專利名稱:將電信號變換成比例頻率的方法及裝置的制作方法
本發(fā)明涉及將電信號變換成比例頻率的方法及裝置。
這種裝置可用于電表中，將與電功率或負荷(即電流與電壓的乘積)成比例的信號變換為比例脈沖頻率，具體地說，該頻率指的是由方波脈沖列構成的信號的脈沖頻率。
從美國專利4124821可了解到這種裝置，在該專利中，利用周期性極性變換的原理來消除偏移電壓。通常，這種作為輸入信號的一部分的偏移電壓不能消除掉。而且它取決于時間和溫度，并由此作為線性誤差直接影響信號變換至頻率的精度。在周期極性變換方法中，要變換為比例頻率的信號和變換裝置的傳輸方向周期性且同步地換向，這樣，二者正負號的改變便相互抵消，然而，只隨傳輸方向改變正負號的偏移電壓便在開關信號的相繼的半周內，交替地加到要變換的信號中，或從該信號中減去。因此，如果每一開關周期的兩個半周持續(xù)時間同樣長，則在總的若干個開關信號周期內的積分偏移電壓便為零。
因為通常積分電容器在極性換向時具有非零電壓，由該非零電壓引明的誤差便帶入變換結果。當測量時間較長時，這些誤差未必對輸出脈沖頻率的平均值有消極影響，但無論如何，這些誤差會導致瞬時波動，即導致脈沖頻率的調制。在現(xiàn)有技術中，為了避免這一點，是使極性換向的時間與檢測電容器電壓的比較器的輸出信號同步，這樣，極性換向總是在電容器電壓的零交變點時發(fā)生。但這種解決辦法會導致兩個半周期不總是相同，而只是它們的統(tǒng)計平均值持續(xù)同樣長的時間，這又導致了裝置輸出頻率的不規(guī)則調制，并致使其難于校準，而只有在一個不能令人滿意的長時間周期之后才能完成校準。
本發(fā)明的目的是提供一種將電信號變換成為比例脈沖頻率的裝置和方法，其中，克服了由于有不同的半周期持續(xù)時間的極性轉換周期及極性換向時電容器電壓為非零所導致的輸出脈沖頻率的調制，從而可使裝置的校準更迅速且更精確。
本發(fā)明是將電信號變換成為比例頻率的方法和裝置。
利用第一極性換向開關使電信號周期性地轉換，然后將第一基準信號加入到比例于被周期地轉換的電信號的信號(即電壓或電流)中，以形成一個和信號。該和信號被一個與第一極性換向開關同步地動作的第二極性換向開關周期地轉換。
積分電容器順序地以一個與和信號和一個選擇性的開關參考電流成比例的電流充電和放電，該參考電流用作為第二參考信號，它的值兩倍于第一參考信號的值。比較器將電容器上的電壓與參考電壓相比較，以控制參考電流的轉換，由此能夠產生其頻率比例于該電信號和第一個參考信號之和的信號。減去比例于第一參考信號的頻率，就產生比例于電信號的頻率。
圖1所示為本發(fā)明一個例證性實施例的信號與頻率變換裝置的第一方案的方框圖。
圖2所示為本發(fā)明第二個例證性實施例的信號與頻率變換裝置的第二方案的方框圖。
圖3所示為本發(fā)明第三個例證性實施例的信號與頻率變換裝置的第三方案的方框圖。
圖4所示為屬于第一方案實施例的時間波形圖。
圖5所示為輸出分頻器的方框圖。
圖6所示為一種電測儀表的方框圖。
圖7所示為電路輸入部分的簡圖。
圖8所示為本發(fā)明第四例證性實施例的信號與頻率變換裝置的第四方案方框圖。
在所有這些圖中，相同的參考編號用于表示相同部分。
上述裝置的所有組件都以由CMOS技術構成為例，它們由正直流電源電壓VDD和負直流電源電壓-｜VSS｜供電，正、負直流電源電壓均以地電位為參考電位。直流電源電壓VDD和-｜VSS｜可以借助功率整流器由交流電網得來，雖然它們總是存在的，但出于使圖簡明的理由，整流器和直流電源電壓VDD和-｜VSS｜未在圖中示出。
在附圖中，所有可選擇的連線及組件均以虛線示出。由脈沖前沿控制的所有周期或時鐘輸入信號在圖中用白三角象征性地示出，而由脈沖后沿控制的周期或時鐘輸入信號在圖中用黑三角示出。
