專利名稱：多道數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)存儲的比特檢測的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明通常涉及從諸如磁記錄數(shù)據(jù)存儲設(shè)備或光存儲設(shè)備之類的存儲介質(zhì)中的信息讀取。
背景技術(shù)：
在本領(lǐng)域，增加信息存儲介質(zhì)(諸如磁或光存儲器)的存儲密度和數(shù)據(jù)傳輸率的需求是很公知的目標(biāo)。在一典型的這種裝置中，以軌道的格式存儲數(shù)據(jù)，其中，在進行磁記錄時數(shù)據(jù)被編碼為介質(zhì)的磁化方向，而在光存儲器的情況下數(shù)據(jù)被編碼為光學(xué)標(biāo)記的存在與否。利用產(chǎn)生隨存儲介質(zhì)上的編碼數(shù)據(jù)而變的信號的讀傳感器元件來檢索數(shù)據(jù)。這個信號由通稱為讀通道的裝置進行處理，該裝置的目的是以考慮了存儲介質(zhì)與讀傳感器的特性的高可靠性來恢復(fù)原始數(shù)據(jù)。
當(dāng)以高密度存儲數(shù)據(jù)時，傳感器的響應(yīng)通常橫跨介質(zhì)上的多個編碼數(shù)據(jù)符號傳播。因而，從讀傳感器接收的信號是傳感器下的編碼數(shù)據(jù)符號與該符號之前或之后的編碼數(shù)據(jù)符號的組合。系統(tǒng)的這種特性被通稱為碼間干擾(ISI)。考慮于此如何實現(xiàn)有效的讀通道并且在存在這種碼間干擾時可靠地恢復(fù)數(shù)據(jù)在本領(lǐng)域是公知的。
當(dāng)讀傳感器響應(yīng)鄰近區(qū)域的編碼數(shù)據(jù)符號時，通常以這樣的距離來分離編碼數(shù)據(jù)的軌道，該距離足以確保來自相鄰軌道的干擾足夠小以限制其對數(shù)據(jù)恢復(fù)處理的影響。
為了達到較高密度的存儲，可以減小軌道之間的距離。此外，為了達到較高的數(shù)據(jù)傳輸速率，可以采用由剛性地固定在一起的多個讀傳感器(NR)組成的多頭傳感器。在這種情況下，可以同時對多個軌道進行讀和/或?qū)?，從而?dǎo)致數(shù)據(jù)傳輸速率以因數(shù)NR增加。
那么，所得的讀信號由在軌道之間的干擾與兩個軌道方向的干擾組成。因此，存在開發(fā)這樣的讀通道系統(tǒng)的需求，其能夠接受這些信號并以考慮了這種二維ISI的高可靠性有效地恢復(fù)原始數(shù)據(jù)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明公開了一種用于恢復(fù)從介質(zhì)中讀取的數(shù)據(jù)的裝置，該介質(zhì)由同時被讀取的多個軌道組成，其中，每一軌道的讀信號由來自該軌道與其他軌道的多個數(shù)據(jù)符號的有效部分組成。
用自動增益控制處理對來自NR讀傳感器中每一個的信號進行單獨處理，然后用低通濾波器對信號進行濾波。隨后通過模擬到數(shù)字轉(zhuǎn)換器以采樣頻率F采樣對每一信號進行采樣，以提供每一讀信號的數(shù)字采樣。然后，由連接均衡器對這些NR個組的采樣進行處理以產(chǎn)生NE個數(shù)字采樣。這可以通過利用快速變換處理器把多組的N個采樣從每一行變換到變換域中而被有效地實現(xiàn)。然后通過把N×NR采樣塊的每一元素乘以所需的每一輸出行的一個系數(shù)來對該塊進行處理，得到NE組的N個采樣。使用快速逆變換處理器把這些組中的每一個變換回原始域。通過重疊N個采樣的組，有效地實現(xiàn)了全部的均衡。選擇均衡系數(shù)以將讀采樣均衡到預(yù)定的或者可編程的二維部分響應(yīng)。
通過對信號進行重新采樣的NE采樣速率轉(zhuǎn)換器對來自連接均衡器的NE輸出采樣進行處理，以此提供符號率采樣。這些采樣率采樣由連接檢測器所使用，連接檢測器使用這些采樣和已被均衡的二維部分響應(yīng)的知識來恢復(fù)原始的ND數(shù)據(jù)采樣。通過把二維部分響應(yīng)看作時變的一維部分響應(yīng)并利用簡化的狀態(tài)檢測算法來恢復(fù)數(shù)據(jù)而有效地實現(xiàn)了連接檢測。通過減少保留在檢測器中的狀態(tài)的數(shù)量，可以在仍保持高檢測性能的情況下可行地實現(xiàn)有效的檢測。
為了達到本發(fā)明的目的，一種用于從記錄載體中檢索比特的方法，記錄載體具有以二維模式存儲在標(biāo)記中的比特，二維模式具有沿著二維模式的讀或?qū)懛较虻臉?biāo)記的多行寬度，其中沿著行的長度分布的標(biāo)記比橫跨多行的寬度分布的標(biāo)記多，并且其中，對標(biāo)記進行采樣導(dǎo)致標(biāo)記的信號波形的采樣受來自相鄰標(biāo)記的二維碼間干擾所影響，該方法包括如下步驟-檢索采樣；-使用具有一組離開狀態(tài)和一組到達狀態(tài)的網(wǎng)格處理采樣；-在處理當(dāng)前采樣期間通過把每一到達狀態(tài)轉(zhuǎn)換成進一步待用的離開狀態(tài)(departure state)來建立網(wǎng)格；-基于在某種回溯深度上沿著網(wǎng)格的回溯操作或追溯操作來提供輸出比特，其特征在于，通過從相鄰行中檢索與相鄰標(biāo)記相對應(yīng)的每一隨后的采樣而從二維模式中構(gòu)造網(wǎng)格狀態(tài)，網(wǎng)格是一維網(wǎng)格，并且每一隨后的采樣被用作該一維網(wǎng)格的輸入。
