專利名稱：電源的制作方法
電源
背景技術：
根據本發(fā)明的布置的電流模式控制開關模式電源以實現對功率限制開
始的閾值的選擇的方式來在寬的輸入AC電壓范圍上限制電源的功率輸 出，其中的閾值例如是電壓閾值。
使用電流模式控制的開關電源提供了與輸入電壓成比例的最大功率輸 出。在希望在寬電壓輸入范圍上使用的電源中，在過載期間過度的功率可 以以高范圍的輸入AC電壓來傳送，這可導致電源中變壓器、二極管和晶 體管的高操作溫度。
如果在這樣的電源中不使用功率限制，則電源中的組件必須被設計為 在最高輸入電壓時，并且在不過熱或失效的情況下，處理過載期間的最大 輸出功率。相比部件僅設計用于更窄范圍的輸入AC電壓的、所希望的或 固定的功率輸出的情況，使用更魯棒的部件增加了不必要的成本并且使得 電源物理地更大。
現有的電流模式控制開關模式電源部分地教導了如下的電路該電路 生成偏移電壓，該偏移電壓可增加到指示電源的輸出開關晶體管的操作電 流的電壓上。偏移電壓增加了反饋電壓的幅度。因此，相比在沒有偏移的 其他情形下發(fā)生的情況，功率限制在更低的輸入AC電壓開始。
現有電源解決了若干問題，但是它的操作呈現了進一步改進的機會。 如此產生的一個這樣的問題是，偏移電壓的幅度與DC電壓成正比，該 DC電壓轉而與輸入AC電壓的幅度成正比。因此，沒有對于發(fā)起功率限 制的輸入AC電壓電平的控制。即使在當功率限制可能不必要時的較低輸 出功率電平處，功率限制也總是發(fā)生，這是因為不可能在用于發(fā)起功率限 制的輸入AC電壓范圍內建立閾值。建立用于發(fā)起功率限制的閾值有利地 使得可以例如基于適當的性能準則，來改進電源的設計和操作。這樣的性 能準則可包括例如優(yōu)化電源的輸入電壓范圍；電源的最大負載能力；電
5源的成本；電源的尺寸；以及電源的操作的效率。
根據這里教導的本發(fā)明的布置，通過提供用于發(fā)起功率限制的、輸入 AC電壓范圍內的可選閾值，解決了此問題以及其他問題。可選閾值使得 例如在組合更昂貴、更魯棒的組件和較不昂貴、較不魯棒的組件以滿足與 一個或多個以上注釋的性能準則相關聯的設計需求方面能夠進行選擇。
此外，根據這里教導的本發(fā)明的布置，通過使用用于建立閾值的負電 壓，相比先前所使用的正電壓，可提供設計上的進一步的靈活性。
根據本發(fā)明的布置的一種用于操作開關模式電源的方法可有利地包括 以下步驟接收初級供應電壓；重復地將初級供應電壓耦合至負載和將初 級供應電壓與負載解耦；響應于耦合和解耦步驟激勵次級電壓供應；檢測 耦合和解耦步驟期間流動的電流的每個發(fā)生的幅度；至少部分地響應于檢 測步驟來控制耦合和解耦步驟；生成與初級供應電壓成比例的檢測電壓； 以及，每當檢測電壓超過閾值時，都通過增加流動電流的每個發(fā)生的檢出 幅度，來限制電源的輸出功率。
所述方法可有利地還包括一個或多個以下步驟將流動電流的每個發(fā) 生的檢出幅度增加與檢測電壓成比例的因子；或者，響應于檢測步驟并且 響應于激勵步驟來控制耦合和解耦步驟。
所述方法可有利地還包括以下步驟接收初級交流(AC)供應電壓； 生成與流動電流的每個檢出幅度相關的電壓信號；響應于AC供應電壓的 負的部分生成檢測電壓；以及，每當檢測電壓超過閾值時將每個電壓信 號在幅度上增加與檢測電壓成比例的因子；并且，響應于幅度增加的電壓 信號并且響應于激勵步驟來控制耦合和解耦步驟。