要變換為比例脈沖頻率的信號UH或是實測信號(如電壓)，或是產生于實測信號的信號(如與電流和電壓的乘積成比例的電功率)。
在圖1至3中所示出的裝置的三種方案的不同點主要在于其輸入部分。這三種方案的每一種都包括有第一雙極性換向開關1和與該開關輸出端相連接的電路2，電路2在所有情況下都包括有電壓/電流變換器3和與該變換器輸出端側相連接的電路4，此電壓/電流變換器3的輸入端就是電路電路2的信號輸入端。電路4包括有第二雙極性換向開關5、電容器C、比較器6、D觸發(fā)器7、輸出分頻器8、開關9、恒定電流源10、同步信號發(fā)生器11、分頻器12、任選的施密特(Sthmitt)觸發(fā)器13、和任選的分頻器14。
在第一種方案(見圖1)中，電路2包括有與電壓/電流變換器3的非接地輸出極相連接的另一恒流源15，該恒流源15也與直流電壓源VDD的正端相連接。
在第二種方案(見圖2)中，電路2包括有恒壓源16(取代電流源15)，電壓源16的第一極與加法單元17的第一輸入端相連接，它的另一端接地。加法單元17的第二輸入端形成電路2的非接地輸入極，加法單元17的輸出端與電壓/電流變換器的非接地輸入端相連接。
在第三種方案(見圖3)中，高通放大器18連接在第一極性換向開關1和電路2之間，具體地說，高通放大器18包括有放大器19和與放大器19的輸出端相連接的高通濾波器20。
在這三種方案(即圖1，2，3)中，極性換向開關1，5和電壓/電流變換器3的輸入端輸出端都是雙極形的。電壓/電流變換器3和開關1各有一個輸出極接地。極性換向開關5的兩個輸入端就是電路4的(兩個)輸入端。
開關5的兩個輸出端連接電容器C，電容器C的第一極連接于比較器6的非倒相輸入端，并通過開關9與恒流源10的第一極相連;電容C的第二極與比較器6的倒相輸入端相連，并通過開關9與恒流源10的第一極相連。恒流源10的第二極與負直流電壓源-VSS相連。比較器6的輸出與D觸發(fā)器7的D輸入端相連，該觸發(fā)器的Q輸出端連接開關9的控制輸入和輸出分頻器8的第一信號輸入端。
同步信號發(fā)生器11的輸出連接分頻器12的輸入端，所援引的分頻器12有六個輸出端。分頻器12的第一輸出端，輸出頻率為fr/2的周期信號P，連接于輸出分頻器8的第二信號輸入端。分頻器12的第二輸出端，輸出頻率為fR的周期信號L，連接于D觸發(fā)器的時鐘輸入端和輸出分頻器8的第一時鐘輸入端，而分頻器12的第三輸出端，輸出頻率為fR/128的周期信號T，連接于輸出分頻器8的第二時鐘輸入端。分頻器12的第四輸出端，輸出頻率為2fR的周期信號Y，連接于輸出分頻器8的第三時鐘輸入端。分頻器12的第五輸出端，輸出頻率為fR/32的周期信號E，是備用端，例如用在圖6所示的電表中，它與電路2的任選周期輸出端21相連。
將交流電壓N 例如50或60赫茲的市網交流電電壓任意地饋給施密特(schmitt)觸發(fā)器13的輸入端，觸發(fā)器13的輸出端與分頻器14的輸入端相連。兩個極性換向開關1和5的控制輸入端是相互連接的，它們輸入或者來自開關分頻器14輸出的開關信號A，或者來自周期分頻器12的第6輸出端的開關信號B。當采用開關信號B時，施密特觸發(fā)器13和開關分頻器14就不需要了。輸出分頻器8的四個輸出端中的二個同時就是電路2的兩個信號輸出端22a和22b。這兩個信號輸出端的一個，即輸出端22a輸出信號M，它對應于信號UH的正值，而另一信號輸出端22b輸出信號M1，它對應于信號UH的負值。
每個雙極性換向開關1和5本質上都是借用已知的模擬半導體開關，用CMOS技術構成。開關9是單極開關，也可以使用已知的模擬半導體開關用CMOS技術構成。
