專利名稱：光盤再現(xiàn)裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種用于自光記錄媒體中再現(xiàn)數(shù)字數(shù)據(jù)的光盤再現(xiàn)裝置。
更具體地，本發(fā)明涉及一種從再現(xiàn)RF信號中解調(diào)數(shù)字二進制信號的讀信道技術。
背景技術：
作為在光盤媒體中記錄數(shù)字數(shù)據(jù)的方式，大多可使用常見的CD(CompactDisk，以下稱CD)、DVD(Digital Versatile Disk，以下稱DVD)、及DVD-RAM(Digital Versatile Disk-Random Access Memory，以下稱DVD-RAM)、這種使線速度一定從而使記錄媒體上的記錄密度相同的方式。相對于進行標記幅調(diào)制且數(shù)字調(diào)制記錄的再現(xiàn)RF(射頻，Radio Frequecy；以下稱RF)信號，再現(xiàn)數(shù)字二進制信號，從而使線記錄密度固定的情況下，作為實現(xiàn)數(shù)字數(shù)據(jù)的記錄品質(zhì)且不依賴于再現(xiàn)路徑中的信號劣化的高再現(xiàn)能力的方法，公知的有適用PRML(局部響應最大概似法，以下稱PRML)信號處理方式的數(shù)字讀信道方式。在適用PRML信號處理的情況下，需要從修正了振幅方向的偏移(offset)成分的信號中檢測出相當于具有再現(xiàn)RF信號的信道比特頻率的時鐘成分的相位，實現(xiàn)相位同步引入、從而實現(xiàn)采樣信號的同步化，在高倍速再現(xiàn)時，為了減少高速工作的數(shù)字電路的功耗，也可以使用與相當于具有再現(xiàn)RF信號信道比特頻率的一半頻率的時鐘成分的相位同步的信號的方法。
下面，將說明使用與相當于具有再現(xiàn)RF信號信道比特頻率的一半頻率的時鐘成分的相位同步的信號并檢測數(shù)字二進制信號的方法。
在圖17中，將由再現(xiàn)裝置55從光記錄媒體1中再現(xiàn)出的光盤再現(xiàn)信號用前置放大器56對進行輸出振幅加重后，實施利用波形平衡裝置57加重高頻這樣的修正。波形平衡裝置57由能夠任意設定增加(boost)量和截止頻率的濾波器構成。通過模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5將波形平衡裝置57的輸出信號取樣為多位的數(shù)字RF信號，所述模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5是使用由時鐘發(fā)生裝置58生成的再現(xiàn)時鐘、將模擬信號轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字信號的裝置。此時，應解調(diào)的數(shù)字二進制信號37的符號，例如如DVD中所使用的8-16調(diào)制符號那樣，使用最小行程被限制于2的符號；并且，光再現(xiàn)特性即MTF(Mutual Transfer Function，下面稱為MTF)特性，如圖3所示，在信道比特頻率的約1/4以下的頻帶中分布的情況下，根據(jù)取樣定理，使用具有信道比特頻率一半的頻率成分的再現(xiàn)時鐘，在由模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5取樣的情況下，理論上可解調(diào)數(shù)字二進制信號37。
通過將此經(jīng)過取樣的多位的數(shù)字RF信號6輸入到半速率處理用偏移控制裝置59中，來補償數(shù)字RF信號6中所包含的振幅方向的偏移成分。(詳細地，參照對專利文獻1(特開2003-36612號公報)的發(fā)明所公開的圖4的說明部分)。
另一方面，為了實現(xiàn)PRML信號處理，需要從再現(xiàn)信號中，生成與其包含的時鐘成分一半的頻率的相位同步的取樣信號。用于將其實現(xiàn)的半速率處理用相位同步控制裝置60，利用半速率處理用相位誤差信息檢測裝置61，使用正規(guī)的取樣位置的信號和通過內(nèi)插處理還原時間方向上欠缺的信號的內(nèi)插信號，從經(jīng)過模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5和半速率處理用偏移控制裝置59產(chǎn)生的輸出信號中，檢測出相位誤差信息。因此，以用于平滑生成的相位誤差信息的環(huán)路濾波器62的輸出信號為基礎，使用時鐘產(chǎn)生裝置58進行控制以使再現(xiàn)時鐘的相位和具有再現(xiàn)信號的時鐘成分一半的頻率的相位同步。這些，使用由從模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5開始，到時鐘產(chǎn)生裝置58為止的路徑生成的再現(xiàn)時鐘，就能夠生成與具有再現(xiàn)RF信號3的時鐘成分一半的頻率的相位同步的多位數(shù)字RF信號6，能夠?qū)崿F(xiàn)PRML信號處理。
接著，將半速率處理用偏移控制裝置59的輸出信號輸入到半速率處理用適應平衡裝置63中，進行局部響應平衡。在此，局部響應平衡，例如，對于DVD，如圖15(b)所示，使用將平衡后的波形振幅分為5個值這樣的PR(a、b、b、a)方式。在此，圖15(b)中的白色○為將與具有再現(xiàn)RF信號3的時鐘成分的一半的頻率的相位同步的取樣信號進行局部響應平衡后的信號，黑色●為利用半速率處理用適應平衡裝置63所具有的、可還原奈奎斯特頻帶的插入濾波器28，還原了時間方向上欠缺的信號的信號。
如上所述，PRML信號處理方式，由于根據(jù)再現(xiàn)波形特性或者調(diào)制符號存在各種各樣的組合，所以相對于各種記錄再現(xiàn)系統(tǒng)，必須選擇適當?shù)姆绞?。半速率處理用適應平衡裝置63，例如，包括用于進行局部響應平衡的有限脈沖(impulse)響應濾波器、利用了使存在于從有限脈沖響應濾波器輸出的局部響應平衡輸出信號中的平衡誤差為最小的這樣的適當?shù)乜刂频腖MS(最小二乘法，以下稱LMS)的算法的濾波器系數(shù)學習電路、可以對用于還原在時間方向上欠缺的信號的奈奎斯特頻帶進行還原的內(nèi)插濾波器28。通過改變?yōu)V波系數(shù)就能夠?qū)崿F(xiàn)該有限脈沖響應濾波器的平衡特性。(詳細地，參照對專利文獻1的發(fā)明所公開的圖6、圖10、及圖11的說明部分)。
上面，使用通過一連串操作輸出的部分響應平衡信號，通過對應于部分響應類型，進行解碼的半速率處理用最大擬然解碼器64，進行數(shù)據(jù)解調(diào)。在此，半速率處理用最大擬然解碼器64，是使用信道比特頻率的一半的頻率，進行解調(diào)處理的維特比解碼器(Viterbi decoder)。維特比解碼器是依照部分響應類型，根據(jù)按意圖附加的符號的相關法則，進行概率計算，推定最正確系列的解碼器。但是，處理頻率為信道比特頻率一半的頻率時，在狀態(tài)遷移下，需要考慮將相鄰的兩個狀態(tài)整理為一個來考慮。例如，在半速率處理用適應平衡裝置63的輸出信號為并行輸出正規(guī)的取樣位置中的信號和經(jīng)內(nèi)插還原了的內(nèi)插信號的情況下，使用相時于相鄰的兩個狀態(tài)，分別輸入正規(guī)的取樣位置中的正規(guī)數(shù)據(jù)和內(nèi)插數(shù)據(jù)，進行并行處理的方法。(詳細地，參照對特許文獻1的發(fā)明所公開的圖12的說明部分)。
如此，使用發(fā)揮8-16調(diào)制符號等所具有的特征，以信道比特頻率的一半的頻率進行PRML信號處理方式的這樣一連串裝置，就能夠大幅度地降低功耗。此外，由于可以使用直線內(nèi)插濾波器和奈奎斯特內(nèi)插濾波器，還原在時間方向上的欠缺信號，進行偏移修正控制和相位同步控制，所以就能夠維持再現(xiàn)性能。

發(fā)明內(nèi)容