根據本發(fā)明的布置的一種開關模式電源可有利地包括初級供應電壓 的源；開關，該開關用于重復地將初級供應電壓耦合至變壓器和將初級供 應電壓與變壓器解耦；次級電壓源，該次級電壓源耦合至變壓器，并且該 次級電壓源通過開關的操作而被激勵；電阻，該電阻用于檢測開關的操作 期間流動的電流的每個發(fā)生的幅度；用于開關的控制器，該控制器形成負 反饋環(huán)的一部分，并且該控制器至少部分地響應于檢出幅度；檢測電壓 源，該檢測電壓源與初級供應電壓成比例；以及，電路，當檢測電壓超過閾值時，該電路可操作用于將流動電流的每個發(fā)生的檢出幅度和與檢測電 壓成比例的補充電壓組合，以用于限制電源的輸出功率。
所述開關模式電源還可包括響應于檢出幅度并且響應于次級電壓源的 操作的、用于開關的控制器。
在初級供應電壓是交流(AC)供應電壓的那些情況下，檢測電壓可響 應于AC供應電壓的負的部分而被有利地生成。
所述開關電源可有利地還包括第一二極管，該第一二極管用于對 AC供應電壓的負的部分進行整流；電容器，該電容器響應于經整流的電 壓，用于產生檢測電壓；以及，齊納二極管，該齊納二極管具有建立閾值 的擊穿電壓。


圖1是根據本發(fā)明的布置的電流模式控制開關模式電源的第一部分。
圖l (a)示出電源中的兩個地Z和M1之間的關系。 圖1 (b)示出地M1與兩個電壓供應+12V待機(SB)和+12V之間的 關系。
圖2是電源的第二部分。 圖3是電源的第三部分。
出于在圖2和圖3之間建立連續(xù)性的目的，圖2和圖3每個都包括變 壓器LP102和光耦合器DP302。
具體實施例方式
一般地，電流模式控制開關模式電源中被開關的電流的幅度通過測量 電流檢測電阻器兩端產生的電壓而被監(jiān)控。當檢出的電壓達到控制電路或 電源所設置的閾值時，功率開關裝置被關斷，直到下一周期的開始為止。
與AC輸入電壓成比例的偏移電壓可被增加到檢出的電壓上，這實質 上降低了當AC輸入電壓升高時控制電路關斷開關裝置的閾值。
根據本發(fā)明的布置，除了響應于檢出電壓和偏移電壓的組合的、控制 電路的正常反饋操作以外，通過允許對發(fā)起功率限制的閾值進行選擇和建立，有利地提供了進一步的控制和設計的靈活性。例如，可選擇電源的組
件值和組件功率容量，從而在不依賴于AC輸入電壓的情況下可維持恒定 的過載功率。
在圖1、圖1 (a)、圖1 (b)、圖2和圖3中示出了電源1。附圖之 間劃分電源的各種部分的方式是基于例示的方便的。
圖1示出根據本發(fā)明的布置的電流模式控制開關模式電源L的第一部 分10。電源的部分10響應于AC電壓輸入市電電源(mains supply)而生 成兩個輸出電壓RAWB+和LOB+。電源中有四個地，標為Z、 M、 Ml 和M2。在圖1 (a)中，電路10A示出地Z和Ml之間的關系。在圖1 (b)中，電路10B示出地Ml與兩個電壓供應+12V待機(SB)和+12V 之間的關系，這兩個電壓供應是在圖3中的第三部分中產生的。
圖2示出電源Jj勺第二部分20。第二部分20接收第一部分10中生成 的LO B+和RAW B+電壓。
圖3示出電源L的第三部分30，其中多個次級電壓被生成。變壓器 LP102和光耦合器DP302兩者都在部分20和30中被示出，以輔助對電源 的描述。
部分30通過光耦合器DP302向部分20中的集成控制電路IP101供應 第一反饋控制信號。部分20中的第二光耦合器DP106向控制電路IP101 供應第二反饋控制信號。
通過變壓器LP102、光耦合器DP302和光耦合器DP106創(chuàng)建了隔離阻 障(isolation barrier)。部分20中的電路22與部分20中的其余電路隔 離，并且與部分10和20中的電路隔離。電路的部分22的地被標為M2。