分頻器12和分頻器14是用CMOS技術，使用已知的二進制計數(shù)器構成的。它們能進行數(shù)2X的同步分頻，x是一個偶數(shù)。
周期信號發(fā)生器11是由例如石英穩(wěn)定的，并生產周期矩形脈沖，其頻率例如為215赫茲＝32.768千赫，這個頻率在分頻器12中被m分頻，m取值為24、25、26、210、211、212，以產生周期信號Y的頻率2fR＝211赫茲，周期信號L的頻率fR＝210赫茲周期信號P的頻率fR/2＝29赫茲周期信號E的頻率fR/32＝25赫茲周期信號B的頻率fR/64＝24赫茲，周期信號T的頻率fR/128＝23赫茲。
交流電壓N在施密特觸發(fā)器13中變換成具有相同頻率的周期矩形脈沖信號。施密特觸發(fā)器13的兩個開關門限最好選擇成，僅當交流電壓處于零時，開關分頻器14才在輸出端發(fā)生轉換。由開關分頻器14將施密特觸發(fā)器13產生的矩形脈沖信號的50或60赫茲的頻率進行n分頻，n為22，以產生開關信號A的12.5或15赫茲頻率。這樣，兩個極性換向開關1和5受頻率12.5赫茲或15赫茲(開關信號A)或頻率16赫茲(開關信號B)控制，并同步地和周期地開關。
在實際中，電壓/電流變換器3有一偏移電壓V0，在圖1和圖2中電壓源3a表示，這個電壓源與理想的無偏移電壓/電流變換器3b的輸入端相串聯(lián)，電壓源32和理想電壓/電流變換器3b一起構成非理想電壓/電流變換器3。
例如，D觸發(fā)器7是由負沿(即下降邊)來控制的。
在所有三種方案(見圖1、2、3)中，信號UH(它將被變換為一個比例脈沖頻率)以電壓形式連接于受開關信號A或B控制的極性換向開關1的輸入端。極性換向開關1周期地轉換信號UH，例如，在開關信號A或B的所有奇數(shù)半周期期間，極性換向開關1的輸出端輸出信號為+UH，而在偶數(shù)半周期期間輸出信號為-UH。
在第一種方案中(見圖1)，周期轉換的信號±UH由電壓/電流變換器3變換成比例電流信號±iH。在電壓/電流變換器3的輸出端，一個直流電流IR/2作為恒定參考信號被加到由電壓/電流變換器3產生的電流信號±iH，以產生一個和信號±iH+IR/2。恒流源15產生直流電流IR/2。
然而在第二種方案中(見圖2)，首先有一個直流電壓作為恒定參考信號，借助加法單元17，在電壓/電流變換器的輸入端加到周期轉換的信號±UH。和信號±UR/2在其后的電壓/電流變換器3中變換成比例電流信號±iH+IR/2電流信號±iH對應于信號±UH，而直流電流IR/2對應于直流電壓UR/2。直流電壓UR/2由直流電壓源16產生。
這樣，在第一和第二種方案中，極性換向開關5的輸入電流是信號±iH+IR/2。位于電壓/電流變換器3和電容器C之間的極性換向開關5，周期地并與信號UH的周期換向同步地轉換這個信號，使積分電容C恒定地接收電流iH±IR/2。
如上面談到的，由于電壓/電流變換器3通常在其輸入端包含有對應于電壓/電流轉換器3輸出端的比例電流I0的偏移電壓U0，極性換向開關5的輸入電流實際上并不等于±iH+IR/2，在這兩種方案中而是等于±iH+IR/2+I0。
參考信號UR/2或IR/2的值相當于恒流源10所產生的參考電流IR的一半。同時參考信號的值必須滿足UR/2＞±UH+U0或IR/2＞±iH+I0的條件。