但是，在上述現(xiàn)有結(jié)構中，在再現(xiàn)RF信號中依賴于記錄數(shù)字數(shù)據(jù)品質(zhì)而產(chǎn)生的上下非對稱變形即不對稱大的情況下，在通過直線內(nèi)插還原時間方向上欠缺的數(shù)據(jù)，以修正振幅方向的偏移成分的方法中，由于因不對稱而產(chǎn)生運算誤差，偏移修正精度變差，即使在PRML信號處理時，也因為殘存偏移成分，而使數(shù)字二進制信號的解調(diào)性能下降。此外，即使在利用偏移成分修正時使用奈奎斯特濾波器的數(shù)據(jù)內(nèi)插來提高精度的情況下，也會因通過奈奎斯特內(nèi)插處理而使反饋控制回路變長，因此，對于缺陷通過時和偏移的急劇變化等，需要高速反饋控制的情況下，就會使控制性能劣化。同樣地，部分響應平衡性能也會因為濾波系數(shù)學習的源信號帶有偏移成分而劣化。
另一方面，在不僅適用PRML信號處理方式，還適用任意的電平下進行二進制判別的電平判別方式的情況下，及在正確地檢測出表示再現(xiàn)系統(tǒng)的信號品質(zhì)的抖動(jitter)的情況下，針時再現(xiàn)RE信號的時鐘成分，優(yōu)選在上述取樣相位的180度位移的相位下進行取樣，同樣地，在不對稱大的情況下，有不能進行正確的數(shù)字二進制信號檢測和抖動檢測的問題。
本發(fā)明是為解決上述現(xiàn)有問題而完成的，本發(fā)明的目的在于，提供一種光盤再現(xiàn)裝置，該裝置即使在高倍速再現(xiàn)時，并且即使在依賴記錄品質(zhì)的不對稱大的情況下，能以低功耗、實現(xiàn)足夠的再現(xiàn)性能。
為了解決上述問題，本發(fā)明的光盤再現(xiàn)裝置，該光盤再現(xiàn)裝置從通過具有至少三個以上連續(xù)相同符號的制約的記錄符號進行數(shù)字記錄的光記錄媒體對數(shù)字數(shù)據(jù)進行解調(diào)，其特征在于，包括從上述記錄媒體中檢測出再現(xiàn)RF信號的再現(xiàn)信號檢測電路；進行上述再現(xiàn)信號的調(diào)整、并且對抖動進行優(yōu)化的再現(xiàn)RF信號調(diào)整電路；生成與上述再現(xiàn)RF信號中所含有的時鐘成分的二倍周期同步的取樣時鐘的時鐘生成電路；利用上述取樣時鐘，對上述再現(xiàn)RE信號調(diào)整電路的輸出信號進行取樣，由此生成數(shù)字RF信號的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器；修正上述數(shù)字RE信號中的振幅方向的偏移成分的第一偏移修正電路；從上述第一偏移修正電路的輸出信號中提取相位誤差信息，進行上述時鐘生成電路生成的上述取樣時鐘的相位同步控制，以使該相位誤差信息接近零的相位同步控制電路適應性地平衡上述第一偏移修正電路的輸出信號的數(shù)字適應平衡器；修正因上述第一偏移修正電路中不能修正的偏移成分的影響而在上述數(shù)字適應平衡器的輸出信號中產(chǎn)生的振幅方向的偏移成分的第二偏移修正電路；以及將上述數(shù)字適應平衡器的輸出信號作為輸入信號，生成將其延遲一定時間的第一解調(diào)前處理信號和在其時間方向上欠缺的信號即第二解調(diào)前處理信號的內(nèi)插濾波器，上述第二偏移修正電路是從上述第一解調(diào)前處理信號和上述第二解調(diào)前處理信號中提取出振幅方向的偏移信息，修正上述數(shù)字適應平衡器的輸出信號的振幅方向的偏移成分的修正電路，并且還包括從上述第一解調(diào)前處理信號和上述第二解調(diào)前處理信號中提取出抖動信息的抖動檢測電路；以及解調(diào)上述第一解調(diào)前處理信號和上述第二解調(diào)前處理信號以獲得數(shù)字二進制信號的數(shù)據(jù)解調(diào)電路。
并且，特征在于，在光盤再現(xiàn)裝置中，上述第一偏移修正電路，包括通過求解出在時間上相鄰的上述數(shù)字RF信號的平均值，還原用信道比特換算上述數(shù)字RF信號時在時間方向上欠缺的信號的第一直線內(nèi)插濾波器，從上述數(shù)字RF信號和上述第一直線內(nèi)插濾波器的輸出信號中提取出上述數(shù)字RF信號的振幅方向的偏移成分，并修正上述數(shù)字RF信號的振幅方向的偏移成分。
并且，特征在于，在光盤再現(xiàn)裝置中，上述同步控制電路，包括通過求解出在時間上相鄰的上述第一偏移修正電路的輸出信號的平均值，還原用信道比特換算上述數(shù)字RF信號時在時間方向上欠缺的信號的第二直線內(nèi)插濾波器，從上述第一偏移修正電路的輸出信號和上述第二直線內(nèi)插濾波器的輸出信號中提取出相位誤差信息，進行上述時鐘生成電路生成的上述取樣時鐘的相位同步控制以使該誤差信息接進零。
并且，特征在于，在上述光盤再現(xiàn)裝置中，上述內(nèi)插濾波器具有為了維持精度所必需的最小限度的分支(tap)數(shù)的有限脈沖響應濾波器構成，是還原奈奎斯特頻帶的濾波器。
并且，特征在于，在光盤再現(xiàn)裝置中，上述第一偏移修正電路包括調(diào)整控制速度的第一控制增益調(diào)整電路；上述第二偏移修正電路包括調(diào)整控制速度的第二控制增益調(diào)整電路；上述第一控制增益調(diào)整電路設定控制增益以便能高速地進行控制；上述第二控制增益調(diào)整電路設定控制增益以便能低速地進行控制。
并且，特征在于，在光盤再現(xiàn)裝置中，還包括生成為了使信道比特頻率的相位在0度或者180度而轉(zhuǎn)換上述模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器的取樣相位的取樣相位轉(zhuǎn)換標志的取樣相位轉(zhuǎn)換標志發(fā)生電路；上述相位同步控制電路依照上述相位轉(zhuǎn)換標志，來轉(zhuǎn)換檢測上述相位誤差信息的方法；上述第一偏移修正電路和上述第二偏移修正電路依照上述取樣相位轉(zhuǎn)換標志，來轉(zhuǎn)換提取上述振幅方向的偏移成分的方法；上述數(shù)字適應平衡器，以部分響應方式為基準進行適應平衡；上述數(shù)據(jù)解調(diào)電路還包括按照上述部分響應方式進行概率運算的最大擬然解碼電路，依照上述取樣相位的轉(zhuǎn)換標志轉(zhuǎn)換解調(diào)方式。
并且，特征在于，在光盤再現(xiàn)裝置中，上述數(shù)字適應平衡器由有限脈沖響應濾波器構成，包括濾波器系數(shù)學習電路，學習其各分支的加權系數(shù)，以便使上述第一解調(diào)前處理信號和上述第二解調(diào)前處理信號與作為目標的部分響應方式的目標電平的誤差的平方平均值接近零。
根據(jù)本發(fā)明的光盤再現(xiàn)裝置，具備以直線內(nèi)插為前提，用于進行對應高速控制的相位同步控制的第一偏移修正電路；和以奈奎斯特內(nèi)插為前提，用于以高精度進行偏移修正的第二偏移修正電路，由此即使相對于缺陷和急劇的偏移變動，也能夠與第一偏移修正和相位同步控制相對應地時其進行修正，同時，通過第二偏移修正，即使在電平判別處理方式及PRML信號處理方式的任一方式中，也能夠高精度地減少在該各方式中使用的信號的振幅方向的偏移成分，即使在依賴記錄的數(shù)字數(shù)據(jù)的記錄品質(zhì)，存在于再現(xiàn)RF信號中的不對稱大的情況下，也能夠?qū)崿F(xiàn)充分的再現(xiàn)性能。
此外，根據(jù)本發(fā)明的光盤再現(xiàn)裝置，因為以高精度進行作為再現(xiàn)信號品質(zhì)的指標的抖動的檢測，為了可高精度地進行用于使再現(xiàn)RF信號的抖動優(yōu)化的模擬平衡的截止頻率和增加量學習的調(diào)整，及關系到再現(xiàn)RF信號的性能的聚焦伺服中的平衡學習的最佳點的調(diào)整等，所以即使在高倍速再現(xiàn)等時，也能夠使再現(xiàn)信號的品質(zhì)大幅度的提高。


圖1是表示本發(fā)明的實施形態(tài)1的光盤再現(xiàn)裝置的結(jié)構的方框圖。
