本發(fā)明涉及基片集成波導(dǎo)領(lǐng)域，具體涉及一種基于集總參數(shù)電感加載的慢波基片集成波導(dǎo)。

背景技術(shù)：

基片集成波導(dǎo)即Substrate Integrated Waveguide，簡稱SIW?；刹▽?dǎo)技術(shù)，是指通過在上下底面為金屬面的低損耗介質(zhì)基片兩側(cè)，利用PCB工藝加工出金屬化通孔陣列來實(shí)現(xiàn)的一種導(dǎo)波結(jié)構(gòu)，金屬面一般為敷銅。SIW可以等效于傳統(tǒng)的介質(zhì)填充波導(dǎo)。介質(zhì)基片的上下底面可以看作是傳統(tǒng)金屬矩形波導(dǎo)的上下寬邊；當(dāng)兩相鄰金屬化通孔之間的距離S小于傳導(dǎo)波長的五分之一且S＜4d時(shí)，d為通孔直徑，可以忽略孔間輻射損耗，類似于傳統(tǒng)金屬矩形波導(dǎo)的寬邊。在理想情況下，電磁波被完全束縛于上下金屬層和兩側(cè)金屬化通孔之間的介質(zhì)中傳播，其傳輸特性也與金屬矩形波導(dǎo)非常相似，傳播主模為TE₁₀模。

基片集成波導(dǎo)技術(shù)的概念起源于上世紀(jì)末。1994年，日本學(xué)者F.Shigeki提出了一種稱為“波導(dǎo)線”的結(jié)構(gòu)，可以看作是SIW概念的萌芽。1995年，K.A.Zaki等在低溫共燒陶瓷(Low Temperature Co-fired Ceramic,LTCC)上利用金屬化通孔實(shí)現(xiàn)了濾波器。當(dāng)時(shí)雖然沒有提出SIW的概念，但其形式與現(xiàn)在使用的SIW結(jié)構(gòu)一樣。1998年，Hirokawa和Uchimura分別提出了一種由兩排金屬化通孔陣列形成的結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)可以用來實(shí)現(xiàn)介質(zhì)填充矩形波導(dǎo)的功能。在此基礎(chǔ)上，從2000年開始，加拿大蒙特利爾大學(xué)的吳柯教授系統(tǒng)闡述了平面與非平面電路之間的集成問題，分析了未來發(fā)展趨勢，并提出了基片集成波導(dǎo)的概念。其后，吳柯教授與東南大學(xué)洪偉教授及其科研團(tuán)隊(duì)對(duì)基片集成波導(dǎo)的性質(zhì)進(jìn)行了詳細(xì)的研究并設(shè)計(jì)出一系列基于基片集成波導(dǎo)的微波元器件?；刹▽?dǎo)可以非常容易地與平面結(jié)構(gòu)相結(jié)合，這為基片集成電路的研究開辟了新的領(lǐng)域。并且，通過與LTCC和微機(jī)械加工技術(shù)的結(jié)合，可使得集成度更高。

SIW既很好地保持了傳統(tǒng)金屬波導(dǎo)的優(yōu)點(diǎn)：高Q值和高功率容量，又易于與各種平面結(jié)構(gòu)如微帶線、共面波導(dǎo)等集成。基片集成波導(dǎo)已廣泛地運(yùn)用于微波毫米波電路系統(tǒng)及微波元器件的設(shè)計(jì)，如微波濾波器、天線、定向耦合器、功分器、移相器、功率合成器等。

然而，傳統(tǒng)基片集成波導(dǎo)仍然存在以下幾個(gè)方面的問題：

一、受固有尺寸的限制，SIW在更低頻率下緊湊性仍然無法滿足當(dāng)今微波毫米波器件小型化的需求。與矩形波導(dǎo)類似，在較低射頻頻段內(nèi)，SIW結(jié)構(gòu)的缺點(diǎn)是緊湊性和工作帶寬。因此，如何做到SIW有效小型化而不喪失良好的傳導(dǎo)特性成為SIW在較低頻段內(nèi)廣泛應(yīng)用的瓶頸。