在建立網(wǎng)格時，通過檢索與來自相鄰行的相鄰標(biāo)記對應(yīng)的每一隨后的采樣，檢測器輸入從二維轉(zhuǎn)換到一維并且隨后的網(wǎng)格操作考慮采樣的原始近似。
由于通過以一維方式讀取標(biāo)記的二維陣列，仍覆蓋了建立碼間干擾所需的區(qū)域，數(shù)據(jù)檢測的任務(wù)現(xiàn)已被簡化到一維網(wǎng)格，可應(yīng)用涉及網(wǎng)格的已知技術(shù)來替代不得不恢復(fù)到二維網(wǎng)格的方案。當(dāng)與逐行的方案相比時，當(dāng)前技術(shù)方案產(chǎn)生更可靠的輸出比特，這是因為可以在網(wǎng)格中直接考慮已處理的相鄰位的碼間干擾。在逐行的方案中，只能在已經(jīng)檢測了相鄰行之后考慮碼間干擾。
在方法的進一步實施例中，當(dāng)采樣的檢索達到二維陣列的邊緣時，通過一次從同一行中檢索與相鄰標(biāo)記位相對應(yīng)的隨后采樣而從二維模式中構(gòu)造網(wǎng)格狀態(tài)。
這定義了二維陣列的邊緣行處的特征。
通過一次從同一行中檢索隨后采樣，檢測前進到讀方向中并且有效地轉(zhuǎn)化正在移動采樣的檢索的方向。
在進一步的實施例中，與隨后采樣相對應(yīng)的標(biāo)記形成橫跨行的彎曲模式。
每次當(dāng)采樣的檢索達到二維陣列的邊緣時，通過一次從同一行中檢索與相鄰標(biāo)記位相對應(yīng)的隨后采樣而從二維模式中構(gòu)造網(wǎng)格狀態(tài)，當(dāng)橫跨標(biāo)記移動形成檢索的模式是橫跨行的彎曲模式，檢索方向在二維陣列的每一邊緣處轉(zhuǎn)化。檢索因而從第一行進行到最后一行并且隨后轉(zhuǎn)換方向，重新從最后一行開始并重新進行到第一行，在那里再次轉(zhuǎn)換方向并從第一行進行到最后一行。
在進一步的實施例中，與隨后采樣相對應(yīng)的標(biāo)記形成橫跨行的窗口模式(hatch pattern)。
當(dāng)達到二維陣列的邊緣行時檢索停止并且在二維陣列的另一邊緣行處繼續(xù)。檢索因而從第一行進行到最后一行，隨后再次從第一行開始并再次進行到最后一行。
在進一步的實施例中，一維網(wǎng)格的離開狀態(tài)包括在建立分支度量時使用的隨后位的第一組子段和在建立分支度量時忽略的隨后位的第二組子段。
由于一維網(wǎng)格從二維陣列中得到輸入采樣，與二維陣列中相鄰的標(biāo)記相對應(yīng)的采樣不再相鄰，但是形成兩組或更多組采樣。
當(dāng)建立網(wǎng)格時，必須考慮這種關(guān)系的變換。
在進一步的實施例中，通道響應(yīng)確定哪個隨后位被包括在隨后位的第一組子段中。
通道相應(yīng)確定與關(guān)于碼間干擾的相鄰?fù)ǖ老鄬?yīng)的采樣的關(guān)系，并且因而確定在建立分支度量時要使用隨后位的哪組子段。
在進一步的實施例中，標(biāo)記的二維陣列用包括事先已知的邊緣信息的邊緣行來描述，其中一維網(wǎng)格是時變的一維網(wǎng)格。
因為在建立網(wǎng)格時，與事先已知的邊緣信息的邊緣行的標(biāo)記相對應(yīng)的采樣形成特定條件，網(wǎng)格必需是時變網(wǎng)格。
在進一步的實施例中，事先已知的邊緣信息是強制0。
使用強制0作為事先已知的邊緣信息允許提高被檢測數(shù)據(jù)的可靠性。
在進一步的實施例中，在處理下一采樣期間把到達狀態(tài)轉(zhuǎn)換成用于使用的進一步的離開狀態(tài)包括在網(wǎng)格中的每一級上執(zhí)行樹形檢索操作并且僅保留M個狀態(tài)。
通過執(zhí)行樹形檢索和強制M級的最大值的限制，顯著地降低了網(wǎng)格的復(fù)雜度。
在進一步的實施例中，每一狀態(tài)包括兩個分支。
通過把每一狀態(tài)限制到兩個分支進一步降低了網(wǎng)格的復(fù)雜度。
在進一步的實施例中，用每一強制0的單個分支擴展網(wǎng)格。
因為強制0是事先已知的，不需要使用多于一個的分支，這是因為在與強制0對應(yīng)的采樣中沒有不確定性。


圖1描述了一種現(xiàn)有技術(shù)中已知的單軌道數(shù)據(jù)存儲裝置的典型讀通道結(jié)構(gòu)。
圖2描述了一種公開的多軌道數(shù)據(jù)存儲裝置的讀通道結(jié)構(gòu)。
圖3描述了P＝5個軌道的特定實施例的連接均衡器。
圖4描述了一種傳統(tǒng)的時域均衡器(TDE)實施例，它是5道連接均衡器的5個單個均衡器中的一個的實施例。
圖5描述了提議的變換域均衡器(TFDE)實施例，它是5道連接均衡器的5個單個均衡器中的一個的實施例。
圖6描述了一種多道系統(tǒng)的二維ISI通道模型。
圖7描述了二維ISI通道的時變一維ISI模型。
圖8描述了二維ISI通道的時變一維ISI模型的簡化狀態(tài)檢測器的實現(xiàn)。
具體實施例方式