參考圖2和電流模式控制開關電源1的部分20，部分10中生成的輸 入電壓Raw B+為電源提供了主能量源。變壓器LP102提供了如下的輸出 電壓這些輸出電壓在部分30中被整流和濾波以生成多個低壓輸出。集 成電路IP101是提供了用來開關功率器件TP102的經脈寬調制的輸出信號 的控制IC 。在目前優(yōu)選的實施例中，IP101是由Semiconductor Components Industries, LLC制造的ON Semiconductor NCP1207B電流模式 調制器。數據單作為公布序號NCP1207A/D， October, 2006 - Rev. 3而可得。
NCP1207B電流模式調制器的引腳與以下的功能相關聯。DMG引腳1 接收輔助回掃(flyback)信號，該輔助回掃信號確保不連續(xù)的操作并且提 供固定的過電壓檢測電平7.2V。當FB引腳2連接至光耦合器時，峰值電 流設置點根據輸出功率要求來調節(jié)。使引腳2低于內部跳躍電平(skip level)則切斷該器件。CS引腳3檢測初級電流并將它路由選擇至內部比較 器。與引腳3串聯地插入電阻器實現了對跳躍操作發(fā)生的電平的控制。 GND引腳4是地。DRV引腳5是對外部MOSFET的驅動器的輸出。Vcc 引腳6連接至外部大電容(bulk capacitor) 。 NC引腳7未被連接。HV引 腳8連接至高壓軌(rail)并且將恒定電流注入進VCC大電容。
電阻器RP108是電流檢測電阻器，它提供了與流經變壓器LP102和晶
體管TP102的電流成比例的電壓VSENSE。檢出的電壓Vsense稱合至控制IC
IP101的引腳3 (CS)。在正常操作期間，當此電壓到達至控制IC的輸入 處的給定閾值時，IP101的引腳5 (DRV)上的輸出變低并且關斷晶體管 TP102，直到下一周期開始為止。如果系統需要更大的功率，則IP101中 的閾值電壓電平被增加，從而更多能量被存儲在LP102中(更高的峰值電 流)并且更大的功率被傳送至輸出繞組。閾值電壓具有最大值，該最大值 限制了可得的最大輸出功率。組件LP103是鐵氧體磁珠。
進一步參考圖2中的部分20來說明根據本發(fā)明的布置的目前優(yōu)選實 施例的、用于發(fā)起功率限制的可選閾值。變壓器LP102的引腳6提供了一 AC電壓，該AC電壓經由電阻器RP118耦合至若干目的地。二極管 DP109將該電壓耦合至電容器CP108和CPllO，它們被充電并且形成了耦 合至IC IP101的Vcc輸入引腳6的供應電壓。此電壓還被耦合至電阻器 RP102、 RP122、 RP123和RP124以偏置晶體管TP101的操作。來自變壓 器LP102的引腳6的電壓的正的部分變?yōu)轳詈现罥C IP101的DMG輸入引 腳1的經調節(jié)的(regulated)電壓。來自變壓器LP102的引腳6的AC電 壓的負的部分被耦合至二極管DP103的陰極。AC電壓的此負的部分未被 調節(jié)，并且與輸入電壓Raw B+成比例。二極管DP103的陽極耦合至齊納 二極管DP104的陽極以及電容器CP118，電容器CP118的另一端耦合至地。二極管DP103對來自變壓器LP102的引腳6的電壓的負的部分進行整 流，并且產生負供應電壓VTH，負供應電壓VTH被電容器CP118濾波并且 負供應電壓Vth隨著Raw B+電壓而變化。當負供應電壓vth到達導致齊 納二極管DP104導通的值時，電壓在晶體管TP101的基極產生，導致電流 在集電極中流動。此集電極電流轉而流經電阻器RP125和RP103，導致電 壓VoFFSET在電阻器RP103兩端產生，這人為地增加了電流檢測電壓。