二、由于SIW結(jié)構(gòu)單一，其傳播相速度等傳導(dǎo)特性僅與基片材料和SIW等效寬度相關(guān)。一旦基片選材和波導(dǎo)尺寸受限，其傳導(dǎo)特性就不能二次調(diào)節(jié)，設(shè)計(jì)自由度較低。因此尋求一種既保留了傳統(tǒng)SIW天生優(yōu)勢，又能帶來新的設(shè)計(jì)自由度的改進(jìn)型SIW結(jié)構(gòu)成為SIW的重要研究發(fā)展方向。

三、傳統(tǒng)SIW的本征阻抗同樣受限于固有的基片電參數(shù)和波導(dǎo)尺寸，缺乏可獨(dú)立調(diào)節(jié)的自由度，因此匹配問題一直難以通過通用的手段解決。同樣，尋求一種可以自由調(diào)節(jié)本征阻抗的新型SIW成為科學(xué)研究和工程應(yīng)用的新熱點(diǎn)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明為了解決上述技術(shù)問題提供一種基于集總參數(shù)電感加載的慢波基片集成波導(dǎo)。

本發(fā)明通過下述技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)：

基于集總參數(shù)電感加載的慢波基片集成波導(dǎo)，包括介質(zhì)基板，所述介質(zhì)基板的上下兩個(gè)面為金屬層且兩側(cè)設(shè)置有金屬化通孔，所述介質(zhì)基板上表面的金屬層上設(shè)置有孔結(jié)構(gòu)，所述孔結(jié)構(gòu)內(nèi)設(shè)置有連接金屬層的電感網(wǎng)絡(luò)，電感網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成加載電感，使介質(zhì)基板上表面金屬層整體達(dá)到電氣連接。介質(zhì)基板的上表面為電感加載平面，下表面為非加載平面。該結(jié)構(gòu)的基片集成波導(dǎo)，通過加載電感的方式，得到一種人造材料，將此材料作為SIW的基片，產(chǎn)生慢波效應(yīng)，同時(shí)有效降低了尺寸，實(shí)現(xiàn)了在工作帶寬內(nèi)滿足截止頻率、插入損耗等要求時(shí)，顯著降低基片集成波導(dǎo)尺寸的效果。通過調(diào)節(jié)電感值，可有效的調(diào)節(jié)相速度，為SIW設(shè)計(jì)帶來新的自由度。且在SIW上表面金屬層加載阻抗的方法，能夠有效地改變SIW的本征阻抗，可以作為一種在不改變結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上人為影響SIW本征阻抗的新手段。利用本方案的結(jié)構(gòu)，可以降低SIW的截止頻率，在相同結(jié)構(gòu)尺寸情況下，不僅可以工作在傳統(tǒng)SIW的頻段，由于截止頻率的降低，也可以工作在更低的頻段內(nèi)，相當(dāng)于變相拓寬了工作帶寬。

作為優(yōu)選，為了增強(qiáng)其慢波效應(yīng)，所述電感網(wǎng)絡(luò)包括多排橫向電感網(wǎng)絡(luò)和/或多排縱向電感網(wǎng)絡(luò)，每排橫向電感網(wǎng)絡(luò)和每排縱向電感網(wǎng)絡(luò)均包含多個(gè)電感，每排橫向電感網(wǎng)絡(luò)的兩個(gè)相鄰電感之間、每排縱向電感網(wǎng)絡(luò)的兩個(gè)相連電感之間通過微帶節(jié)點(diǎn)連接。微帶節(jié)點(diǎn)主要起到連接相鄰電感和導(dǎo)通電流提供焊盤的作用，另外還起到分隔橫縱向加載影響的作用；采用十字形微帶節(jié)點(diǎn)既兼顧了橫向縱向加載量的分離，相比于其他結(jié)構(gòu)的微帶節(jié)點(diǎn)又不至于占用太多空間導(dǎo)致有效加載面積降低。由于集總參數(shù)元件的電感效應(yīng)，通過合理大小的十字形微帶節(jié)點(diǎn)將其相互連接，才能使整個(gè)加載網(wǎng)絡(luò)的橫向電感加載量和縱向電感加載量均處于可調(diào)諧的情況。