圖1示出了一種用于對來自單個讀傳感器的數(shù)據(jù)進行可靠檢測的公知的一般結(jié)構(gòu)。連續(xù)時間輸入信號310通過模擬處理電路301，該模擬處理電路301提供可變的增益、偏移以及線性處理以補償讀傳感器的可變性和非線性。這種處理通常受基于可以以公知的各種方式來實現(xiàn)的控制與自適應(yīng)塊307的信息所控制。輸出信號320被連續(xù)時間濾波器302濾波以產(chǎn)生輸出信號321，該輸出信號321可以被模-數(shù)轉(zhuǎn)換器303采樣以產(chǎn)生數(shù)字采樣322。這些信號在數(shù)字域中被FIR濾波器304進一步濾波，F(xiàn)IR濾波器304的系數(shù)可以適合于將讀信號整形為預(yù)定的或者可編程的目標(biāo)響應(yīng)。FIR濾波器的輸出323被采樣率轉(zhuǎn)換器305重新采樣以產(chǎn)生波特率同步采樣324，其可以被檢測器系統(tǒng)306使用來以高可靠性恢復(fù)原始數(shù)據(jù)位311。這種檢測器通?；诠木S特比(Viterbi)算法并且需要實現(xiàn)在高數(shù)據(jù)速率下操作仍能達到接近于最佳檢測性能?？刂婆c自適應(yīng)塊307可以使用諸如波特率同步采樣324之類的信號來產(chǎn)生控制信息，以確保系統(tǒng)正確啟動并且可以獲得數(shù)據(jù)，然后跟蹤讀信號的特性中的任意緩慢變化。這種系統(tǒng)的設(shè)計與實現(xiàn)很容易理解。
圖2示出了能夠處理多道讀傳感器的本發(fā)明的系統(tǒng)，其中軌道如此接近以致于讀信號具有來自相鄰軌道與沿著軌道的干擾。這被通稱為二維碼間干擾，并且難以有效地處理這種二維碼間干擾是公知的。在圖中，有多個(在這個實例中為5個)并行輸入230、231、232、234以及235，它們表示來自5個傳感器的連續(xù)輸入信號。它們均被模擬處理電路201、202、203、204以及205以與現(xiàn)有技術(shù)中已知方式相同的方式獨立處理。類似地，連續(xù)時間濾波器206、207、208、209以及210產(chǎn)生輸出信號，該輸出信號可以被模-數(shù)轉(zhuǎn)換器211、212、213、214以及215采樣以產(chǎn)生數(shù)字采樣236、237、238、239以及240。
圖2中公開的發(fā)明使用連接均衡器216來提供二維濾波功能，這種功能將讀傳感器的二維響應(yīng)整形成預(yù)定的或者可編程的目標(biāo)響應(yīng)。由于讀傳感器相互之間可能稍微不同，并且也可能從一個軌道到另一軌道對目標(biāo)響應(yīng)進行不同的選擇，連接均衡器需要支持每一輸出271、272、273、274、275以及240的不同系數(shù)設(shè)置。此外，當(dāng)不必需在空間中對多個讀傳感器進行對準(zhǔn)時，它們的輸出之間有部分延遲，再次迫使每一輸出的不同系數(shù)設(shè)置。也可以很容易理解，均衡器輸出的個數(shù)(圖2中示為6個)可以不同于輸入的個數(shù)(圖2中示為5個)。此外，可以看到，連接均衡器也可以在相鄰的軌道方向上施加移動輸入采樣的響應(yīng)。對于足夠近的讀傳感器，這允許經(jīng)由均衡器系數(shù)的調(diào)整而不是傳感器的物理移動來對讀傳感器進行有效地對準(zhǔn)，從而允許增大跟蹤精確度。本發(fā)明公開了用于獲得這種均衡的有效方法并且在部分1進行了詳細(xì)描述。
在圖2中，然后用多個(這個實例中為6個)采樣速率轉(zhuǎn)換器217、218、219、220、221以及222對連接均衡器216的輸出271、272、273、274、275以及240進行處理，除了使用公共的重新采樣相位261之外這些采樣速率轉(zhuǎn)換器均獨立操作。這些采樣速率轉(zhuǎn)換器的輸出280、281、282、283、284以及285是均衡的讀信號的波特率采樣并由連接檢測器223以及控制/自適應(yīng)塊224使用?？梢砸灶愃朴谝延械囊痪S讀通道的方式實現(xiàn)控制/自適應(yīng)塊224的功能。連接檢測器223從采樣速率轉(zhuǎn)換器中獲得波特率采樣并利用這些信號與目標(biāo)均衡響應(yīng)的知識來提供存儲數(shù)據(jù)的可靠判定290、291、292、293、以及294?？梢院苋菀桌斫猓謴?fù)的數(shù)據(jù)位的數(shù)目(在這個實例中為5個)可以小于或等于均衡器輸出的數(shù)目(在這個實例中為6個)。在本發(fā)明中公開了連接檢測器223的實用且有效的實現(xiàn)并在部分5中進行了詳細(xì)描述。
總之，圖2公開了即使在存在二維碼間干擾時，也能夠?qū)ψx傳感器陣列從存儲介質(zhì)中得到的數(shù)據(jù)進行可靠檢測的讀通道結(jié)構(gòu)。應(yīng)當(dāng)理解，公開的這種結(jié)構(gòu)依賴于圖2中連接均衡器216與連接檢測器223的有效實現(xiàn)并且以下部分公開了可以怎樣實現(xiàn)。
