小的值。
當(dāng)Ymin。/。-55。/o時，高電平期間TH在Tpx ( 0.55 ~ 1 )范圍內(nèi)變化， 低電平期間TL在Tpx (0.45~0)的范圍內(nèi)變化。即，^皮限制為高電平期間 TH比低電平期間TL長。此時，優(yōu)選驅(qū)動器40在與脈沖信號Spwm3的低電 平期間TL相應(yīng)的期間使第1開關(guān)組IO導(dǎo)通，在與高電平期間TH相應(yīng)的期 間使第2開關(guān)組12導(dǎo)通。即，優(yōu)選使第2開關(guān)組12導(dǎo)通的時間變長。由此， 能夠減小輸出電壓Vout的波動。
為實現(xiàn)第2控制方法，只要使圖1的控制電路IOO變形即可。例如，可 以對誤差放大器22的反相輸入端子輸入基準(zhǔn)電壓Vref，對非反相輸入端子輸 入反饋電壓Vfb。此時，負(fù)載電流越小、即輸出電壓Vout越大，誤差電壓 Verr就越大，脈沖信號Spwml的占空比接近于100%。結(jié)果，對負(fù)載的電流 供給能力減小，能夠施加合適的反饋。負(fù)載電流增加時，占空比趨近于oc, 電流供給能力增加。
此時，只要通過最大占空比比較器28生成占空比為Y min%的脈沖信號， 施加限制使得脈沖信號Spwm3的占空比在Y min%以上即可。
在第2控制方法中，為在輕負(fù)載時實現(xiàn)間歇模式，對脈沖信號Spwm3 的占空比設(shè)定上限值Ymax%,當(dāng)脈沖信號Spwm3的占空比大于上限值Y max。/o時，固定脈沖信號Spwm3的電平。此時，只要通過最小占空比比較器 32生成占空比為 Y max %的脈沖信號即可。
在第2控制方式中也能取得與第l控制方式一樣的效果。
以上說明了實施方式的電荷泵電路120。本領(lǐng)域技術(shù)人員能夠理解上述 實施方式只是例示，可以對其各結(jié)構(gòu)要件和各處理過程的組合進(jìn)行各種變形， 這些變形例也包含在本發(fā)明的范圍內(nèi)。下面說明這樣的變形例。
電荷泵電路的結(jié)構(gòu)不限于圖1的結(jié)構(gòu)。例如也可以用二極管來取代晶體 管的開關(guān)。另外，在實施方式中說明了升壓率為2倍的電荷泵電路，但也可 以是將兩個輸入電壓相加的加法型電荷泵電路。此時，只要將第1開關(guān)SW1 和第3開關(guān)SW3的被共連的端子分離，設(shè)置第1輸入端子和第2輸入端子即 可。然后，將第1開關(guān)SW1的一端與第1輸入端子相連，將第3開關(guān)SW3 的一端與第2輸入端子相連。
另外，也可以是升壓率為1.5倍或4倍的電荷泵電路，或者可以是能切 換多個升壓率的電荷泵電路。并且，本發(fā)明也能適用于生成負(fù)電壓的電壓反 轉(zhuǎn)型的電荷泵電路。
在實施方式中，說明了第1開關(guān)SW1 ~第4開關(guān)SW4被內(nèi)置在控制電 路100中的情況，但也可以采用分立元件，設(shè)置在控制電路100的外部。
在實施方式中，說明了脈沖調(diào)制器20對三角波或鋸齒波限幅來生成脈沖 信號的脈沖寬度調(diào)制的情況，但調(diào)制方法不限于此。例如也可以進(jìn)行脈沖頻 率調(diào)制或脈沖密度調(diào)制。即，只要調(diào)節(jié)脈沖信號的占空比使得輸出電壓Vout 趨近于目標(biāo)電壓，并將占空比限制在預(yù)定的范圍內(nèi)即可。
各信號的邏輯電平不限于實施方式中所述的情況，可以進(jìn)行適當(dāng)反轉(zhuǎn)。
基于實施方式用特定的語句說明了本發(fā)明，但實施方式僅是表示本發(fā)明 的原理、應(yīng)用，在不脫離權(quán)利要求書所規(guī)定的本發(fā)明思想的范圍內(nèi)，可以對 實施方式啦文很多變形及配置的變更。
權(quán)利要求
1.一種包括至少一個快速電容器和至少一個輸出電容器的電荷泵電路的控制電路，其特征在于，包括第1開關(guān)組，包含設(shè)置在利用輸入電壓對上述快速電容器充電的路徑上的至少一個開關(guān)；第2開關(guān)組，包含設(shè)置在利用蓄積在上述快速電容器中的電荷對上述輸出電容器充電的路徑上的至少一個開關(guān)；脈沖調(diào)制器，生成脈沖信號，該脈沖信號的占空比被調(diào)節(jié)，使得與上述電荷泵電路的輸出電壓相應(yīng)的反饋電壓與預(yù)定的基準(zhǔn)電壓相一致；以及驅(qū)動器，從上述脈沖調(diào)制器接收上述脈沖信號，在與上述脈沖信號的高電平期間相應(yīng)的期間，使上述第1開關(guān)組、第2開關(guān)組的任一者接通，在與其低電平期間相應(yīng)的期間，使另一者導(dǎo)通；其中，上述脈沖調(diào)制器將上述脈沖信號的占空比限制在預(yù)定的范圍內(nèi)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制電路，其特征在于 上述脈沖調(diào)制器進(jìn)行周期一定、脈沖寬度變化的脈沖寬度調(diào)制。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制電路，其特征在于上述脈沖調(diào)制器調(diào)制上述脈沖信號，使得反饋電壓越低，高電平期間就 越長，并且，對上述脈沖信號的占空比設(shè)定上限值進(jìn)行調(diào)制，使得上述脈沖 信號的占空比在上述上限值以下的范圍內(nèi)變化。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的控制電路，其特征在于上述驅(qū)動器在與上述脈沖信號的高電平期間相應(yīng)的期間使上述第1開關(guān) 組接通，在與低電平期間相應(yīng)的期間使上述第2開關(guān)組接通。
5. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的控制電路，其特征在于上述上限值被i殳定為大于0%、小于或等于電荷泵電路對負(fù)載的電流供 給能力變成最大時的占空比的值。
6. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的控制電路，其特征在于 上述脈沖調(diào)制器還將上述脈沖信號的占空比與預(yù)定的下限值進(jìn)行比較，在上述脈沖信號的占空比小于上述下限值時，固定上述脈沖信號的電平。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的控制電路，其特征在于上述脈沖調(diào)制器在上述脈沖信號的占空比小于上述下限值時固定上述脈沖信號的電平，使得上述第2開關(guān)組接通。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的控制電路，其特征在于上述脈沖調(diào)制器調(diào)制上述脈沖信號，使得反饋電壓越低，低電平期間就 越長，并且，對上述脈沖信號的占空比設(shè)定下限值進(jìn)行調(diào)制，使得上述脈沖 信號的占空比在上述下限值以上的范圍內(nèi)變化。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的控制電路，其特征在于上述驅(qū)動器在與上述脈沖信號的低電平期間相應(yīng)的期間，使上述第l開 關(guān)組接通，在與高電平期間相應(yīng)的期間，使上述第2開關(guān)組接通。
10. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的控制電路，其特征在于上述下限值被設(shè)定為小于100%、大于或等于電荷泵電路對負(fù)載的電流 供給能力變成最大時的占空比的值。
11. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的控制電路，其特征在于上述脈沖調(diào)制器還對上述脈沖信號的占空比設(shè)定上限值，在上述脈沖信 號的占空比大于上述上限值時，固定上述脈沖信號的電平。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的控制電路，其特征在于 上述脈沖調(diào)制器在上述脈沖信號的占空比大于上述上限值時固定上述脈沖信號的電平，使得上述第2開關(guān)組接通。
13. —種電荷泵電路，其特征在于，包括 快速電容器；輸出電容器；以及控制上述快速電容器和上述輸出電容器的充放電狀態(tài)的權(quán)利要求1至權(quán) 利要求12的任一項所述的控制電路。
14. 一種包括至少一個快速電容器和至少一個輸出電容器的電荷泵電路 的控制方法，其特征在于，包括利用輸入電壓對上述快速電容器充電的步驟； 利用蓄-的誤差進(jìn)行放大后的誤差電壓的步驟；以預(yù)定周期的三角波信號對上述誤差電壓限幅，生成被脈沖寬度調(diào)制后 的脈沖信號的步驟；將上述脈沖信號的脈沖寬度限制在預(yù)定的范圍內(nèi)的步驟；以及在與上述脈沖信號的高電平期間相應(yīng)的期間，使上述第1開關(guān)組、第2 開關(guān)組中的 一者接通，在與低電平期間相應(yīng)的期間使另 一開關(guān)組接通的步驟。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的控制方法，其特征在于 對上述脈沖信號的低電平期間和高電平期間中的時間較長者分配第2開 關(guān)組的接通，對較短者分配第1開關(guān)組的接通。
全文摘要
提供一種不使用調(diào)節(jié)器就能調(diào)節(jié)輸出電壓的電荷泵電路及其控制電路、控制方法。第1開關(guān)組(10)包含設(shè)置在利用輸入電壓對快速電容器(Cf1)充電的路徑上的開關(guān)(SW1、SW2)。第2開關(guān)組(12)包含設(shè)置在利用蓄積在快速電容器中的電荷對輸出電容器(Co1)充電的路徑上的開關(guān)(SW3、SW4)。脈沖調(diào)制器(20)生成脈沖信號(Spwm3)，該脈沖信號的占空比被調(diào)節(jié)，使得與電荷泵電路的輸出電壓相應(yīng)的反饋電壓與預(yù)定的基準(zhǔn)電壓相一致。驅(qū)動器(40)從脈沖調(diào)制器接收脈沖信號，在與脈沖信號的高電平期間(TH)相應(yīng)的期間，使第1開關(guān)組、第2開關(guān)組的任一者接通，在與其低電平期間(TL)相應(yīng)的期間，使另一者導(dǎo)通。
文檔編號H02M3/07GK101355300SQ20081014424
公開日2009年1月28日 申請日期2008年7月28日 優(yōu)先權(quán)日2007年7月26日
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