進(jìn)一步的，所述電感為集總參數(shù)貼片電感。集總參數(shù)貼片電感即電感滿足d<<λ條件，其中d為元件尺寸，λ為工作信號(hào)波長。采用集總參數(shù)元器件，作為一種慢波加載手段的研究思路。集總參數(shù)電感器件，購買和選型都比較方便，其電感值也是量化的且調(diào)整幅度比較大，在本申請(qǐng)中討論其不同電感值加載對(duì)慢波情況的影響時(shí)更為直觀。

進(jìn)一步的，所述微帶節(jié)點(diǎn)包括橫向連接層和與橫向連接層相交的縱向連接層。采用該結(jié)構(gòu)的微帶節(jié)點(diǎn)，當(dāng)同時(shí)設(shè)置多排橫向電感網(wǎng)絡(luò)和多排縱向電感網(wǎng)絡(luò)時(shí)，微帶節(jié)點(diǎn)的四個(gè)端口既可對(duì)每排橫向電感網(wǎng)絡(luò)的電感起連接作用，也可對(duì)每排縱向電感網(wǎng)絡(luò)的電感起連接作用。且采用該結(jié)構(gòu)的微帶節(jié)點(diǎn)，減小了微帶節(jié)點(diǎn)即微帶線的電阻。采用十字形微帶節(jié)點(diǎn)既兼顧了橫向縱向加載量的分離，相比于其他結(jié)構(gòu)的微帶節(jié)點(diǎn)又不至于占用太多空間導(dǎo)致有效加載面積降低。圓形方形金屬片或者不相垂直的十字形或者其他形狀均可，但效果不如十字形。

進(jìn)一步的，當(dāng)僅設(shè)置多排橫向電感網(wǎng)絡(luò)或多排縱向電感網(wǎng)絡(luò)時(shí)，所述微帶節(jié)點(diǎn)為一字形，所述電感連接在相連兩個(gè)微帶節(jié)點(diǎn)的端口之間和微帶節(jié)點(diǎn)的端口和金屬層之間。

進(jìn)一步的，所述微帶節(jié)點(diǎn)上連接有接地電容。

作為優(yōu)選，所述金屬層的厚度為35μm。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，至少具有如下的優(yōu)點(diǎn)和有益效果：

1、本發(fā)明通過在基片集成波導(dǎo)的一金屬面上加載電感的方式得到一種人造材料，將此材料作為SIW的基片，等效于增大了介質(zhì)的磁導(dǎo)率，產(chǎn)生慢波效應(yīng)，實(shí)現(xiàn)了在工作帶寬內(nèi)滿足截止頻率、插入損耗等要求時(shí)，顯著降低基片集成波導(dǎo)尺寸的效果。

2、本發(fā)明提出了一種張量型基片集成波導(dǎo)的設(shè)計(jì)方法，通過橫向和縱向加載不同電感值元件，能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)介質(zhì)材料等效介電常數(shù)張量和等效磁導(dǎo)率張量各分量的分離調(diào)控，從而獲得分別控制導(dǎo)波相速度和導(dǎo)波截止頻率的效果。

3、本發(fā)明提出的基于集總參數(shù)電感加載的理論分析模型和理論計(jì)算方法，為構(gòu)建各向異性人造材料的探索提出了新的理論依據(jù)和實(shí)現(xiàn)方法。

附圖說明

此處所說明的附圖用來提供對(duì)本發(fā)明實(shí)施例的進(jìn)一步理解，構(gòu)成本申請(qǐng)的一部分，并不構(gòu)成對(duì)本發(fā)明實(shí)施例的限定。在附圖中：

圖1為本發(fā)明結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2是圖1的尺寸標(biāo)示圖。

圖3是基于傳輸線的等效電路模型。

圖4是圖3中虛線框中電路等效圖。

圖5是圖4忽略主傳輸微帶線的等效電路模型。

附圖中標(biāo)記及對(duì)應(yīng)的零部件名稱：

1、介質(zhì)基板，2、金屬層，3、金屬化通孔，4、電感，5、微帶節(jié)點(diǎn)。

具體實(shí)施方式

為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，下面結(jié)合實(shí)施例和附圖，對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的詳細(xì)說明，本發(fā)明的示意性實(shí)施方式及其說明僅用于解釋本發(fā)明，并不作為對(duì)本發(fā)明的限定。