圖2是高次等波紋濾波器的頻率特性的說明圖。
圖3是表示各種局部響應方式的頻率特性和MTF特性的圖。
圖4(a)是表示實施形態(tài)1中的第一偏移修正電路9的結(jié)構的方框圖。
圖4(b)是說明實施形態(tài)1中的第一偏移修正電路9的工作原理圖。
圖5(a)是表示實施形態(tài)1中的相位同步控制電路17的結(jié)構的方框圖。
圖5(b)是說明實施形態(tài)1中的相位誤差信息20的檢測原理圖。
圖6是表示有限脈沖響應濾波器的結(jié)構的方框圖。
圖7是說明用于還原奈奎斯特頻帶的內(nèi)插濾波器28的工作原理圖。
圖8(a)是表示實施形態(tài)1中的第二偏移修正電路27的結(jié)構的方框圖。
圖8(b)是說明實施形態(tài)1中的第二偏移修正電路27的工作原理圖。
圖9是說明實施形態(tài)1中的抖動信息39的檢測原理圖。
圖10是表示本發(fā)明的實施形態(tài)2的光盤再現(xiàn)裝置的結(jié)構的方框圖。
圖11(a)是表示實施形態(tài)2中的第一偏移修正電路9的結(jié)構的方框圖。
圖11(b)是說明實施形態(tài)2中的第一偏移修正電路9的工作原理圖。
圖12(a)是表示實施形態(tài)2中的相位同步控制電路17的結(jié)構的方框圖。
圖12(b)是說明實施形態(tài)2中的相位誤差信息20的檢測原理圖。
圖13是表示作為實施形態(tài)2中的數(shù)字適應平衡器23的結(jié)構要素的濾波系數(shù)學習電路的結(jié)構的方框圖。
圖14是關于記錄符號、電平判別方式和PR(a、b、b、a)平衡方式的說明圖。
圖15(a)是表示實施形態(tài)2中的第二偏移修正電路27的結(jié)構的方框圖。
圖15(b)是說明實施形態(tài)2中的第二偏移修正電路27的工作原理圖。
圖16(a)是表示作為實施形態(tài)2中的數(shù)據(jù)解調(diào)電路36的結(jié)構要素的并列型維特比解碼器的狀態(tài)遷移的圖。
圖16(b)是表示實施形態(tài)2中的數(shù)據(jù)解調(diào)電路36的結(jié)構要素即并列型維特比解碼器的解調(diào)的程序的圖。
圖17是表示現(xiàn)有的光盤再現(xiàn)裝置的結(jié)構的方框圖。
具體實施例方式
下面和附圖一起詳細地說明本發(fā)明的光盤再現(xiàn)裝置的實施形態(tài)。
(實施形態(tài)1)圖1是表示本發(fā)明的實施形態(tài)1的光盤再現(xiàn)裝置的結(jié)構的方框圖。
此實施形態(tài)1對應于技術方案1至5，在對來自光盤媒體再現(xiàn)的再現(xiàn)RF信號進行數(shù)字化，并解調(diào)數(shù)字二進制信號時，使之與信道比特周期的2倍的周期的取樣時鐘同步并轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號后，適用可對應高速控制的第一偏移修正電路和低速控制且注重偏移修正精度的第二偏移修正電路，通過使其有效地進行相位同步控制、適應平衡處理、抖動檢測等，在實現(xiàn)低功耗的同時，即使再現(xiàn)RF信號中存在的不對稱大的情況下，也能夠?qū)崿F(xiàn)高性能的再現(xiàn)能力。
在圖1中，在本實施形態(tài)1中，對于自光盤媒體1中由再現(xiàn)信號檢測電路2再現(xiàn)的再現(xiàn)RF信號3，通過再現(xiàn)RF信號調(diào)整電路4在實施既加重輸出信號又加重高頻的這樣的修正的同時，還去除存在于解調(diào)信號以外的頻帶的雜音成分，由此改善抖動。在此，再現(xiàn)RF信號調(diào)整電路4由可任意地設定增加量和截止頻率的濾波器構成。此濾波器，例如，也可為具有圖2實線所示出的頻率特性的高次紋波(ripple)濾波器。在此圖中，用虛線示出的特性是沒有進行高頻的增加情況的特性。
使用由時鐘生成電路7生成的取樣時鐘8，通過作為將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號的電路的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5，將再現(xiàn)RF信號調(diào)整電路4的輸出信號取樣為多位的數(shù)字RF信號6。此時，應解調(diào)的數(shù)字二進制信號37的符號，例如，如在DVD中使用的8-16調(diào)制符號那樣，使用具有相同符號至少3個以上連續(xù)的限制的記錄符號(最小行程被限制于2的符號)，并且，光再現(xiàn)特性即MTF(互相轉(zhuǎn)換功能，Mutual Transfer Function；以下稱為MTF)特性，如圖3所示，在信道比特頻率的約1/4(取樣頻率的0.25)以下的頻帶中分布的情況下，根據(jù)取樣定理，使用具有信道比特頻率的一半的頻率成分的取樣時鐘8，在由模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5進行取樣的情況下，理論上能夠解調(diào)數(shù)字二進制信號37。
通過將此取樣的多位數(shù)字RF信號6輸入到第一偏移修正電路9中，來修正數(shù)字RF信號6中包含的振幅方向的偏移成分。
下面，使用圖4(a)及圖4(b)說明第一偏移修正電路9的詳細的電路結(jié)構及工作原理。再有，這里圖示的電路只是一個例子，本發(fā)明并不局限于此圖示電路。
圖4(a)是表示實施形態(tài)1中的第一偏移修正電路9的結(jié)構的方框圖。此外，圖4(b)是表示實施形態(tài)1中的第一偏移修正電路9的工作原理的說明圖。
在圖4(a)及圖4(b)中，從由以信道比特頻率的一半的頻率為基準生成的取樣時鐘8取樣的、用白色○表示的數(shù)字RF信號6A至6L中，利用具備在相鄰數(shù)據(jù)間進行平均化功能的第一直線插入濾波器10，還原在信道比特率下觀察的情況下欠缺了的時間方向的成分的內(nèi)插信號11(用黑色●表示的11A至11L)。例如，通過將數(shù)字RF信號6F和6G相加后求其平均就生成內(nèi)插信號11G。接下來，利用偏移信息檢測電路12，使用數(shù)字RF信號和內(nèi)插信號11，如圖4(b)所示的，在檢測相對于零電平兩信號的符號極性不同的零交叉位置的同時，還檢測此零交叉位置中的偏移信息13(用白色△表示的13A至13E)。此時，作為偏移信息檢測電路12的工作原理，在數(shù)字RF信號6的符號的極性和內(nèi)插信號11G的符號的極性不同的情況下，將此位置特定為零交叉位置(11B和6B、6C和11D、11E和6E，其他也相同)。在特定為這樣的零交叉位置的地方，通過將數(shù)字RF信號6F和內(nèi)插信號11G相加后求其平均來生成偏移信息13D。偏移信息13，由偏移電平平滑電路14進行平滑后，由第一控制增益調(diào)整電路15進行符合偏移修正目的的響應特性的增益調(diào)整后，通過減法電路16從數(shù)字RF信號6中減去，由此成為降低數(shù)字RF信號6中包含的振幅方向的偏移成分的信息。
如此，由第一偏移修正電路9進行偏移修正過的信號，由于相對于圖4(b)所示的上下非對稱變形大的信號，不能按上述直線內(nèi)插的運算精度正確地運算偏移信息13，所以存在符號的中心電平和零電平不一致的情況。但是，由于第一偏移修正電路9的輸出信號是在后述的相位同步控制電路17中使用的信號，使控制回路延遲盡可能短，在相位同步控制中在性能方面上有利，所以零電平和符號的中心電平的差就選擇由后述的第二偏移修正電路27來補償，通過將第一控制增益調(diào)整電路15設定在能夠高速響應的增益，第一偏移修正電路9，希望適用于以由于光記錄媒體1的記錄數(shù)據(jù)表面的臟污和損傷等缺陷和、跟蹤伺服系統(tǒng)中的偏離軌道等所產(chǎn)生的振幅方向的偏移變化的高速修正為目的的情況。