通常，與信號UH的值相比，偏移電壓U0的值是很小的。類似地，與電流iH的值相比，電流I0的值很小，所以僅有該設備工作范圍的很小的一部分被電流I0所占。在應用當中，當信號UH的最大值與偏移電壓U0相比為小時，留給信號UH的工作范圍與UR/2或IR/2所占的工作范圍相比可能過小而變得不可接受。這就是為什么在第三種方案(見圖3)中，在周期變換信號±UH傳給電路2進一步處理之前，先由高通放大器18來放大是有利的。這樣，信號電流iH和電流I0之間的關系或信號UH與偏移電壓U0之間的關系改善了。高通放大器18沒有或僅有很低的直流電壓放大作用。例如這可以通過在高通放大器18中使用高通濾波器20來實現(xiàn)。高通放大器18的時間常數(shù)必須先得充分小，使得經放大的信號±UH沒有多大失真地被傳輸。在第三種方案(圖3)中，電路2具有圖1和圖2所示的結構。
電壓/電流變換器3與其輸出端的電容C一起構成積分器3;C存在于所有三種方案中，比較器6連接在積分器3的輸出一側;C由電容電壓Vc控制，以便控制恒流源10所產生的恒定參考電流IR的通斷轉換。在信號UH是常數(shù)且為正，偏移電壓U0是零的情況中，電容電壓Vc隨時間的變化過程表示在圖4的第二行上，在這種情況中，電容電壓Vc為鋸齒狀，其邊緣有著恒定的斜度，所有的正斜邊都是平行的，所有的負斜邊也都是平行的。
由D觸發(fā)器7控制的開關9操作參考電流IR的通斷。如前所述，電流iH±IR/2±I0從極性換向開關5被傳給電容器C。正號表示開關信號A或B的奇數(shù)半周期，負號表示偶數(shù)半周期。當初始時D觸發(fā)器7輸出信號F為邏輯“0”，則初始時的開關9具有圖1所示的位置狀態(tài)。其次，在開關信號A或B的奇數(shù)半周期期間(即在這些半周期內，極性換向開關5處于圖1所示的位置)，恒流源10連接于暫時接地的極性換向開關5的輸出連接端，恒流源10的參考電流IR流入地線，并不對電容器C充電。因而，僅在開關信號A或B的每個奇數(shù)半波期間，電容器C才由極性換向開關5以電流iH+IR/2+I0進行充電。相應地電壓Vc上升。例如，比較器6有“0”伏的輸入門限值，如果電壓Uc超過比較器6的這個輸入門限值，則其輸出信號K由邏輯“0”變?yōu)檫壿嫛?”。比較器6輸出信號K隨時間變化的過程表示在圖4的第三行中。當高頻周期信號L的下一個負(下降)沿進入D觸發(fā)器7的時刻。輸出信號F狀態(tài)發(fā)生變化。換句話說，輸出信號F是在信號K狀態(tài)變化后緊跟的那個信號L脈沖下降沿上發(fā)產狀態(tài)變化的。D觸發(fā)器7用于使比較器6的矩形輸出信號K與矩形周期信號L同步。這個周期信號L的頻率如前所述，例如為210赫。周期信號L的時間變化過程表示在圖4的第一行中，D觸發(fā)器7的矩形輸出信號F的波形表示在圖4的第四行中。D觸發(fā)器7輸出值的變化(即輸出信號F)控制開關9。若現(xiàn)在開關9取與圖1中所示相反的工作位置，則在這種情況中恒流源的參考電流IR流入電容C。這樣，電容C的充電電流等于iHT+IR/2+I0-IR＝iH-IR/2+I0，也就是IR/2項改變了它的符號，但由于存在上面所述條件iR/2＞iH+I0，合成的充電電流為負。
電容器C的電壓Uc下降，當它降到低于比較器6的輸入門限電壓時，輸出信號K重新取它的原來的邏輯值“0”。在信號L下一后沿之后，輸出信號F和開關9改變狀態(tài)，這使得開關9取原來的工作位置，所以一個新周期便可開始。這樣重復許多次直至開關信號A或B奇數(shù)半周期結束。借助參考電流IR進行的電容C的放電對應于輸出信號下的每個脈沖進行一次。
現(xiàn)在來考慮開關信號A或B的偶數(shù)半周期的情況。在開關信號A或B的每個奇數(shù)半周期的末端時刻，兩個極性換向開關1和5由開關信號A或B同步地轉換，所以兩者都取與圖1所示位置相反的位置。由于極性換向開關5的轉換，電容C和恒流源10也轉換。這時，在圖1所示的開關9的狀態(tài)與恒流源10連通，所以電容C由極性換向開關5以電流iH-IR/2-I0充電，同時還由恒流源10以參考電流IR充電。