實(shí)施例1

如圖1所示的一種基于集總參數(shù)電感加載的慢波基片集成波導(dǎo)，包括介質(zhì)基板1，介質(zhì)基板1的上下兩個(gè)面為金屬層2且兩側(cè)設(shè)置有金屬化通孔3，金屬化通孔3連接上下兩個(gè)面的金屬層2，介質(zhì)基板1上表面的金屬層上設(shè)置有孔結(jié)構(gòu)，所述孔結(jié)構(gòu)內(nèi)設(shè)置有連接上表面金屬層的電感網(wǎng)絡(luò)。

電感網(wǎng)絡(luò)可采用N個(gè)分立的集總參數(shù)貼片電感元件實(shí)現(xiàn)，其中，N為大于等于1的正整數(shù)。當(dāng)N為1時(shí)，直接置于孔結(jié)構(gòu)中，電感元件的兩端分別連接在孔結(jié)構(gòu)邊緣的金屬層上。采用該結(jié)構(gòu)的基片集成波導(dǎo)，其性能和阻抗、傳播相速度的可調(diào)節(jié)度不佳。為了增強(qiáng)其性能和可調(diào)節(jié)度，N取較大值。

實(shí)施例2

如圖1所示，上述電感網(wǎng)絡(luò)包括多排橫向電感網(wǎng)絡(luò)和/或多排縱向電感網(wǎng)絡(luò)，每排橫向電感網(wǎng)絡(luò)和每排縱向電感網(wǎng)絡(luò)均包含多個(gè)電感4，每排橫向電感網(wǎng)絡(luò)的兩個(gè)相鄰電感4之間和每排縱向電感網(wǎng)絡(luò)的兩個(gè)相連電感4之間通過微帶節(jié)點(diǎn)5連接，并在微帶節(jié)點(diǎn)上連接有接地電容。

若僅設(shè)置多排橫向電感網(wǎng)絡(luò)或僅設(shè)置多排縱向電感網(wǎng)絡(luò)，每排的橫向電感網(wǎng)絡(luò)的兩個(gè)相鄰電感之間、每排的縱向電感網(wǎng)絡(luò)的兩個(gè)相鄰電感之間通過一字型微帶節(jié)點(diǎn)5連接。附圖中并未給出該結(jié)構(gòu)的示例。

若同時(shí)設(shè)置多排橫向電感網(wǎng)絡(luò)和多排縱向電感網(wǎng)絡(luò)，微帶節(jié)點(diǎn)5包括橫向連接層和與橫向連接層相交的縱向連接層。橫向連接層和縱向連接層之間可構(gòu)成十字形結(jié)構(gòu)、非標(biāo)準(zhǔn)十字形結(jié)構(gòu)、不等長或不等寬臂結(jié)構(gòu)、兩臂非正交結(jié)構(gòu)等等。圖1給出的實(shí)例為十字形結(jié)構(gòu)。

本申請(qǐng)?zhí)岬降耐ㄟ^集總參數(shù)元器件在次波長量級(jí)的均勻加載，相當(dāng)于宏觀上影響了基片材料的相對(duì)磁導(dǎo)率。電感數(shù)量依據(jù)兩條原則：1.一個(gè)節(jié)點(diǎn)的長度必須小于1/10的導(dǎo)波波長；2，必須在SIW表面均勻分布。

經(jīng)實(shí)驗(yàn)研究，基于上述思想，發(fā)明人研發(fā)了一種在慢波效應(yīng)、可調(diào)節(jié)度和小型化結(jié)構(gòu)上均有良好效果的結(jié)構(gòu)。詳見下實(shí)施例。