另一方面，在適用數(shù)字信號處理方式的情況下，為了降低功耗，就需要從再現(xiàn)信號RF3中，生成與其含有的時鐘成分的一半的頻率的相位同步的數(shù)字RF信號6。為了實現(xiàn)此目標，使用相位同步控制電路17，使用從模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5中，經(jīng)過第一偏移修正電路9生成的輸出信號，和通過內(nèi)插處理從此信號中還原出在時間方向上欠缺的信號，檢測出相位誤差信息20后，將其加工為用于進行相位同步控制的相位同步控制信號17a，輸入到時鐘生成電路7中，由此進行控制，以使取樣時鐘8的相位和再現(xiàn)RF信號調(diào)整電路4的輸出信號具有的時鐘成分的一半的頻率的相位同步。在此，時鐘生成電路7，依照所輸入的電壓值生成取樣時鐘8，該電路也可由電壓控制振蕩器(以下稱VCO)構成。如此，通過進行模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5→第一偏移修正電路9→相位同步控制電路17→時鐘生成電路7→模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器5的一連串電路操作，就能夠?qū)崿F(xiàn)相位同步。
以下，使用圖5(a)及圖5(b)說明相位同步控制電路17的詳細電路結(jié)構及工作原理。再有，這里圖示的電路僅是一個例子，本發(fā)明不限定于此圖示的電路。
圖5(a)是表示相位同步控制電路17的結(jié)構的方框圖。此外，圖5(b)是表示相位同步控制電路17中的相位誤差信息20的生成原理的說明圖。
在圖5(a)及圖5(b)中，從用白色○表示的第一偏移修正電路9的輸出信號中，利用具備在相鄰數(shù)據(jù)間進行平均化功能的第二直線內(nèi)插濾波器18，還原在如黑點表示的信道比特率下觀察的情況下欠缺了時間方向的成分的內(nèi)插信號(18A至18H)。例如，通過將相鄰的第一偏移修正電路9的輸出信號相加后求其平均，就能生成第二直線內(nèi)插濾波器18的輸出信號(18A至18H)。
接下來，利用相位誤差信息檢測電路19，使用第一偏移修正電路9的輸出信號和第二直線內(nèi)插濾波器18的輸出信號，如圖5(b)所示的，在檢測相對于零電平兩信號的符號極性不同的零交叉位置的同時，還檢測此零交叉位置中的相位誤差信息20(用白色△表示的20A至20D)。此時，相位誤差信息檢測電路19的工作原理是，在特定為零交叉位置的地方，對于上升沿，通過將第一偏移修正電路9的輸出信號和第二直線內(nèi)插濾波器18的輸出信號18相加后取其平均來生成相位誤差信息20C(20A及其它的也相同)。另一方面，對于下降沿，通過將第一偏移修正電路9的輸出信號和第二直線內(nèi)插濾波器18的輸出信號18相加后取其平均，生成用黑三角▲表示的相位誤差信息前處理信號(下降沿)20B′后，通過使極性反轉(zhuǎn)，生成相位誤差信息20B(20D及其它的也相同)。由此得到的、連接相位誤差信息20A至20D的相位誤差曲線，相對于零電平表示為正的極性，由此，表示相位延遲。與次相反的情況，表示相位超前。
相位同步環(huán)路濾波器21，對按上述檢測出的相位誤差信息20實施濾波處理，并進行輸出。數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器22，將上述相位同步環(huán)路濾波器21的輸出信號轉(zhuǎn)換為模擬控制信號即相位同步控制信號。再有，相位同步環(huán)路濾波器21也可為，調(diào)整比例成分和積分成分的增益，并將它們混合進行積分處理的結(jié)構。
接著，把第一偏移修正電路9的輸出信號作為輸入，通過數(shù)字適應平衡器23，進行優(yōu)化輸入信號的抖動這樣的平衡處理。此時，數(shù)字適應平衡器23，作為一個例子，如圖6所示，也可由有限脈沖響應濾波器構成，該濾波器由用于延遲由D觸發(fā)器構成的2T(T是信道比特率周期)分信號的延遲元件24a至24f；將輸入信號(第一偏移修正電路9的輸出信號)、及對于各個延遲元件24a至24f的輸出乘以濾波系數(shù)C1至C7的乘法器25a至25g；對乘法器25a至25g的輸出信號進行乘法計算的加法器26構成。在此，圖6所示的電路結(jié)構也只是一個例子，本發(fā)明并不限定于此。
將數(shù)字適應平衡器23的輸出信號輸入到第二偏移修正電路27中，修正在第一偏移修正電路9中沒能修正的振幅方向的偏移成分。在此，通過內(nèi)插濾波器28，將第二偏移修正電路27的輸出信號作為輸入信號，通過比直線內(nèi)插還要高精度地還原奈奎斯特頻帶，來生成在信道比特率下觀察的情況下欠缺了時間方向的成分的第二解調(diào)前處理信號30。同時，利用內(nèi)插濾波器28，把第一偏移修正電路9的輸出信號延遲相當于用于獲得在內(nèi)插濾波器28中的第二解調(diào)前處理信號30的運算延遲時間的時間部分，生成第一解調(diào)前處理信號29。并且，此第二偏移修正電路27，將第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30作為輸入信號，提取出上述數(shù)字適應平衡器23的輸出信號中的振幅方向的偏移成分，對于該數(shù)字適應平衡器23的輸出信號，修正該偏移成分。在第二偏移修正電路27的輸入信號中，由于上述的缺陷和振幅方向的偏移變動，能夠用第一偏移修正電路9來降低，所以，希望第二偏移修正電路27，與第一偏移修正電路9的響應速度相比，使響應速度充分地緩慢。
上述內(nèi)插濾波器28，如上所述，也可由具有還原圖7所示的奈奎斯特頻帶的濾波系數(shù)的有限脈沖響應濾波器構成。在此，Tch表示信道比特率，縱軸是有限脈沖響應濾波器的濾波系數(shù)。雖然有限長越長的濾波器奈奎斯特內(nèi)插精度越高，但是，例如，通過使用窗函數(shù)減少有限分支的中止運算誤差的影響，也能夠削減電路規(guī)模。在此圖示的結(jié)構和濾波系數(shù)只不過是一個例子，本發(fā)明并不限于此電路結(jié)構。
以下，使用圖8(a)及圖8(b)說明第二偏移修正電路27的詳細的電路結(jié)構及也包含內(nèi)插濾波器28的工作原理。再有，在此圖示的電路只不過是一個例子，本發(fā)明并不限定于此。
圖8(a)是表示第二偏移修正電路27的結(jié)構的方框圖。此外，圖8(b)是表示第二偏移修正電路27及內(nèi)插濾波器28的工作原理的說明圖。
在圖8(a)及圖8(b)中，從用白色○表示的第一解調(diào)前處理信號29A至29L中，利用可還原奈奎斯特頻帶的內(nèi)插濾波器28，還原在信道比特率下觀察的情況下欠缺了時間方向的成分的第二解調(diào)前處理信號30(用黑色●表示的30A至30L)。接著，利用偏移信息檢測電路31，使用第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30，如圖8(b)所示，在檢測出相對于零電平兩信號的符號極性不同的零交位置的同時，還檢測此零交位置中的偏移信息32(用白三角△表示的32A至32E)。即，作為偏移信息檢測電路31的工作原理，由于第一解調(diào)前處理信號29F的符號極性和第二解調(diào)前處理信號30G的符號的極性不同，所以就能夠?qū)⒋宋恢锰囟榱憬晃恢?30B和29B、29C和30D、30E和29E，其它也相同)。并且，在特定為這樣的零交位置的地方，通過將第一解調(diào)前處理信號29F和第二解調(diào)前處理信號30G相加后取其平均來生成偏移信息32D(32A、32B、32C、其它也相同)。偏移信息32，由偏移電平平滑電路33進行平滑后，對其輸出通過第二控制增益調(diào)整電路34進行符合偏移修正目的的響應特性的增益調(diào)整后，通過減法電路35從數(shù)字適應平衡器23的輸出信號中減去，就能減少數(shù)字適應平衡器23的輸出信號中所包含的振幅方向的偏移成分。