轉(zhuǎn)向圖3，其中示出了具有5道的連接均衡器的均衡器示意性實施例。讀出處理所固有的是引入了二維碼間干擾(ISI)。連接均衡器構(gòu)成對于恢復(fù)原始數(shù)據(jù)這個問題的解決方案的一部分并且將被用來執(zhí)行2D均衡。由于使用的5個激光點的差異，需要5個不同的2D均衡器(不同的系數(shù))。在圖3中從1到5給這些2D均衡器編號。每一均衡器具有其自身的權(quán)重設(shè)置hp(i，j)，其中i，p＝0...4并且j＝0...6。第p個均衡器輸出是yp(n)=Σi=04Σj=06hp(i,j)xi(n-j)---(1)]]>因此，需要52×7次乘法運算來計算圖3中連接均衡器的5個輸出。盡管乘法運算不是造成全部復(fù)雜性的唯一操作，但是它們是最重要的因素(當(dāng)它們被實現(xiàn)為全并聯(lián)乘法器時)。
在圖4中示出了單個2D時域均衡器(TDE)的示意性實施例。需要總計5個來實現(xiàn)圖3中全部的連接均衡器。編號為6到35的延遲元件存儲延遲的輸入采樣。編號為36到70的乘法器產(chǎn)生等式1中的乘積項，并且編號為71到104的加法器計算等式1中的求和運算。需要的乘法器的數(shù)目是35并且加法器的數(shù)目是34。其他可能的時域?qū)嵤├ㄞD(zhuǎn)置形式和相乘-累加結(jié)構(gòu)并且不影響所需的乘法運算和加法運算的數(shù)量。
基于變換的技術(shù)提供實現(xiàn)卷積的替換方法，這處于數(shù)字濾波的核心。在變換的有效實現(xiàn)中已完成了許多工作，產(chǎn)生在快速傅立葉變換(FFT)的標(biāo)題(heading)下的算法族。這種有效的變換可以被一維和二維信號使用。對于多道均衡器，由于數(shù)據(jù)采樣和濾波系數(shù)的二維特性，每一單獨均衡器可以表現(xiàn)為二維均衡器。在通常意義的2D濾波器中，對2D輸入被濾波以獲得2D輸出。然而，在這里對2D輸入進行濾波以獲得5個均衡器中的每一個的1D輸出yp(n)。這具有為該問題考慮變換方法的含義。二維變換可以通過在變換的2D域中完成的濾波而把輸入映射到2D變換域中。實施逆變換將包含使用2D域中的所有點。
現(xiàn)在將公開僅使用1D變換的更有效方法，由此則不需要2D變換。等式1中的濾波輸出yp(n)可以被寫成yp(n)=Σi=04zp(i,n)---(2)]]>其中zp(i,n)=Σj=06hp(i,j)x(i,n-j),]]>這是線性1D行卷積。可以使用變換技術(shù)來執(zhí)行這些1D卷積中的每一個?？梢栽谧儞Q域中執(zhí)行等式2中卷積的求和。這些1D方法簡化了正向變換映射和逆變換映射。具有如下的顯著優(yōu)點-需要5個一維正向變換，而不是1個二維正向變換。
-需要5個一維逆變換，而不是5個二維逆變換。
-當(dāng)用來實現(xiàn)線性卷積時，在一維變換域中使用的乘法運算比二維變換域中使用的乘法運算少。
圖5示出了使用提議的1D變換方法的單一均衡器，該變換方法使用了16個點。在圖中一維變換被編號為105到109。然后，來自5個變換中的每一個的16個變換輸出值按分量方式(component wise)地乘以變換的均衡器抽頭值Hi0(n)。項Hi0(n)表示在時間n處圖5中均衡器1的第i行(5行)的16個變換的系數(shù)值。由圖5中編號為110到114的部件執(zhí)行變換域中的乘法運算，在這個特定的實施例中其包括80次(5×16)乘法運算。然后，5行的16個相乘值被圖5中的部件115相加以產(chǎn)生一行的16個值，然后使用圖5中的部件116對這一行的16個值進行逆變換以產(chǎn)生均衡器輸出。使用這種技術(shù)來實現(xiàn)長序列的線性卷積需要使用重疊存儲或者重疊相加分段裝置。在這個實施例中采用重疊存儲方法產(chǎn)生10個有效的輸出值。
對于連接均衡器的5個均衡器中的每一個重復(fù)概述的部分。輸入行的正向變換僅發(fā)生一次。這提供了如下優(yōu)點，在每一行輸入上執(zhí)行一次1D正向變換，但是變換的值卻被多個均衡器用了多于一次，從而減少了正向變換的開銷成本。
這里對于一般的情況描述復(fù)雜度分析。多道均衡器的行的數(shù)目為P且濾波器抽頭寬度為Q?？紤]兩種情況。首先是P≥Q的情況。P和Q都假定為奇數(shù)并且每一均衡器是正交的，對于第i個均衡器的第i行的上面和下面有 行。對于P行之外的x(i，n)的值是0。因此，第i個均衡器中的非零行的數(shù)目是 對于P個均衡器所需的行的總數(shù)為S=Σi=0P-1Ri]]>=2Σi=0Q-12-1(Q-12+i+1)+Σi=Q-12P-1-Q-12Q]]>=2(Q-12(Q-12+1)+Q-12(Q-12-1)12)+Q(P-1-2(Q-12)+1)]]>
=(Q-12)(3Q-12+1)+Q(P-Q+1)---(7)]]>第二種情況是Q-12<P<Q.]]>第i個均衡器中的行的數(shù)目是 在這種情況下構(gòu)成連接均衡器的P個均衡器所需的行的數(shù)目為S=P+2Σi=0P-12-1MIN(P,Q-12+i+1)---(12)]]>在時域均衡器中，每一行具有Q個系數(shù)。因此乘法運算的總數(shù)是SQ。由于與乘法運算的數(shù)目相比每一均衡器需要一個更少的加法運算，則加法運算的總數(shù)是SQ-P。每一輸出的復(fù)雜度成本是每一輸出的加法運算是(4+5+5+5+4)×7-5＝156每一輸出的乘法運算是(4+5+5+5+5)×7＝161出于使用變換域方法的復(fù)雜度分析的目的，N＝2k，其允許使用快速正向變換和逆變換的FFT結(jié)構(gòu)。所需的算術(shù)運算包括乘以常數(shù)的乘法運算、乘法運算以及加法運算。1D正向變換需要 N次乘以常數(shù)的乘法運算和Nlog2N次加法運算。1D逆變換需要相同數(shù)目的運算。需要總計P次正向變換并且P個單獨均衡器中的每一個需要一次1D逆變換，產(chǎn)生總計P個逆變換。在變換域中，每一單獨均衡器需要SN次乘法運算。由于只有列被求和，所以變換域中對于第i個均衡器的加法運算的數(shù)目是N(Ri-1)。那么加法運算的總數(shù)是 總之，常數(shù)乘法運算的數(shù)目是PNlog2N，加法運算的數(shù)目是 并且乘法運算的數(shù)目是NS。應(yīng)用這種變換方法并且使用重疊存儲方法，然后對于N＞Q，每一均衡器的輸出的數(shù)目是N-Q+1。