實(shí)施例3

基于上述結(jié)構(gòu)，金屬層一般采用敷銅工藝，銅箔厚度均采用35μm。定義介質(zhì)基板縱向?yàn)殚L邊方向、橫向?yàn)槎踢叿较?。上表面銅層采用標(biāo)準(zhǔn)印刷電路板工藝加工蝕刻成中空矩形與矩形內(nèi)十字形微帶節(jié)點(diǎn)陣列的組合，二者共同構(gòu)成矩形加載區(qū)域。每個(gè)十字形微帶節(jié)點(diǎn)的四個(gè)端口形成焊接電感的焊盤。中空矩形縱向兩側(cè)為梯形微帶過渡結(jié)構(gòu)，將矩形加載區(qū)域與輸入輸出端微帶線連接；在橫向兩側(cè)，通過PCB工藝加工金屬化通孔陣列，金屬化通孔連接介質(zhì)基板的上下表面銅箔。集總參數(shù)貼片電感通過焊接，將所有相鄰的十字形微帶節(jié)點(diǎn)以及外部中空矩形銅層連接起來，使介質(zhì)基板上表面金屬整體達(dá)到電氣連接。

對(duì)上述結(jié)構(gòu)建立基于傳輸線的等效電路模型，如圖3所示。x軸為橫向駐波方向，z軸為行波方向。在圖3中每個(gè)節(jié)點(diǎn)，微帶線、與之相連接的集總電感、以及節(jié)點(diǎn)處對(duì)地的寄生電容三者共同構(gòu)成了周期性等效電路元胞。在此結(jié)構(gòu)中，當(dāng)元胞的尺寸遠(yuǎn)小于SIW內(nèi)傳導(dǎo)波長時(shí)，元胞陣列可以被等效為一種性質(zhì)相同的有效材料，材料的介電常數(shù)和磁導(dǎo)率可以由上面的周期性LC加載網(wǎng)絡(luò)綜合得到，如圖4所示。下面以該實(shí)施例對(duì)本方案的傳導(dǎo)特性調(diào)節(jié)進(jìn)行說明。

為了分析等效電路，首先考慮忽略主傳輸微帶線的等效電路模型，如圖5。對(duì)應(yīng)此分布式結(jié)構(gòu)的2-D傳輸線方程可以表述為：

其中，下標(biāo)x、y、z分別為圖中的方位標(biāo)識(shí)，即三維坐標(biāo)方向；其中，V為電壓，I為電流，Z為阻抗，Y為導(dǎo)納，右下角標(biāo)為某方向。

對(duì)于一個(gè)沿著y方向的平面極化波，E_y,H_x,H_z的關(guān)系可以表述為：

其中，E表示電場強(qiáng)度，H表示磁場強(qiáng)度，μ表示磁導(dǎo)率，ω表示電磁波角頻率，ε表示介電常數(shù)。

在薄均勻介質(zhì)中，對(duì)于TE₁₀模式，根據(jù)電位差的定義，可以將V_y映射到E_y；根據(jù)安培定律，可以將I_x和I_z分別映射到H_z和H_x。這樣，方程(1.1)、(1.2)和(1.3)、(1.4)等價(jià)，得到有效材料參數(shù)：

jωμ_x＝Z_z,jωμ_z＝Z_x,jωε_y＝Y(jié)_y；

μ_x＝Z_z/jω,μ_z＝Z_x/jω,ε_y＝Y(jié)_y/jω；

考慮傳輸微帶線影響，如圖4所示，由于傳輸線的分布電容和分布電感，有效介質(zhì)需要電壓V和電流I按照有效介質(zhì)的材料參數(shù)，恰當(dāng)?shù)赜成涞綀隽縀和H。由介質(zhì)的均勻性得到等效介質(zhì)參數(shù)：

其中，a為每個(gè)節(jié)點(diǎn)的線長即半個(gè)電感+一個(gè)十字微帶節(jié)點(diǎn)+半個(gè)電感的長度，其中下標(biāo)e表示等效。μ_me和ε_me表示主傳輸線介質(zhì)的固有材料參數(shù)，g表示傳輸線的特征阻抗與加載網(wǎng)絡(luò)外部介質(zhì)的固有阻抗的比值。對(duì)于一般的非磁性介質(zhì)，μ_me等于真空磁導(dǎo)率μ₀。用g進(jìn)行歸一化后，參量μ_me和ε_me可進(jìn)一步表示如下：