如此，由第二偏移修正電路27和內(nèi)插濾波器28進行偏移修正過的信號，由于即使相對于圖8(b)所示的上下非對稱變形大的信號，也能按上述奈奎斯特內(nèi)插的運算精度正確地運算偏移信息，所以使符號的中心電平和零電平幾乎沒有變化。在此，由于通過上述的第一偏移修正電路9針對缺陷和振幅方向的偏移變化的時間變化進行了補償，所以通過將第二控制增益調(diào)整電路34設定在能夠低速響應的增益，希望第二偏移修正電路27，即使在不對稱大的情況下，也能夠適用于低速高精度修正的目的以便確保后述的數(shù)字二進制信號37的解調(diào)性能和抖動檢測精度。
將由插入濾波器28生成的第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30輸入到數(shù)據(jù)解調(diào)電路36中，相對于零電平，判別是正極性還是負極性，作為一個例子，在是正極性的情況下，確定為“1”，在負極性的情況下，確定為“0”，由此來解調(diào)數(shù)字二進制信號37。詳細地說，將圖8(b)白色○表示的第一解調(diào)前處理信號29A、29D、29G、29H、29I和黑色●表示的第二解調(diào)前處理信號30A、30B、30D、30E、30G、30H、30I解調(diào)為“1”。另一方面，將白色○表示的第一解調(diào)前處理信號29B、29C、29E、29F、29J、29K、29L和黑色●表示的第二解調(diào)前處理信號30C、30F、30J、30K、30L解調(diào)為“0”。此外，不僅僅是上述零電平，也可利用任意的閾值電平判別為兩值。在此的解調(diào)方法是一個例子，本發(fā)明不限定于此解調(diào)方法。
此外，將由內(nèi)插濾波器28生成的第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30，輸入到抖動檢測電路38中，檢測出抖動信息39。
下面，使用圖9說明抖動檢測電路38的工作原理。再有，在此圖示的原理只不過是一個例子，本發(fā)明并不限定于此。
圖9是抖動檢測電路38的工作原理的說明圖。
在圖9中，使用由白色○表示的第一解調(diào)前處理信號29和用黑色●表示的第二解調(diào)前處理信號30作為輸入信號，利用與上述第二偏移修正電路27相同原理，特定出零交位置后，在零交位置，通過將第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30相加后取其平均，生成用白色△表示的瞬間抖動前信息40。同時，通過計算第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30的差的絕對值，就可計算出圖9所示的瞬間傾斜成分。在作為抖動檢測對象的信號的中心電平附近具有線性的情況下，當投影在時間方向時，這相當于信道比特周期。在將此時的、來自瞬間抖動前信息40的零電平的振幅方向的距離的絕對值作為瞬時振幅抖動信息的情況下，當將此信號投影到時間方向時，就變成相當于瞬時時間抖動信息。由此，可導出以下數(shù)1所示出的關系。再有，記號“||”表示絕對值。
◎數(shù)1
因此，在零交叉位置的瞬時抖動信息，可從以下的數(shù)2所示出的關系中計算出。
◎數(shù)2
通過對在此提取出的每一零交的瞬時抖動信息實施平滑處理，就能夠提取出抖動信息39。
由于拌動信息39成為表示再現(xiàn)RF信號3的品質(zhì)和數(shù)字RF信號6的品質(zhì)的指標，所以能夠正確地認識光盤媒體1中記載的記錄數(shù)據(jù)的品質(zhì)，當進行使抖動信息39的值為最小值的聚焦伺服的平衡學習和、再現(xiàn)RF信號調(diào)整電路4中的高次等紋波濾波器的增加量和截止頻率的調(diào)整時，由于可進行更高精度地調(diào)整，所以提高了再現(xiàn)性能。
在如上所述的本實施形態(tài)1的光盤再現(xiàn)裝置中，由于配置了以直線內(nèi)插為前提，用于進行對應于高速控制的相位同步控制的第一偏移修正電路、和以奈奎斯特內(nèi)插為前提，用于高精度地進行偏移修正的第二偏移修正電路，所以相對于缺陷和急劇的偏移變動，在能夠?qū)M行第一偏移修正和相位同步控制的同時，還能通過第二偏移修正，高精度地降低電平判別處理方式中使用的信號的振幅方向的偏移成分，即使在依賴記錄的數(shù)字數(shù)據(jù)的記錄品質(zhì)存在于再現(xiàn)RF信號的不對稱大的情況下，也能夠?qū)崿F(xiàn)充分的再現(xiàn)性能。
此外，由于高精度地進行成為再現(xiàn)信號品質(zhì)指標的抖動的檢測，所以就能夠高精度地進行用于使再現(xiàn)RF信號的抖動優(yōu)化的模擬平衡器的截止頻率和增加量學習的調(diào)整、及與再現(xiàn)RF信號的性能相關的聚焦伺服中的平衡學習的最佳點的調(diào)整等，即使在高倍速再現(xiàn)時等，也能提高再現(xiàn)信號品質(zhì)，并且能夠獲得可實現(xiàn)低功耗的光盤再現(xiàn)裝置。
(實施形態(tài)2)圖10是表示本發(fā)明的技術方案2的光盤再現(xiàn)裝置的結(jié)構的方框圖。
此實施形態(tài)2對應于本發(fā)明權利要求6及7，與上述實施形態(tài)1不同點在于，包括在信道比特時鐘下觀察時，在相位同步控制中，產(chǎn)生用于轉(zhuǎn)換是在與實施形態(tài)1同相位下進行相位控制，還是在與其相差180度相位下進行同步控制的取樣相位轉(zhuǎn)換標志的電路；及根據(jù)該取樣相位轉(zhuǎn)換標志產(chǎn)生電路中生成的取樣相位轉(zhuǎn)換標志，用于將實施形態(tài)1中所說明的第一偏移修正電路、相位同步控制電路、數(shù)字適應平衡器、第二偏移修正電路及數(shù)據(jù)解調(diào)電路轉(zhuǎn)換為與上述PRML信號處理方式相對應的取樣方式的裝置；數(shù)字適應平衡器，包括將第二偏移修正電路后的內(nèi)插濾波器的輸出信號作為輸入信號，進行適應自動學習控制的濾波系數(shù)學習電路。通過追加這些功能，不僅在電平判別方式，即使在適用PRML信號處理方式的情況下，或其它情況下不對稱大的情況下，也能夠?qū)崿F(xiàn)再現(xiàn)性能的提高。
在圖10中，從取樣相位轉(zhuǎn)換標志產(chǎn)生電路41生成的取樣相位轉(zhuǎn)換標志42若為“0”，執(zhí)行與上述實施形態(tài)1基本相同的工作。但是，此工作只不過是一個例子，本發(fā)明并不限定于在此公開的工作。
接著，下面按順序說明取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況下的第一偏移修正電路9、相位同步控制電路17、數(shù)字適應平衡器23、第二偏移修正電路27及數(shù)字解調(diào)電路36的電路結(jié)構和工作原理。
下面，使用圖11(a)及圖11(b)說明實施形態(tài)2中的第一偏移修征電路9的詳細的電路結(jié)構及工作原理。再有，在此圖示出的電路只不過是一個例子，本發(fā)明并不限定于此圖示的電路。
圖11(a)是表示本實施形態(tài)2中的第一偏移修正電路9的結(jié)構的方框圖。此外，圖11(b)是表示本實施形態(tài)2中的第一偏移修正電路9的工作原理的說明圖。
在圖11(a)及圖11(b)中，與上述實施形態(tài)1不同點在于，將取樣相位轉(zhuǎn)換標志42輸入到偏移信息檢測電路43中，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“0”的情況下，按與實施形態(tài)1相同的原理工作，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況下，為能夠適用PRML信號處理方式，相對于信道比特時鐘在相位180度偏移的位置處進行相位同步控制這點上，因此與實施形態(tài)1比較，偏移信息13的檢測原理不同。除此之外，由于與實施形態(tài)1說明的功能、工作相同，在此詳細地說明偏移信息檢測電路43的工作原理，省略其它的功能的說明。