這樣總的充電電流是-IR/2-I0+IR＝iH+IR/2-I0電容電壓Vc增加，如果超過比較器6的輸入門限值，則比較器的輸出信號K由邏輯“0”變?yōu)檫壿嫛?”。這種值的變化導致開關9以前面講過的方式轉換，其結果，恒流源10連接電容器C的接地線，這樣電容器C僅由于開關5以電流iH-IR/2-I0來充電，由于有iR/2＞±IH-I0的關系，所以此時的充電電流為負值。電容器電壓Uc下降，如果Uc降到低于比較器6的輸入門限值，比較器的輸出信號值又變回邏輯值“0”。由此，開關9轉換成原位置，開始又一個新的周期。
綜述如下在開關信號A或B的奇數(shù)半周期間，電容器C交替地由電流iH+IR/2+I0充電，由電流iH-IR/2+I0放電。然而，在開關信號A或B的偶數(shù)半周期間，電容器C交替地由電流iH+IR/2-I0充電，由電流iH-IR/2-I0放電。兩種半周期間僅電流I0的符號不同。由于開關信號A和B因其產生的方式而具有等長的半周期還有由于電流I0在相繼的半周期之間符號不同，在開關信號A或B的偶數(shù)個周期內的積分或在足夠長的周期內的積分，I0被自相抵消，偏移電壓U0的影響也被自相抵消。
在每個奇數(shù)半周期期間，通過電流iH-IR/2+I0由極性換向開關5恒定地充入電容器C的電荷，由于增加的恒流源10，每次有一個小的定量電荷QR＝IR/fR被連續(xù)地吸走。矩形脈沖按電荷量在D觸發(fā)器7的Q輸出端釋放(見圖4信號F)。在每個偶數(shù)半周期期間，一方面通過電流iH-IR/2-I0由極性換向開關5從電容器C不斷吸走電荷，另一方面由于增加了恒流源10，每次都有一個小的恒定的電荷量被導回電容器C，所以電容器C的總充電電流對應于和電流(iH-IR/2-I0)+IR＝iH+IR/2-I0。同樣，這時的矩形脈沖也按電荷量在D觸發(fā)器7的Q輸出端釋放。這樣這些脈沖的每一個都是由電流IR吸走或充入電容器C的那個小的一定量電荷的度量。依靠電容器C的轉換，保持充電電流iH+IR/2±I0的極性不變。這樣，在周期的轉換時刻，留在電容器C中的電荷以正確極性被計入下一半周期中，所以不會因在周期地變換時刻電容器中存在電荷而造成輸出頻率的調制。
借助于積分和比較器6所產生的D觸發(fā)器7的輸出信號組成矩形脈沖到這些脈沖的平均頻率fF比例于和電流iH+IR/2，這樣就多了一個恒定頻率fR/2。fR/2頻率是對應于參考信號UR/2或IR/2值的頻率，fR/2頻率還是矩形脈沖周期信號P的頻率。為了得到僅比例于信號電流iH。從而比例于信號UH的設備輸出頻率，必須從輸出信號F的頻率fF中減去周期信號P的恒定參考頻率fR/2。這個工作是借助于設備輸出端的用作輸出分頻器8的可逆計數(shù)器而進行的。D觸發(fā)器7的輸出信號F的脈沖被正計數(shù)，周期信號P的脈沖被逆計數(shù)。同時輸出分頻器8還將差頻fF-fR/2進行K分頻。輸出分頻器8的結構可參見圖5。
圖5所示的輸出分頻器8包括“異或”門23，第一“與”門24，第一計數(shù)器25，第一觸發(fā)器26和第二觸發(fā)器27、第三觸發(fā)器28，第二“與”門29，第三“與”門30a，第四“與”門30b，第五“與”門30c，第一反相器30d，第二反相器31，第三反相器32，第六“與”門33和第二計數(shù)器34。第一計數(shù)器25是一個二進制可逆計數(shù)器，例如當其U/D輸入端為邏輯值“1”，則進行正計數(shù)，若其U/D輸入端為邏輯值“0”，則進行逆計數(shù)。觸發(fā)器26至28都是D觸發(fā)器。“與”門23和計數(shù)器34一起構成單穩(wěn)多諧振蕩器35。計數(shù)器25、觸發(fā)器26和觸發(fā)器27的時鐘輸入端是受前沿控制的，觸發(fā)器28和計數(shù)器34的時鐘輸入端是受后沿控制的。觸發(fā)器28、“與”門30a，和單穩(wěn)多諧振蕩器35形成一個“中防電路”(neutral-prevention-circuit)26;30a;35，它在該設備用于電表時尤其重要。