換 言之，對于IP101中設置的給定閾值電壓而言，更小的電流被允許流經檢 測電阻器RP108。電阻器RP122控制電路的增益，并且電阻器RP105確定 可能的電流的最大減小。齊納二極管DP104的擊穿電壓確定了開始功率限 制的電壓電平，即電壓閾值。在圖中所示的目前優(yōu)選的實施例中，電源已 被優(yōu)化，以提供充足的負載容量、降低的成本、減小的尺寸、以及操作的 效率的組合。目前優(yōu)選的實施例適用于齊納擊穿電壓是24伏的數字機頂 盒，MM。通過替換具有不同擊穿電壓的齊納二極管，可有利且容易地調 節(jié)電壓閾值。因此，就平衡諸如如上所注釋的負載容量、降低的成本、減 小的尺寸、以及操作的效率之類的性能因素而言，可有利地重新設計電 源。
圖3的部分30中示出的大多數電路生成次級低壓電力供應+5V、 十6.5V、 +12V、 +12V SB (待機)和+5V Ref (參考)。+5V、 +6.5V和 +12￥供應通過連接器BP201從電源被路由選擇。部分30的一個部分供應 對光耦合器DP302的輸入，下面說明它的操作。
存在供應至IC IP101的另外的反饋和控制信號。反饋信號FBload作 為光耦合器DP106的輸出而被生成?？刂菩盘朢ScoNTRQL作為光耦合器 DP302的輸出而被生成。兩個光耦合器的輸出在光耦合器DP302的引腳 4、光耦合器DP106的引腳4、電容器CP113以及控制IC IP101的FB引 腳2的結點J1處彼此耦合。
反饋信號FBu)ad與電源負載的輸出功率要求相關。電路2!監(jiān)控+6.5V 電壓供應。電路21中的裝置IP102是用來控制電源的輸出電壓的參考放大 器。參考放大器IP102包含固定的2.5V參考以及如下的放大器當輸入電 壓增加到參考電壓以上時，該放大器導致增加的電流在該裝置的陰極中流
10動。當電流流經該裝置的陰極時，該電流也與光耦合器DP106的二極管部 分串聯地流動。光耦合器DP106的二極管部分中流動的電流導致電流在光 耦合器DP106的晶體管側中流動，因而導致控制IC IP101減小向變壓器供 應的功率。
控制ICIP101中的峰值電流設置點是響應于反饋信號FBu^d的，并 且峰值電流因而根據輸出功率要求而被控制。在正常操作期間，控制IC IP101對DMG引腳1和CS引腳3上的信號作出響應。僅當閾值電壓VTH 被超過時，輸出功率才被限制在IC IP101的控制之外，其間CS引腳3上 的信號增加了偏移電壓VOTFSET。
作為復位功能的一部分，控制信號Cc，trol被用來關閉電源。相比作 為用于調節(jié)目的的電壓反饋的反饋信號FBload，控制信號Ccontrc^被用作
開通/關斷信號。當光耦合器DP302中的二極管導通時，控制信號 RSc加trol將公共結點Jl下拉至地或朝地下拉，中斷了反饋信號FBLOAD。 當控制IC IP101的FB引腳2處的電壓被拉到控制IC IP101里面的內部跳 躍電平以下時，開關器件晶體管TP102被關斷，直到光耦合器DP302關斷
并且結點Jl處的電壓再次響應于反饋信號FBwAD為止。
可以看到，建立到控制IC中的安全協議和正常操作有利地未受到根 據本發(fā)明的布置的閾值發(fā)起的功率限制的負面影響。
ii
權利要求
1.一種用于操作開關模式電源的方法，包括以下步驟接收初級供應；重復地將所述初級供應電壓耦合至阻抗和將所述初級供應電壓與所述阻抗解耦；響應于所述耦合和解耦步驟激勵次級供應；檢測所述耦合和解耦步驟期間流動的電流的重復發(fā)生的幅度；至少部分地響應于所述檢測步驟來控制所述耦合和解耦步驟；生成與所述初級供應相關的檢測電壓；以及，每當所述檢測電壓超過閾值時，都通過增加所述流動電流的所述發(fā)生的檢出幅度，來限制所述電源的輸出功率。