在圖11(b)中，取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況，例如，通過將數(shù)字RF信號6F和6G相加取平均值來生成插入信號11G。接著，利用偏移信息檢測電路43，將相鄰的數(shù)字RF信號6(例如，6B)和插入信號11(例如，11C)相加后，取平均值，由此生成用白三角△表示的零交位置檢測用數(shù)據(jù)44(例如44B、對于44A～44J也是同樣的)，如圖11(b)所示，在相對于零電平檢測出成為與該零交位置檢測用數(shù)據(jù)44的符號極性不同的零交位置的同時，還檢測出此零交位置中的偏移信息13(在此情況下，6B、11D、6E、11G、11J相當于此。)。
下面，使用圖12(a)及圖12(b)說明本實施形態(tài)2中的相位同步控制電路17的詳細的電路結(jié)構及工作原理。再有，在此圖示出的電路只不過是一個例子，本發(fā)明并不限定于此圖示的電路。
圖12(a)是表示實施形態(tài)2中的相位同步控制電路17的結(jié)構的方框圖。此外，圖12(b)是表示實施形態(tài)2中的相位同步控制電路17的相位誤差信息20的產(chǎn)生原理的說明圖。
在圖12(a)及圖12(b)中，與實施形態(tài)1的不同點在于，將取樣相位轉(zhuǎn)換標志42輸入到相位誤差信息檢測電路45中，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“0”的情況下，按與實施形態(tài)1相同的原理工作，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況下，為能夠適用PRML信號處理方式，相對于信道比特時鐘在相位180度偏移的位置處進行相位同步控制這點上，因此與實施形態(tài)1比較，相位誤差信息20的檢測原理不同。除此之外，由于與實施形態(tài)1說明的功能、工作相同，在此詳細地說明相位誤差信息檢測電路45的工作原理，省略其它的功能的說明。
在圖12(b)中，取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況，例如，通過將相鄰的第一偏移修正電路9的輸出信號和第二直線內(nèi)插濾波器18的輸出信號相加取平均值來生成用白色方框□表示的零交位置檢測用信號60A～60G(相當于圖11(b)中的44A～44J)。接著，利用相位誤差信息檢測電路45，使用上述零交位置檢測用信號60A～60G，如圖11(b)所示，在相對于零電平檢測出成為與上述零交位置檢測用信號的符號極性不同的零交位置的同時，還檢測出此零交位置中的相位誤差信息20(在此情況下，20A～20D)。此時，關于下降沿，通過將第一偏移修正電路9的輸出信號9C和第二直線內(nèi)插濾波器18的輸出信號18B相加取平均值生成用黑色●表示的相位誤差信號前處理信號20A′、20C′后，如白三角△20A及20C所示，通過使第二直線內(nèi)插濾波器18的輸出信號20A′、20C′的極性反轉(zhuǎn)，就得到相位誤差信息20A、20B。
在此，在本實施形態(tài)2中，連接相位誤差信息20A至20D的相位誤差曲線，相對于零電平表示為負極性，由此表示出相位超前。
下面，使用圖6及圖13說明本實施形態(tài)2中的數(shù)字適應平衡器23的詳細的電路結(jié)構及工作原理。再有，在此圖示出的電路只不過是一個例子，本發(fā)明并不限定于此圖示的電路。
圖13是表示本實施形態(tài)2中的數(shù)字適應平衡器23的構成要素之一的濾波系數(shù)學習電路的方框圖。濾波系數(shù)學習電路130是，例如使用最小二乘(LeastMean Square；以下稱LMS)，與適用的部分響應的方式一起，為了進行部分響應平衡，進行圖6所示的有限脈沖響應濾波器的C1至C7的濾波器系數(shù)的適應自動學習的電路。
在此，作為部分響應平衡，例如，相對于DVD，如圖14(c)所示，平衡后的振幅使用不為5值這樣的PR(a、b、b、a)方式。在此，在圖14中的白色○是將與再現(xiàn)RF信號3具有的時鐘成分的一半的頻率的相位同步的取樣信號進行部分響應平衡的圖例，黑色●是利用內(nèi)插濾波器28還原了在信道比特率下觀察的情況下，在時間方向上欠缺的信號的圖例。圖14(a)表示再現(xiàn)RF信號調(diào)整電路4的輸出信號，圖14(b)表示實施形態(tài)1中的、或在實施形態(tài)2中，取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“0”的情況下的二進制判別時(電平判別時)的取樣信號即第一解調(diào)前處理信號29(白色○)和第二解調(diào)前處理信號30(黑色●)，圖14(c)表示實施形態(tài)2中的取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況下，進行適用PRML方式的解調(diào)時的PR(a、b、b、a)平衡輸出信號，即數(shù)字適應平衡器23的輸出信號。
所謂PR(a、b、b、a)方式，具有將不同的四個時間取樣數(shù)據(jù)以a∶b∶b∶a的比率加在一起的特征(a+b*D+b*D2+a*D3)，相對于再現(xiàn)信號，如圖3所示，附加有低通型濾波器的特性。在圖3中，PR(1、2、2、1)方式和PR(3、4、4、3)方式相當于此。認為越是具有接近圖3所示的MTF特性的頻率特性的方式，越是有利的部分響應方式。不僅是圖3所示的方式，即使PR(a、b、b、a)方式以外，也存在多種多樣的部分響應型，并不限定于特定的方式，如果是性能上相當，使用其它的方式也沒問題。在這些再現(xiàn)數(shù)據(jù)的時間方向上附加相關性的部分響應方式，是后述的最大擬然解碼法(最大相似性)之一，利用附加的數(shù)據(jù)的相關性組合推定近似準確的維特比解碼器，可實現(xiàn)在線記錄方向的高密度紀錄再現(xiàn)上有利的PRML信號處理。如上所述，由于PRML信號處理方式，根據(jù)再現(xiàn)波形的特性和調(diào)制符號，存在各種組合，所以相對于各種記錄再現(xiàn)系統(tǒng)需要選擇適合的方式。
取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“0”的情況，由于按與實施形態(tài)1相同的原理工作，所以不需要特別地使用濾波系數(shù)學習電路，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況下，為了能夠適用PRML方式，例如，根據(jù)利用適應性控制以使依存于從加法器26輸出的數(shù)字適應平衡器23的輸出信號的平衡誤差為最小的LMS算法的濾波系數(shù)學習電路來設定如圖6所示的有限脈沖響應濾波系數(shù)C1至C7。
如圖13所示，濾波系數(shù)學習電路130的結(jié)構如下包括平衡誤差檢測電路47，其通過虛擬判定電路46從第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30中檢測出對應于部分響應方式的各個平衡目標值，并將此平衡目標值29a、30a和第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30相減，以檢測平衡誤差信號47a；延遲電路48，為了演算平衡誤差檢測電路47的輸出信號和有限脈沖響應濾波器的輸入信號即第一偏移修正電路9的輸出信號的相關，為了使第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號20的相關一致，延遲第一偏移修正電路9的輸出信號；相關器49，用于將平衡誤差檢測電路47的輸出信號和延遲電路48的輸出信號進行乘法計算；反饋增益控制電路50，通過在從相關器49輸出的信號上附加上增益來決定自動適應反饋控制的控制增益；濾波系數(shù)更新部51a至51g，將該輸出加上各分支的濾波系數(shù)，更新濾波系數(shù)，具有在適應控制開始時，根據(jù)下載信號下載保存在初始值存儲裝置52a至52g中的濾波系數(shù)的初始值，此后，進行濾波系數(shù)的適應自動平衡控制的功能。并且，在圖10的本實施形態(tài)2的數(shù)據(jù)再現(xiàn)裝置中的、數(shù)字適應平衡器23的輸出信號即平衡輸出信號為圖14(c)中的白色○，另一方面，由內(nèi)插濾波器28內(nèi)插的內(nèi)插信號為圖14(c)中的黑色●。