輸出分頻器8的第一輸入信號是D觸發(fā)器7的輸出信號F，這個信號連接于“異或”門23的第一輸入端。第二輸入信號是具有fR/2頻率的周期信號p，它送入“異或”門23的第二輸入端，并送入計數(shù)器25的U/D輸入端和觸發(fā)器27的D輸入端。頻率為fR的周期輸入信號L連接于“與”門24的輸入端并經過反相器32連接于“與”門29的第一輸入端。頻率為fR/128的周期信號T連接于“與”門33。頻率為2fR的周期信號Y連接于觸發(fā)器26的周期(即時鐘)輸入端。
還有這些連接-“異或”門23的輸出端接“與”門24的第二輸入端，“與”門24的輸出接計數(shù)器25的時鐘輸入端，-計數(shù)器25的“進位”輸出端
Q觸發(fā)器26的D輸入端，該觸發(fā)器26的
CO輸出端接“與”門29的第二輸入端和觸發(fā)器27、觸發(fā)器28的周期(即時鐘)輸入端。
-“與”門29的輸出端接“與”門30a的第一輸入端、計數(shù)器25的PE輸入端和計數(shù)器34的復位輸入端RE，-觸發(fā)器27的Q輸出端接計數(shù)器25的平行輸入端P1至P4和“與”門30b的第一輸入端，還通過反相器31接計數(shù)器25的輸入端P5，通過反相器30d接“與”門30c的第一輸入端，-觸發(fā)器28的Q輸出端接“與”門30a的第二輸入端，而“與”門30a的輸出端接“與”門30b和30c的第二輸入端，-“與”門33的輸出端接計數(shù)器34的周期輸入端，計數(shù)器34的Q12輸出端接“與”門33的第二輸入端和觸發(fā)器28的反相復位輸入端。
觸發(fā)器28的D輸入端為邏輯值“1”?！芭c”門30b和30c的輸出構成輸出分頻器8的兩個輸出端，在這里產生信號M和M1。
由于計數(shù)器25不能同時進行正計數(shù)和逆計數(shù)，所以同時出現(xiàn)的輸出分頻器8的兩個信號輸入端上的輸出信號F和周期信號P的所有脈沖，是在“異或”門23的作用下對消的。由于一個脈沖被計數(shù)又被逆計數(shù)將使計數(shù)值始終為零，所以這對計數(shù)器25的計數(shù)值不產生任何影響。
僅當兩個信號F和P不相同時，“異或”門23的輸出才為邏輯值“1”?！芭c”門24用作脈沖形成器，它將“異或”門23的輸出脈沖持續(xù)時間減小為周期信號L的持續(xù)時間。在圖4中，第五行表示周期信號P的時序，第六分表示“異或”門23的輸出信號S，第七行表示“與”門24的輸出信號W。當U/D輸入端的周期信號P為邏輯值“1”時，計數(shù)器25對“與”門24的輸出脈沖進行正計數(shù);當周期信號P為邏輯“0”時，計數(shù)器25對“與”門24的輸出脈沖進行逆計數(shù)。計數(shù)器25的
CO輸出端的負脈沖列隨周期信號Y的下一前沿被傳入觸發(fā)器26，這樣在觸發(fā)器26的