基于變換域技術(shù)提議的實施例具有P＝5行和Q＝7行抽頭，同時N＝16。所需的常數(shù)乘法運算的數(shù)目是5×16×log216＝320。加法運算的數(shù)目是2×5×16×log216+16×((4-1)+(5-1)+(5-1)+(5-1)+(4-1))＝928并且乘法運算的數(shù)目是16×(4+5+5+5+4)＝368。考慮這個因素對于具有每一塊輸入的5個均衡器中的每一個生成16-7+1＝10個輸出，這給出了如下的復(fù)雜度測量每一輸出的常數(shù)乘法運算是32010=32.]]>每一輸出的加法運算是92810=92.8.]]>每一輸出的乘法運算是36810=36.8.]]>與時域?qū)嵤├啾龋儞Q域?qū)嵤├@示出減小的復(fù)雜度測量。注意，變換域乘法運算實質(zhì)上比時域乘法運算更復(fù)雜，盡管對于較短的變換長度(＜256)，數(shù)論變換(NTT)可以是可行的技術(shù)方案，由此變換域乘法運算的復(fù)雜度大約為時域乘法運算的復(fù)雜度的兩倍。然而，對于某些值N，常數(shù)乘法運算的數(shù)目可以被減小到0。應(yīng)當(dāng)也容易理解，可以利用具有卷積特性的任意變換。
連接檢測需要考慮二維碼間干擾的存在，即沿著軌道的碼間干擾和相鄰軌道之間的碼間干擾。為此，連接檢測器必需知道這種二維干擾。如已經(jīng)公知的，這可以通過選擇碼間干擾目標(biāo)來得到。碼間干擾目標(biāo)可以是預(yù)定的(已知為部分響應(yīng))、可編程的或者自適應(yīng)的。
部分響應(yīng)目標(biāo)的選擇依賴于記錄密度和噪聲源。例如，在磁記錄的情況下，可以考慮基于PR4與EPR4目標(biāo)的部分響應(yīng)并且其被擴展到二維。例如，二維目標(biāo)是H2PR4=[α,1,α]T[1,0,-1]=α0-α10-1α0-α---(13)]]>以及H2EPR4=[α,1,α]T[1,1,-1,-1]=αα-α-α11-1-1αα-α-α---(14)]]>用值α來進行參數(shù)表示其。α的小值表示較小的側(cè)面讀出響應(yīng)(sidereading response)。由于在空間頻率1/2dt處徑向的頻率響應(yīng)為0，其中dt表示軌道寬度，α=12]]>的情況提供了令人感興趣的情形。
對于光學(xué)存儲，可以考慮基于矩形或六邊形點陣的對稱目標(biāo)。表14列出了適于光學(xué)存儲的一些實例響應(yīng)。
響應(yīng) dmindmfb
矩形(1+Dx)(1+Dy)111122]]>(1+2Dx+Dx2)(1+2Dy+Dy2)12124212146]]>六邊形(1+Du+Dx)11133]]>(1+Du)(1+Dv)111122]]>(1+Du)(1+Dx)111122]]>(1+Du)(1+Dv)(1+Dx)1112111610]]>表1.一些實例2D部分響應(yīng)。
當(dāng)可以采用上面列出的固定部分響應(yīng)時，可以通過使用甚至可能考慮了非線性的通用部分響應(yīng)來獲得最佳性能。這種響應(yīng)可以被表征為對指定支持區(qū)域上面的每一二維位組合格式的一列期望的通道采樣。本發(fā)明支持這種響應(yīng)和固定的部分響應(yīng)。實際上，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，通過本發(fā)明可以最佳地執(zhí)行向目標(biāo)響應(yīng)的前方放置(通過均衡)盡可能多的信號能量的最小相位型響應(yīng)。
存在ISI時可以借助于通過使用維特比算法的最大似然檢測來獲得數(shù)據(jù)的最佳檢測。在二維ISI的情況下，也可以使用維特比算法但是其實現(xiàn)的復(fù)雜度可能是阻礙性的?？紤]在徑向具有3行的二維支持區(qū)域和在正切方向具有4個采樣的H2EPR4響應(yīng)。圖6示出了模擬部分響應(yīng)通道的狀態(tài)機的主要部分。
通道狀態(tài)可以被表示為3列二進制數(shù)據(jù)，其中一列表示通道輸入。這種信息足以產(chǎn)生一列(Nr+2個采樣)的通道輸出。
然而，這將導(dǎo)致維特比檢測器具有23Nr種狀態(tài)，每一種狀態(tài)具有2Nr個分支。例如對于適中的Nr＝8，這將導(dǎo)致超出107種狀態(tài)，每一種狀態(tài)具有256個分支。這是極其復(fù)雜以致于不能在所需的數(shù)據(jù)速率類型上實現(xiàn)。因此需要降低檢測器的復(fù)雜度。公布了一種多道檢測器的簡化狀態(tài)形式，盡管僅考慮了兩道系統(tǒng)。