按照上述的一連串工作，通過進行適應自動平衡，在不對稱變大的情況下，即使在利用第一偏移修正電路9也沒有充分地降低振幅方向的偏移的情況下，由于可借助于第二偏移修正電路27的高精度的偏移修正效果，使用第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30進行虛擬判定，能夠演算與作為目標的部分響應型的平衡誤差，所以就能夠減少錯誤的反饋等，提高適應自動平衡性能，能夠與后述的最大擬然解碼一起大大提高再現(xiàn)性能。
接著，使用圖15(a)及圖15(b)說明本實施形態(tài)2中的第二偏移修正電路27的詳細的電路結(jié)構，及工作原理。再有，在此圖示的電路只不過是一個例子，本發(fā)明并不限定于此圖示電路。
圖15(a)是表示本實施形態(tài)2中的第二偏移修正電路27的結(jié)構的方框圖。此外，圖15(b)是表示本實施形態(tài)2中的第二偏移修正電路27的工作原理的說明圖。
在圖15(a)及圖15(b)中，與上述實施形態(tài)1中的第二偏移修正電路27的不同點在于，將取樣相位轉(zhuǎn)換標志42輸入到偏移信息檢測電路53中，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“0”的情況下，按與實施形態(tài)1相同的原理工作，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況下，為能夠適用PRML信號處理方式，相對于信道比特時鐘在相位180度偏移的位置處進行相位同步控制這點上，與實施形態(tài)1比較，偏移信息32的檢測原理不同。除此之外，由于與實施形態(tài)1說明的功能相同，在此詳細地說明偏移信息檢測電路53的工作原理，省略其它的功能的說明。
在圖15(b)中，取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況，例如，生成第二解調(diào)前處理信號30G，接著，利用偏移信息檢測電路53，將相鄰的第一解調(diào)前處理信號29(例如，29B)和第二解調(diào)前處理信號30(例如，30C)相加后，取其平均，生成如白三角△表示的零交位置檢測用數(shù)據(jù)54(例如54B、54A至54J也相同)，如圖15(b)所示，在相對于零電平檢測出相鄰的數(shù)據(jù)(例如54A和54B、54C和54D、...)成為符號極性不同的零交位置的同時，還檢測出此零交叉位置中的偏移信息32(此情況下，29B、30D、29E、30G、30J相當于此。)。
通過上述一連串工作，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況下，即使不對稱變大的情況下，由于第二偏移修正電路27的輸出信號即第一解調(diào)前處理信號29，和通過可還原此信號的奈奎斯特頻帶的內(nèi)插濾波器28轉(zhuǎn)換的第二解調(diào)前處理信號30，因為符號的中心電平和零電平基本上一致，所以也能夠大大降低振幅方向的偏移成分。根據(jù)其效果，并且通過將其與后述的最大擬然解碼的組合，就能夠進一步地提高相對于不對稱的再現(xiàn)性能。
接著，將由內(nèi)插濾波器28生成的第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30輸入到數(shù)據(jù)解調(diào)電路36中，生成數(shù)字二進制信號37，但與實施形態(tài)1的不同點在于，將取樣相位轉(zhuǎn)換標志42輸入到數(shù)據(jù)解調(diào)電路36中，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“0”的情況下，根據(jù)與實施形態(tài)1相同的原理的電平判別處理方式工作，在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況下，能夠適用PRML信號處理下方式。
例如，取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“1”的情況下，數(shù)據(jù)解調(diào)電路36也可根據(jù)最大擬然解碼(Maximum Likelihood；以下稱ML)方式解調(diào)數(shù)字二進制信號37。此外，也可通過最大擬然解碼方式的代表性的實現(xiàn)形式即維特比解碼器，來解調(diào)數(shù)字二進制信號37。
下面，使用圖16(a)和圖16(b)說明維特比解碼器的工作原理。再有，在此圖示的工作原理只不過是一個例子，本發(fā)明并不限定于此工作原理。
維特比解碼器是根據(jù)對應于部分響應型有意地附加了符號的相關法則進行概率計算，推定最準確的系列的解碼器。例如，在適用的部分響應型為PR(a、b、b、a)方式情況下，如圖16(a)所示的基于狀態(tài)遷移圖狀態(tài)變化的情況。這特別地考慮了DVD中使用的8-16調(diào)制符號的情況，也關系到用2限制最小線程長，能夠用S0至S5的6狀態(tài)的狀態(tài)遷移表現(xiàn)。在圖16(a)中，X/Y中的X表示記錄符號的遷移，Y表示此時的信號振幅。此外，一個狀態(tài)用相鄰的三個時間符號表示，例如從S4[110]到S3[100]的狀態(tài)遷移中，通過在[110]中加上符號“0”向“左”移位，使左端的“1”消失，就意味著成為狀態(tài)S3[100]。但是，處理速率為信道比特頻率的一半的頻率的情況下，在圖16(a)所示的遷移狀態(tài)下，需要將相鄰的兩個狀態(tài)集中為一個來考慮。例如，內(nèi)插濾波器28，在并行輸出第一解調(diào)前處理信號29和第二解調(diào)前處理信號30的情況下也可使用針對相鄰的兩個狀態(tài)，分別輸入正規(guī)的取樣位置中的正規(guī)數(shù)據(jù)(在此第一解調(diào)前處理信號29)和內(nèi)插數(shù)據(jù)(第二解調(diào)前處理信號30)，進行并行處理的方法。此時的時間變化，如圖16(b)所示，用以并行處理正規(guī)數(shù)據(jù)和內(nèi)插數(shù)據(jù)為特征的網(wǎng)格線圖表示。因此，計算此各通路概率的長度lkab(以下稱為分支度量branchmetric)，在向各自狀態(tài)推移的情況下，加法計算分支度量。在此，k表示時間的推移，ab表示從狀態(tài)Sa向Sb遷移的分支度量。此分支度量的各狀態(tài)中的加算值稱為度量，將此度量為最小的通路作為殘留通路，順次輸出，由此解調(diào)為數(shù)字二進制信號37。即，如果根據(jù)圖16(a)的記錄符號進行解調(diào)，就形成用實線表示的殘存通路的路徑。
再有，抖動檢測電路38，鑒于直線內(nèi)插等運算誤差，用于在取樣相位轉(zhuǎn)換標志42為“0”時，即適用電平判別處理方式的相位同步狀態(tài)，為了提高檢測精度，優(yōu)選將取樣相位轉(zhuǎn)換標志42設為“0”來工作。
在上述這樣的本實施形態(tài)2的光盤再現(xiàn)裝置中，由于在適用PRML信號處理方式的情況下，包括用于以直線內(nèi)插為前提對應于高速控制的相位同步控制的第一偏移修正電路、和用于以奈奎斯特內(nèi)插為前提高精度進行偏移修正的第二偏移修正電路，所以，相對于缺陷和急劇的偏移變化，在能夠相應執(zhí)行第一偏移修正和相位同步控制的同時，還通過第二偏移修正，包括使用PRML信號處理方式的情況，能夠高精度地降低信號的振幅方向的偏移成分，即使依賴于記錄的數(shù)字數(shù)據(jù)的記錄品質(zhì)，再現(xiàn)RF信號中存在的不對稱大的情況下，也能夠?qū)崿F(xiàn)充分的再現(xiàn)性能。