Q輸出端正常地出現(xiàn)稍有延遲的正脈沖。它們的脈寬在反相周期信號L的作用下被限制成該周期信號L的脈寬;即“與”門29也用作脈沖形成器。由于信號UH成靜態(tài)或瞬時變化極性，計數(shù)方向可以變化。通常，可逆計數(shù)器25的初始值不選正計數(shù)時的0＝00000值或逆計數(shù)時的31＝11111，而是定成計數(shù)范圍的近似中間值，例如若逆計數(shù)(P＝“0”)時提早到達00000狀態(tài)，取值16＝10000，或者正計數(shù)(P＝“1”)時提早到達11111狀態(tài)，取值15＝01111。初始化當周期信號P的現(xiàn)有邏輯值輸入到觸發(fā)器27時，發(fā)生在觸發(fā)器26輸出脈沖的每個上升沿。因此，為了初始化計數(shù)器25，當P＝“0”時觸發(fā)器27的Q輸出端取二進制數(shù)10000＝16或當P＝“1”時則取二進制數(shù)01111＝15送入計數(shù)器25的平行輸入端P5，P4，P3，P2，P1。“與”門29的每個輸出脈沖借助輸入端PE使計數(shù)器25建立這個初始值，同時借助復位輸入端PE使計數(shù)器34復位至零。計數(shù)器25的這一置位過程還允許其輸出端
CO重新出現(xiàn)邏輯值“1”。通常這個邏輯值“1”稍有延遲地進入觸發(fā)器26。這將終止“與”門29的輸出脈沖。如果觸發(fā)器28仍為邏輯值“1”，那是由觸發(fā)器26
Q輸出端的輸出脈沖負沿引起的，于是觸發(fā)器28的輸出端使“與”門30a通。但與此同時由于“與”門29的輸出脈沖已終了，如前所述，因為“與”門30a通的太遲，而使這個輸出脈沖不能到達輸出分頻器8的輸出端。由“與”門29的輸出脈沖而復位的計數(shù)器34使其
Q12輸出端取邏輯值“1”，這使“與”門33通。只要“與”門29的輸出脈沖一結束，計數(shù)器34就開始對矩形周期信號T的脈沖計數(shù)。如果計數(shù)器34沒有在“與”門29的輸出脈沖期間復位成零，則將一直計數(shù)到輸出端
Q12出現(xiàn)邏輯“0”為止，而
Q12為“0”一方面使觸發(fā)器28復零，另一方面使“與”門33阻塞從而也便終止了計數(shù)器34的計數(shù)過程。在寬度為128/fR的周期信號T的212-1＝211周期后，也就是在218/fR秒以后，計數(shù)器34的
Q12輸出端出現(xiàn)邏輯值“0”，這樣就得到一個持續(xù)時間為28＝256秒、頻率為fR＝210赫茲的脈沖列。
當t大于256秒時，“中防電路”28;30a，35阻止出現(xiàn)在計數(shù)器25輸出端
CO的脈沖再傳給輸出分頻器8的輸出端。因為在256秒后，觸發(fā)器28根據(jù)計數(shù)器34的輸出信號復位為零，“與”門30a阻塞每一個第一脈沖。在正常的使用中，當設備的輸入端有信號UH時，出現(xiàn)在觸發(fā)器26
Q輸出端的第一脈沖是不傳給輸出分頻器8的輸出端(初始誤差)，但其負沿使觸發(fā)器28置位于邏輯“1”。這樣觸發(fā)器28的Q端輸出為所有后續(xù)的脈沖打開了“與”門30a。這是由于在256秒過去之前“與”門29的每個新輸出脈沖都使計數(shù)器34復零的緣故。這樣計數(shù)器34每次都被強迫從零開始其計數(shù)過程，決不使得邏輯“0”出現(xiàn)在其輸出端
Q12因而決不使觸發(fā)器28復零。這樣，在256秒過去之前，“與”門30a一直導通直到沒有脈沖出現(xiàn)為止。在這種情況中，計數(shù)器25，觸發(fā)器26、“與”門29和“與”門30a的輸出脈沖的中頻比例于信號電流iH，從而比就比例于信號UH。
然而，在中和狀態(tài)下，當設備的輸入端沒有信號UH時，有可能出現(xiàn)很小的斷續(xù)信號的積分最后經很長的時間也在“與”門29的輸出端產生一個脈沖。但由于“與”門30a已被阻塞，如同所有其它第一脈沖它將不會到達輸出分頻器8的輸出端。同樣，所有其它的中和脈沖也不會到達這些輸出端，因為它們之間的間隔以及相對于第一脈沖的間隔總大于256秒。這就是說;在計數(shù)器34由脈沖復零之前，每次都有足夠的時間時讓邏輯值“0”出現(xiàn)在其