2. 根據權利要求1所述的方法，還包括如下步驟將所述流動電流的 每個所述發(fā)生的檢出幅度增加與所述檢測電壓成比例的因子。
3. 根據權利要求2所述的方法，還包括如下步驟響應于所述檢測步 驟并且響應于所述激勵步驟來控制所述耦合和解耦步驟。
4. 根據權利要求1所述的方法，還包括如下步驟響應于所述檢測步驟并且響應于所述激勵步驟來控制所述耦合和解耦步驟。
5. 根據權利要求1所述的方法，包括以下步驟 接收初級交流(AC)供應電壓；生成與所述流動電流的每個檢出幅度相關的電壓信號； 響應于所述AC供應電壓的負的部分生成所述檢測電壓；以及， 每當所述檢測電壓超過所述閾值時將每個所述電壓信號在幅度上增加與所述檢測電壓成比例的因子；并且，響應于所述幅度增加的電壓信號并且響應于所述激勵步驟來控制 所述耦合和解耦步驟。
6. —種開關模式電源，包括 初級供應的源；開關，所述開關用于重復地將所述初級供應電壓耦合至變壓器和將所述初級供應電壓與所述變壓器解耦；次級電壓，所述次級電壓耦合至所述變壓器，并且所述次級電壓通過所述開關的操作而被激勵；電阻，所述電阻用于檢測所述開關的所述操作期間流動的電流的重復發(fā)生的幅度；用于所述開關的控制器，所述控制器形成負反饋環(huán)的一部分，并且所述控制器至少部分地響應于所述檢出幅度；檢測電壓源，所述檢測電壓源與所述初級供應相關；以及，電路，當所述檢測電壓超過閾值時，所述電路可操作用于將所述流動電流的所述發(fā)生的檢出幅度和與所述檢測電壓相關的補充電壓組合，以用于限制所述電源的輸出功率。
7. 根據權利要求6所述的開關模式電源，其中用于所述開關的所述控制器是響應于所述檢出幅度的并且是響應于所述次級電源的操作的。
8. 根據權利要求7所述的開關模式電源，其中所述初級供應是交流(AC)供應電壓；并且，所述檢測電壓是響應于所述AC供應電壓的負的部分而生成的。
9. 根據權利要求8所述的開關模式電源，其中所述電路包括第一二極管，所述第一二極管用于對所述AC供應電壓的所述負的部分進行整流；電容器，所述電容器響應于所述經整流的電壓，所述電容器用于產生所述檢測電壓；以及，齊納二極管，所述齊納二極管具有建立所述閾值的擊穿電壓。
10. 根據權利要求6所述的開關模式電源，其中所述電路包括第一二極管，所述第一二極管用于對所述初級供應的部分進行整流；電容器，所述電容器響應于所述經整流的部分，所述電容器用于產生所述檢測電壓；以及，齊納二極管，所述齊納二極管具有建立所述閾值的擊穿電壓。
11. 根據權利要求10所述的開關模式電源，其中所述初級供應是交流供應電壓；并且，所述第一二極管對所述供應電壓的負的部分進行整流。
全文摘要
在開關電源中，并且根據用于操作開關電源的方法，功率輸出開關的操作期間流動的電流的每個發(fā)生的幅度被檢測，用于負反饋控制。檢測電壓與初級供應電壓成比例地生成。每當檢測電壓超過閾值時，都通過借助向每個檢出幅度增加與檢測電壓成比例的電壓來增加流動電流的每個發(fā)生的檢出幅度，而限制電源的輸出功率。通過使用具有不同擊穿電壓的齊納二極管，可選擇閾值電壓。因此可控制補充功率限制發(fā)生和不發(fā)生的、初級供應電壓的整體范圍內的各個范圍。
文檔編號H02M3/335GK101682263SQ200780053118
公開日2010年3月24日 申請日期2007年5月25日 優(yōu)先權日2007年5月25日
發(fā)明者威廉·文森特·菲茨杰拉德 申請人:湯姆遜許可證公司