ε_me＝C_x·g,μ_me＝L_x/g；

其中，C_x為x方向單位長度電容，L_x為x方向單位長度電感。

當(dāng)

Z_x(ω)＝j(luò)ωL_x,Z_z(ω)＝j(luò)ωL_z,Y_y(ω)＝j(luò)ωC_y；

其中，L_z為z方向單位長度電感，L_x為x方向單位長度電感，C_y為y方向單位長度電容。

代入公式(1.5)，可得：

其中

其中，ε₀真空中介電常數(shù)；ε_eff指等效介電常數(shù)；h指介質(zhì)基板厚度；w指SIW寬度；Z₀指材料特征阻抗；μ₀指真空中磁導(dǎo)率；ε_r指介質(zhì)材料的相對(duì)介電常數(shù)；η_eff指介質(zhì)有效特征阻抗；η₀指自由空間波阻抗。

基于上述推導(dǎo)，材料介電常數(shù)和磁導(dǎo)率張量可以綜合為：

此處，μ_ex、μ_ey和μ_ez分別表示沿著x軸、y軸和z軸方向的有效磁導(dǎo)率。參數(shù)ε_r是材料的介電常數(shù)，ε_ey是沿著y軸方向的有效介電常數(shù)，ε_ex是沿著x軸方向的有效介電常數(shù)，ε_ez是沿著z軸方向的有效介電常數(shù)，ε_er為材料有效介電常數(shù)，μ_er為材料有效磁導(dǎo)率。

根據(jù)(1.7)式可知，所述慢波基片集成波導(dǎo)的x方向和z方向上磁導(dǎo)率不一致，從而導(dǎo)致慢波效應(yīng)呈現(xiàn)各向異性的特性。TE₁₀模式下，沿著z軸的相位常數(shù)和波速可以表示為：

其中，(β_z)_m0指z方向相位常數(shù)；ω指電磁波角頻率；k_c-m0指截止波數(shù)。

當(dāng)取(β_z)_m0＝0時(shí)，得到截止頻率f_c-m0表示為：

由(1.9)-(1.11)式可知，所述慢波SIW的截止頻率與μ_ex無關(guān)。因此，由于調(diào)節(jié)L_z而引起的μ_ex變化與截止頻率無關(guān)，僅會(huì)影響傳導(dǎo)電磁波的相速度；而調(diào)節(jié)L_x會(huì)同時(shí)影響相速度與截止頻率。L_x越大，截止頻率就越低。

本實(shí)施例通過周期性加載電感的方式，產(chǎn)生慢波效應(yīng)，同時(shí)有效降低了橫向和縱向尺寸，實(shí)現(xiàn)了在工作帶寬內(nèi)滿足截止頻率、插入損耗等要求，顯著降低基片集成波導(dǎo)尺寸的效果。且在不改變SIW結(jié)構(gòu)的前提下，通過調(diào)整橫向和縱向兩個(gè)方向加載的集總參數(shù)電感值，能夠獨(dú)立且有效地控制SIW的截止頻率和相速度，為SIW設(shè)計(jì)帶來新的自由度。與傳統(tǒng)的基片集成波導(dǎo)電路相比，因?yàn)楦飨虍愋缘娜嗽觳牧系碾娐方Y(jié)構(gòu)，具有更低截止頻率和相速度，在微波毫米波頻段下同時(shí)具有更小的橫向和縱向尺寸。且本基片集成波導(dǎo)，基于成熟的PCB制造技術(shù)和SMT工藝，體積小，易于制作和大批量生產(chǎn)。

下面以一具體實(shí)例進(jìn)行說明。

實(shí)施例4

以一個(gè)基于該結(jié)構(gòu)，TE₁₀模式下截止頻率為3.5GHz，最大慢波因子SWF(c/v_p)不小于3的基片集成波導(dǎo)設(shè)計(jì)為例，具體說明相關(guān)內(nèi)容。該慢波基片集成波導(dǎo)結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示，具體尺寸示意圖如圖2所示。其中，L₁為相鄰的十字形單元端口間距，L₂為十字形單元臂長，p為金屬化通孔排列周期，d為金屬化通孔直徑，W_s為加載區(qū)域橫向?qū)挾龋琖_a為等效基片集成波導(dǎo)橫向?qū)挾?，W為十字形單元臂寬，W_b為輸入輸出端口微帶線寬度，W_t梯形微帶過渡結(jié)構(gòu)下底寬度，L_t為梯形微帶過渡結(jié)構(gòu)高度，L_c為金屬化通孔陣列邊緣孔中心與矩形加載區(qū)域邊界的距離。設(shè)計(jì)步驟如下：