具有時變網(wǎng)格的檢測本發(fā)明通過首先把通道模擬為每次生成單個輸出的時變有限狀態(tài)機來獲得可行的檢測復(fù)雜度。圖7示出了所需的狀態(tài)信息。在這種情況下防護頻帶中隱含的零點被明確地示為它們表示重要的狀態(tài)信息。通過這個示例的目標(biāo)響應(yīng)的模型，用3Nr+2位加上6個零值表示通道狀態(tài)。利用這種通道模型，實際上可以把通道看作具有時變響應(yīng)的一維通道。這可以依據(jù)單位延遲D來寫成部分響應(yīng)H2EPR4(D)=α+D+αD2]]>(15)+αDNr+2+DNr+3+αDNr+4]]>-αD2Nr+4-D2Nr+5-αD2Nr+6]]>-αD3Nr+6-D3Nr+7-αD3Nr+8]]>并且注意，具有2個零點的時變特性在每隔Nr個通道輸入位之后出現(xiàn)。
這種通道的全維特比檢測器需要23NR+2個狀態(tài)，這個數(shù)目仍是阻礙性地大。然而，每一狀態(tài)僅有2個分支。可以通過用每一強制0的單個分支簡單地擴展網(wǎng)格來處理時變特性。當(dāng)網(wǎng)格表示關(guān)鍵的邊緣信息時，網(wǎng)格的時變特性是重要的，并且不能使用這種信息將導(dǎo)致檢測性能的損失。
為了使這種檢測器結(jié)構(gòu)可行，需要減少狀態(tài)數(shù)量。這可以通過使用簡化狀態(tài)檢測來實現(xiàn)。實際上，這種算法通過在網(wǎng)格中的每一級上只保留M個狀態(tài)來執(zhí)行樹形檢索操作。對M個狀態(tài)中的每一個進行擴展以產(chǎn)生保留有最佳M的2M個候選。這樣，算法的復(fù)雜度與參數(shù)M有關(guān)，該參數(shù)M被選擇用來折衷復(fù)雜度和檢測性能。本發(fā)明公開了與二維ISI通道的時變一維模型一起使用的這種算法的使用，以實現(xiàn)具有適中值M(例如在8到16的范圍內(nèi))的高性能，其可以在所需的數(shù)據(jù)速率(超出每秒兆比特的100s)上被可行地實現(xiàn)。
圖8示出了連接檢測結(jié)構(gòu)。并行輸入采樣801、802、803、804被并行到串行轉(zhuǎn)換器805轉(zhuǎn)換成串行流。這個轉(zhuǎn)換器的輸出809然后被傳送到分支度量單元(BMU)。所需的分支度量單元的數(shù)量是M并且圖中示出了M＝3的情形。因此，示出了3個分支度量單元806、807以及808。這些單元使用串行采樣809來為保留的M條通路中的每一個計算2個分支度量。在圖中，分支度量單元806使用串行采樣809和通路存儲器812中的比特來計算當(dāng)前輸入比特是邏輯1和當(dāng)前輸入比特是邏輯0的情況下的分支度量。類似地，分支度量單元807使用串行采樣809和通路存儲器814中的比特來計算當(dāng)前輸入比特是邏輯1和當(dāng)前輸入比特是邏輯0的情況下的分支度量，最后，分支度量單元808使用串行采樣809和通路存儲器816中的比特來計算當(dāng)前輸入比特是邏輯1和當(dāng)前輸入比特是邏輯0的情況下的分支度量。這些2M＝6個分支度量中的每一個被加到M＝3個路徑量度中。來自分支度量單元806中的分支度量被加到對應(yīng)的路徑量度811上，同時來自分支度量單元807中的分支度量被加到對應(yīng)的路徑量度813上并且來自分支度量單元808中的分支度量被加到對應(yīng)的路徑量度815上。然后在分類器/選擇器單元810中對所得的2M＝6個度量進行分類并且只有最佳的M＝3個路徑量度和它們的對應(yīng)的更新路徑量度被保留在路徑量度811、813以及815中。路徑量度被更新以使得如果所選的路徑量度與假定當(dāng)前輸入比特是邏輯1時計算的分支度量輸出相對應(yīng)，則添加邏輯1。否則，如果所選的路徑量度與假定當(dāng)前輸入比特是邏輯0時計算的分支度量輸出相對應(yīng)，則添加邏輯0。
網(wǎng)格的時變特性由并行到串行轉(zhuǎn)換器805進行處理，在每一邊緣處把標(biāo)記插入其輸出809中。它們被分支度量單元識別并且對它們起作用以使得產(chǎn)生當(dāng)前輸入比特是邏輯0的最佳分支度量以及當(dāng)前輸入比特是邏輯1的最差分支度量。這樣，所選的M個最佳分支度量均對應(yīng)于邊緣位置處具有邏輯0值的通路存儲器。
最終決定作為最佳通路存儲器812的最后一位和822上的輸出被傳遞到串行到并行轉(zhuǎn)換器。該轉(zhuǎn)換器把串行檢測的比特轉(zhuǎn)換回并行格式，同時忽略邏輯0的邊緣位。
從2M個候選中選擇最佳的M條通路是公知的并且可以通過分類或選擇來實現(xiàn)。本發(fā)明的關(guān)鍵公開是把二維干擾表示為時變的一維干擾并且通過應(yīng)用保有相對較小數(shù)量的剩余通路的檢測器來應(yīng)用簡化的復(fù)雜度檢測，從而導(dǎo)致可行的復(fù)雜度但是有很好的檢測性能。