即，能夠提供一種再現(xiàn)性能良好的光盤再現(xiàn)裝置，在數(shù)字數(shù)據(jù)的解調(diào)中，不局限于電平判別處理方式，即使在使用PRML信號處理方式的情況下，該裝置通過適當使用上述兩種作用不同的偏移修正電路，能夠消除所謂的在信道比特頻率的一半的頻率下進行數(shù)字解調(diào)處理的情況下的因不對稱產(chǎn)生運算誤差而使偏移修正精度惡化，由于殘存此偏移成分而降低數(shù)字二進制信號的解調(diào)性能的問題。
并且，由于能夠高精度地進行作為再現(xiàn)信號品質(zhì)的指標的抖動的檢測，所以能夠得到一種能夠以高精度地進行用于優(yōu)化再現(xiàn)RF信號的抖動的模擬平衡器的截止頻率和增加量學習的調(diào)整、及關系再現(xiàn)RF信號的性能的聚焦伺服中的平衡學習的最佳點的調(diào)整等，即使在高倍速再現(xiàn)等時，也能夠使再現(xiàn)信號的品質(zhì)提高，并且能夠?qū)崿F(xiàn)低功耗的光盤再現(xiàn)裝置。
本發(fā)明涉及的光盤再現(xiàn)裝置，是低功耗的，并且相對于不對稱等光記錄媒體中記錄的數(shù)據(jù)品質(zhì)的劣化，也能夠高品質(zhì)地維持再現(xiàn)性能，在DVD播放器和DVD記錄器等中是有用的。
并且，在上述低功耗方面，可應用于裝載了記錄型光盤的數(shù)碼攝像機和筆記本型個人計算機用的光盤驅(qū)動器。
權利要求
1.一種光盤再現(xiàn)裝置，該光盤再現(xiàn)裝置從通過具有至少三個以上連續(xù)相同符號的制約的記錄符號進行數(shù)字記錄的光記錄媒體對數(shù)字數(shù)據(jù)進行解調(diào)，其特征在于，包括從上述光記錄媒體中檢測出再現(xiàn)RF信號的再現(xiàn)信號檢測電路；進行上述再現(xiàn)RF信號的調(diào)整、并且對抖動進行優(yōu)化的再現(xiàn)RF信號調(diào)整電路；生成與上述再現(xiàn)RF信號中所含有的時鐘成分的二倍周期同步的取樣時鐘的時鐘生成電路；利用上述取樣時鐘，對上述再現(xiàn)RF信號調(diào)整電路的輸出信號進行取樣，由此生成數(shù)字RF信號的模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器；修正上述數(shù)字RF信號中的振幅方向的偏移成分的第一偏移修正電路；從上述第一偏移修正電路的輸出信號中提取相位誤差信息，進行上述時鐘生成電路生成的上述取樣時鐘的相位同步控制，以使該相位誤差信息接近零的相位同步控制電路；適應性地平衡上述第一偏移修正電路的輸出信號的數(shù)字適應平衡器；修正因上述第一偏移修正電路中不能修正的偏移成分的影響而在上述數(shù)字適應平衡器的輸出信號中產(chǎn)生的振幅方向的偏移成分的第二偏移修正電路；以及將上述數(shù)字適應平衡器的輸出信號作為輸入信號，生成將其延遲一定時間的第一解調(diào)前處理信號和在其時間方向上欠缺的信號即第二解調(diào)前處理信號的內(nèi)插濾波器，上述第二偏移修正電路是從上述第一解調(diào)前處理信號和上述第二解調(diào)前處理信號中提取出振幅方向的偏移信息，修正上述數(shù)字適應平衡器的輸出信號的振幅方向的偏移成分的修正電路，并且還包括從上述第一解調(diào)前處理信號和上述第二解調(diào)前處理信號中提取出抖動信息的抖動檢測電路；以及解調(diào)上述第一解調(diào)前處理信號和上述第二解調(diào)前處理信號以獲得數(shù)字二進制信號的數(shù)據(jù)解調(diào)電路。
2.根據(jù)權利要求1中所述的光盤再現(xiàn)裝置，其特征在于上述第一偏移修正電路，包括通過求解出在時間上相鄰的上述數(shù)字RF信號的平均值，還原用信道比特換算上述數(shù)字RF信號時在時間方向上欠缺的信號的第一直線內(nèi)插濾波器，從上述數(shù)字RF信號和上述第一直線內(nèi)插濾波器的輸出信號中提取出上述數(shù)字RF信號的振幅方向的偏移成分，并修正上述數(shù)字RF信號的振幅方向的偏移成分。
3.根據(jù)權利要求1中所述的光盤再現(xiàn)裝置，其特征在于上述相位同步控制電路，包括通過求解出在時間上相鄰的上述第一偏移修正電路的輸出信號的平均值，還原用信道比特換算上述數(shù)字RF信號時在時間方向上欠缺的信號的第二直線內(nèi)插濾波器，從上述第一偏移修正電路的輸出信號和上述第二直線內(nèi)插濾波器的輸出信號中提取出相位誤差信息，進行上述時鐘生成電路生成的上述取樣時鐘的相位同步控制以使該相位誤差信息接近零。
4.根據(jù)權利要求1中所述的光盤再現(xiàn)裝置，其特征在于上述內(nèi)插濾波器具有為了維持精度所必需的最小限度的分支(tap)數(shù)的有限脈沖響應濾波器構成，是還原奈奎斯特頻帶的濾波器。
5.根據(jù)權利要求1中所述的光盤再現(xiàn)裝置，其特征在于上述第一偏移修正電路包括調(diào)整控制速度的第一控制增益調(diào)整電路；上述第二偏移修正電路包括調(diào)整控制速度的第二控制增益調(diào)整電路；上述第一控制增益調(diào)整電路設定控制增益以便能高速地進行控制；上述第二控制增益調(diào)整電路設定控制增益以便能低速地進行控制。
6.根據(jù)權利要求5中所述的光盤再現(xiàn)裝置，其特征在于還包括生成為了通過使信道比特頻率的相位在0度或者180度而轉(zhuǎn)換上述模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器的取樣相位的取樣相位轉(zhuǎn)換標志的取樣相位轉(zhuǎn)換標志發(fā)生電路；上述相位同步控制電路依照上述取樣相位轉(zhuǎn)換標志，來轉(zhuǎn)換檢測上述相位誤差信息的方法；上述第一偏移修正電路和上述第二偏移修正電路依照上述取樣相位轉(zhuǎn)換標志，來轉(zhuǎn)換提取上述振幅方向的偏移成分的方法；上述數(shù)字適應平衡器，以部分響應方式為基準進行適應平衡。上述數(shù)據(jù)解調(diào)電路還包括按照上述部分響應方式進行概率運算的最大擬然解碼電路，依照上述取樣相位轉(zhuǎn)換標志轉(zhuǎn)換解調(diào)方式。
7.根據(jù)權利要求6中所述的光盤再現(xiàn)裝置，其特征在于上述數(shù)字適應平衡器由有限脈沖響應濾波器構成，包括濾波器系數(shù)學習電路，學習其各分支的加權系數(shù)，以便使上述第一解調(diào)前處理信號和上述第二解調(diào)前處理信號與作為目標的部分響應方式的目標電平的誤差的平方平均值接近零。
全文摘要
一種光盤再現(xiàn)裝置，將從光盤媒體(1)中檢測出的再現(xiàn)RF信號(3)進行波形整形后，利用頻道時鐘的2倍周期的取樣時鐘(8)，轉(zhuǎn)換為數(shù)字RF信號(6)。此后，通過第一偏移修正電路(9)修正高頻的偏移變化部分，由數(shù)字適應平衡器(23)進行適應平衡后，通過第二偏移修正電路(27)修正第一偏移修正電路(9)所殘留的偏移成分，解調(diào)數(shù)字二進制信號(37)。由此，當進行高倍速再現(xiàn)時，并且即使依賴記錄品質(zhì)的不對稱大的情況下，也能維持高效的再現(xiàn)性能，同時可降低功耗。由此，就能夠提供一種低功耗且可實現(xiàn)充分的再現(xiàn)性能的光盤再現(xiàn)裝置。
文檔編號G11B7/00GK1838295SQ20061007394
公開日2006年9月27日 申請日期2006年1月27日 優(yōu)先權日2005年2月4日
發(fā)明者小倉洋一, 小西信一 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社