第一步，根據(jù)工程需要限定一些結(jié)構(gòu)參數(shù)。本例中，選擇厚度h為0.76mm、相對(duì)介電常數(shù)為2.94，并具有損耗較小，熱穩(wěn)定性好的有機(jī)陶瓷材料作為基片集成波導(dǎo)的基片板材。該板材在TE₁₀模式下，且滿足截止頻率3.5GHz時(shí)作為傳統(tǒng)SIW寬度近似為25mm。因此，此結(jié)構(gòu)寬度W_a應(yīng)小于25mm。根據(jù)SIW理論，SIW橫向兩側(cè)的金屬化通孔陣列，通常要求相鄰?fù)组g距不大于十分之一的傳導(dǎo)波長，綜合PCB金屬化通孔加工精度考慮，本例選取p＝0.9mm，d＝0.6mm。由圖2可知，加載區(qū)域橫向?qū)挾萕_s與十字形單元臂長L₂、十字形單元臂寬W、相鄰十字形單元端口間距L₁以及橫向十字形單元個(gè)數(shù)m應(yīng)滿足以下關(guān)系：

m×L₂+(m+1)×L₁≤W_s≤m×L₂+(m+1)×L₁+(L₂-W)

考慮加載集總電感元件的實(shí)際尺寸長×寬×高為0.6×0.3×0.3mm的貼片型電感元件，L₁應(yīng)小于貼片電感長度，W應(yīng)大于貼片電感寬度。本例選取L₁＝0.5mm，W＝0.5mm。考慮m＝7的情況，將L₁、W代入上述關(guān)系式，選取L₂＝1.2mm，計(jì)算得到W_s取值在12.4mm至13.1mm之間。本例選取W_s＝13mm并令W_a＝14mm。

第二步，結(jié)合基于傳輸線模型的慢波SIW理論，當(dāng)f_c＝3.5GHz時(shí)，取W_a＝14mm，h＝0.76mm時(shí)，有g(shù)＝0.396。通過電磁仿真軟件Ansoft Q3D Extractor可以提取出寄生接地電容約為C_y＝72.0fF，從而求出ε_me＝1.54×10^-11F/m，ε_ey＝4.31×10^-11F/m；進(jìn)而求出μ_ez＝2.42×10^-6H/m，進(jìn)一步求出L_x＝0.78nF。根據(jù)相速度即慢波因子需求，即SWF_MAX＝3，計(jì)算得到μ_ex＝2.32×10^-6H/m，進(jìn)一步求出L_z＝0.78nF。

第三步，在慢波SIW和輸入輸出端口50Ohm微帶線之間設(shè)計(jì)梯形微帶過渡結(jié)構(gòu)以獲得良好的回波損耗和較低的插入損耗情況。本例中，通過電磁仿真軟件參數(shù)優(yōu)化，確定設(shè)計(jì)輸入輸出端口微帶線寬度W_b＝1.4mm、梯形微帶過渡結(jié)構(gòu)下底寬度W_t＝2.95mm、梯形微帶過渡結(jié)構(gòu)高度L_t＝4.4mm、金屬化通孔陣列邊緣孔中心與矩形加載區(qū)域邊界距離L_c＝0.3mm。

第四步，通過電磁仿真軟件進(jìn)行整體參數(shù)優(yōu)化，確定最佳設(shè)計(jì)參數(shù)值。投板進(jìn)行PCB加工以及加工成品連接矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行測試。

以上所述的具體實(shí)施方式，對(duì)本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和有益效果進(jìn)行了進(jìn)一步詳細(xì)說明，所應(yīng)理解的是，以上所述僅為本發(fā)明的具體實(shí)施方式而已，并不用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所做的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。