本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)清楚，可以在不脫離本發(fā)明的精神的情況下以多種類似的方式來實現(xiàn)圖8中示出的檢測系統(tǒng)。此外，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)清楚，舉例說明的圖中具有長的關(guān)鍵路徑。然而，還應(yīng)當(dāng)清楚，可以把舉例說明的系統(tǒng)流水線化并且用在開窗口(windowed)模式中以實現(xiàn)高數(shù)據(jù)吞吐率。
本發(fā)明的元件可以被如下概括為數(shù)據(jù)檢測設(shè)備能夠在存在使用一個或更多個并行輸入通道的二維碼間干擾時檢測數(shù)據(jù)并產(chǎn)生一個或更多個并行輸出數(shù)據(jù)流。
公開的方法具有獨立且并行操作一個或更多個信號處理通道的元件，并且包括連接檢測處理器，其使用來自一個或更多個并行通道的信號來為一個或更多個并行輸出數(shù)據(jù)流產(chǎn)生檢測的數(shù)據(jù)。
其進一步具有獨立且并行操作一個或更多個信號處理通道的元件，并且包括連接均衡器，其使用來自一個或更多個并行通道的信號來產(chǎn)生可被用來為一個或更多個并行輸出數(shù)據(jù)流檢測數(shù)據(jù)的一個或更多個并行信號。
進一步的方面是一個或更多個信號處理通道獨立且并行操作，并且包括使用來自一個或更多個并行通道的信號以產(chǎn)生一個或更多個并行信號的連接均衡器，這些并行信號可被獨立的處理器進一步處理并且然后被施加到連接檢測處理器上，連接檢測處理器使用來自一個或更多個并行通道的信號來為一個或更多個并行輸出數(shù)據(jù)流產(chǎn)生檢測的數(shù)據(jù)。
另一方面是通過對均衡器輸入數(shù)據(jù)的一個或更多個通道應(yīng)用任一具有卷積特性的一維變換來實現(xiàn)連接均衡器，變換后的數(shù)據(jù)被用于通過將變換后的數(shù)據(jù)乘以預(yù)定的、可編程的或者自適應(yīng)的系數(shù)來應(yīng)用均衡，以在變換域中產(chǎn)生均衡的或者部分均衡的數(shù)據(jù)。
另一方面是一個或更多通道的變換域中均衡的或者部分均衡的數(shù)據(jù)被加到一起，然后被變換回原始信號域。
另一方面是通過追蹤一個或更多個并行檢測器輸入，好似它們由二維碼間干擾通道的一維模型中產(chǎn)生的，通過這樣對這些輸入進行操作來實現(xiàn)連接檢測器。
另一方面是二維碼間干擾通道的一維模型是時變的，并且這種時變表示邊緣信息。
邊緣信息可以表示已知的信息。
數(shù)據(jù)檢測可以利用簡化的狀態(tài)檢測方法來實現(xiàn)，其中僅考慮所有可能狀態(tài)中的有限數(shù)量。
簡化的狀態(tài)檢測方法可以基于時變網(wǎng)格的寬度優(yōu)先搜索。
一個或更多個并行檢測器輸入數(shù)據(jù)被轉(zhuǎn)換成串行數(shù)據(jù)，其中用串行信息中的附加的特定符號來表示邊緣信息，這種串行數(shù)據(jù)在檢測器中被處理以產(chǎn)生串行數(shù)據(jù)判定并且一個和更多個這些串行數(shù)據(jù)判定被轉(zhuǎn)換回并行數(shù)據(jù)。
權(quán)利要求
1.一種用于從記錄載體中檢索比特的方法，該記錄載體具有以二維模式存儲在標(biāo)記中的比特，該二維模式具有沿著二維模式的讀或?qū)懛较虻臉?biāo)記的多行寬度，其中沿著行的長度分布的標(biāo)記比橫跨多行的寬度分布的標(biāo)記多，并且其中對標(biāo)記進行采樣導(dǎo)致標(biāo)記的信號波形的采樣被來自相鄰標(biāo)記的二維碼間干擾所影響，該方法包括如下步驟檢索采樣；使用具有一組離開狀態(tài)和一組到達狀態(tài)的網(wǎng)格來處理采樣；在處理當(dāng)前采樣期間通過把每一個到達狀態(tài)轉(zhuǎn)換成用于使用的進一步的離開狀態(tài)來建立網(wǎng)格；基于在某種回溯深度上沿著網(wǎng)格的回溯操作或追溯操作來提供輸出比特，其特征在于通過從相鄰行中檢索與相鄰標(biāo)記相對應(yīng)的每一個隨后的采樣而從二維模式中構(gòu)造網(wǎng)格的狀態(tài)，該網(wǎng)格是一維網(wǎng)格，并且每一個隨后的采樣被用作該一維網(wǎng)格的輸入。
2.如權(quán)利要求1所述的方法，其中當(dāng)處于二維陣列的邊緣時，通過從同一行中檢索與相鄰標(biāo)記位相對應(yīng)的隨后采樣來從二維模式中構(gòu)造網(wǎng)格的狀態(tài)。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其中與隨后采樣相對應(yīng)的標(biāo)記形成橫跨行的彎曲模式。
4.如權(quán)利要求1所述的方法，其中與隨后采樣相對應(yīng)的標(biāo)記形成橫跨行的窗口模式。
5.如權(quán)利要求1、2、3或4所述的方法，其中一維網(wǎng)格的離開狀態(tài)包括在建立分支度量時使用的隨后位的第一組子段和在建立分支度量時忽略的隨后位的第二組子段。
6.如權(quán)利要求5所述的方法，其中通道響應(yīng)確定哪個隨后位被包括在隨后位的第一組子段中。
7.如權(quán)利要求5或6所述的方法，其中標(biāo)記的二維陣列用包括事先已知的邊緣信息的邊緣行來描述，并且一維網(wǎng)格是時變的一維網(wǎng)格。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其中事先已知的邊緣信息是強制0。
9.如權(quán)利要求1、2、3、4、5、6、7或8所述的方法，其中在處理下一采樣期間將到達狀態(tài)轉(zhuǎn)換成用于使用的進一步的離開狀態(tài)包括在網(wǎng)格中的每一級上執(zhí)行樹形檢索操作并且僅保留M個狀態(tài)。
10.如權(quán)利要求9所述的方法，其中每一個狀態(tài)包括兩個分支。
11.如當(dāng)依據(jù)權(quán)利要求8時的權(quán)利要求9所述的方法，其中用每一強制0的單個分支擴展網(wǎng)格。
12.一種數(shù)據(jù)檢測設(shè)備，用于在記錄載體上檢測存在二維碼間干擾時的數(shù)據(jù)，該記錄載體具有以二維模式存儲在標(biāo)記中的比特，該二維模式具有沿著二維模式的讀或?qū)懛较虻臉?biāo)記的多行寬度，其中沿著行的長度分布的標(biāo)記比橫跨多行的寬度分布的標(biāo)記多，并且其中對標(biāo)記進行采樣導(dǎo)致標(biāo)記的信號波形的采樣被來自相鄰標(biāo)記的二維碼間干擾所影響，該數(shù)據(jù)檢測設(shè)備包括信號處理器，其具有耦合到多個并行輸入通道的輸入端，用于使用一組離開狀態(tài)和一組到達狀態(tài)對從輸入通道中獲得的采樣進行處理，該信號處理器進一步用于通過在處理當(dāng)前采樣期間將每一個到達狀態(tài)轉(zhuǎn)換成用于使用的進一步的離開狀態(tài)來建立網(wǎng)格，該信號處理器進一步包括基于在某種回溯深度上沿著網(wǎng)格的回溯操作或追溯操作來提供輸出比特的輸出端，其特征在于該數(shù)據(jù)檢測設(shè)備包括串行化裝置，該串行化裝置耦合到并行輸入通道并且用于從并行輸入通道中檢索采樣并對檢索到的采樣進行串行化，使得每一個隨后的采樣與來自相鄰行的相鄰標(biāo)記相對應(yīng)，該串行化裝置進一步用于向信號處理器提供串行化的檢索到的采樣，該信號處理器用于從串行化的檢索到的采樣中建立網(wǎng)格的狀態(tài)，該網(wǎng)格是一維網(wǎng)格。
13.如權(quán)利要求12所述的數(shù)據(jù)檢測設(shè)備，其中當(dāng)處于二維陣列的邊緣時，串行化裝置用于從同一行中檢索與相鄰標(biāo)記位相對應(yīng)的隨后采樣。
14.如權(quán)利要求13所述的數(shù)據(jù)檢測設(shè)備，其中一組隨后的采樣與形成橫跨行的彎曲模式的一組標(biāo)記相對應(yīng)。
15.如權(quán)利要求12所述的數(shù)據(jù)檢測設(shè)備，其中一組隨后的采樣與形成橫跨行的窗口模式的一組標(biāo)記相對應(yīng)。
16.如權(quán)利要求12、13、14或15所述的數(shù)據(jù)檢測設(shè)備，其中一維網(wǎng)格的離開狀態(tài)包括在建立分支度量時使用的隨后位的第一組子段和在建立分支度量時忽略的隨后位的第二組子段。
17.如權(quán)利要求15所述的數(shù)據(jù)檢測設(shè)備，其中通道響應(yīng)確定哪個隨后位被包括在隨后位的第一組子段中。
18.如權(quán)利要求16或17所述的方法，其中標(biāo)記的二維陣列用包括事先已知的邊緣信息的邊緣行來描述，并且一維網(wǎng)格是時變的一維網(wǎng)格。
19.如權(quán)利要求18所述的方法，其中事先已知的邊緣信息是強制0。
20.如權(quán)利要求12、13、14、15、16、17、18或19所述的方法，其中在處理下一采樣期間將到達狀態(tài)轉(zhuǎn)換成用于使用的進一步的離開狀態(tài)包括在網(wǎng)格中的每一級上執(zhí)行樹形檢索操作并且僅保留M個狀態(tài)。
21.如權(quán)利要求20所述的方法，其中每一個狀態(tài)包括兩個分支。
22.如當(dāng)依據(jù)權(quán)利要求19時的權(quán)利要求21所述的方法，其中用每一強制0的單個分支擴展網(wǎng)格。
全文摘要
在光和磁數(shù)據(jù)存儲應(yīng)用中使用多道格式提供了包括數(shù)據(jù)密度和數(shù)據(jù)傳輸率的系統(tǒng)性能的多種改進。然而，可以通過使用連接均衡與連接檢測來最終實現(xiàn)數(shù)據(jù)密度中的全部優(yōu)點。通過變換域均衡結(jié)構(gòu)和基于時變網(wǎng)格的寬度優(yōu)先搜索的簡化復(fù)雜度檢測方法來解決這些功能的實現(xiàn)復(fù)雜度。網(wǎng)格由二維目標(biāo)響應(yīng)的一維表示產(chǎn)生，二維目標(biāo)響應(yīng)是通過在考慮采樣的原始近似的序列中安排來自相鄰軌道的采樣而獲得的。
文檔編號G11B20/22GK101057293SQ200580038149
公開日2007年10月17日 申請日期2005年11月7日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月8日
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