Q12輸出端。這個邏輯值“0”每次都使觸發(fā)器28復零，從而在下一脈沖出現(xiàn)之前時阻塞“與”門30a。
觸發(fā)器27的輸出信號指示信號UH具有那個極性。當信號UH的值為正時，它使“與”門30b導通，使得“與”門30a的輸出信號作為信號M到達“與”門30b的輸出端。然而當信號UH的值為負時，它使“與”門30c導通，使得這時“與”門30a的輸出信號作為信號M1到達“與”門30c的輸出端。
在電表的情況下，UH比例于UN·iL，其中UN是供電網絡的網絡電壓，iL是充電電流。圖6所示電表包括有一個極性換向開關1、一個乘法器36、前面講過的電路2、另一個備用分頻器37、接口電路38、步進電機39、指示器40以及由發(fā)光二極管D1代表的光指示器。網絡電壓UH加在極性換向開關1的輸入端，電路2的輸入端以雙極方式輸入交流控制電壓N。比例于充電電流iL的電壓UL以雙極方式加到乘法器36的第一輸入端，而極性換向開關1的輸出端通過雙極方式連接到乘法器36的第二輸入端。乘法器36的輸出用雙極方式送到電路2的信號輸入端，其中一個極接地。
還有以下的連接-電路2的輸出端22a連接分頻器37的周期輸入端和接口電路38的復位輸入端，-電路2的輸出端21連接接口電路38的時鐘信號輸入端，
-分頻器37的輸出端連接接口電路38的信號輸入端，-具有開關信號A或B的電路2的輸出端連接極性換向開關1的控制輸入端。
接口電路38的雙極輸出端連接用于機械驅動指示器40的步進電機39的電連接端。接口電路38的附加輸出端單極地連接發(fā)光二極管D1的陰極，發(fā)光二極管的陽極連接直流電源電壓VDD的正極。如果電表僅測量正能量，則不連接電路2的信號輸出端22b。極性換向開關1可如圖6所示連接在乘法器36的輸入端，也可以連接在乘法器36的輸出端。在兩種情況下，輸入信號±UH都比例于±UN·iL的乘積。乘法器36例如是一個霍爾元件，分頻器37例如是可編程的。
根據(jù)圖6，極性換向開關1將網絡電壓UN變換成周期轉換的電壓±UN，該電壓再由乘法器36乘以電壓UL，這樣，在電路2輸入端得到的電壓±UH比例于±UN·iL的乘積，從而比例于電功率。電路2輸出端22a上的矩形脈沖的頻率由分頻器37選擇地進行h分頻。所得矩形脈沖在接口電路38中以已知方式被處理，使它們能控制步進電機39。每接收一個脈沖，步進電機39都向前移一步。在預定的步數(shù)過后，例如300步后，指示器40所示的值加1。也可以使用全部電子的發(fā)光二極管或液晶指示器替代電機械指示器40。在這種情況中，步進電機39和其接口電路38可以省去，而使用一個帶累加器的附加分頻器。例如發(fā)光二極管D1與信號M的脈沖同步地閃爍，這就可用于光學地測量脈沖頻率。
圖1所示的電路2的輸入單元可由如圖7所示的較好的單片集成電路構成。在圖7中電壓/電流變換器3和恒流源10、15的結構都詳細地表明了，而電路2輸入單元的其余部分僅僅指出了。兩個恒流源10和15及連接成電壓/電流變換器3的電流源，各包括一個運算放大器、一個場效應晶體管和至少一個電阻。電阻值決定電流源的輸出電流值。這種精密電流源的結構可參見《高級電路》一書第57至63頁(Advanced Electronic Circuit，Tietze and Schenk，Springer Verlag，1978)圖7中用的三個恒流源需要一個例如1.235伏的共用恒壓源41。這個恒壓源41的正極連接于正直流電源電壓VDD，其負極連接于三個運算放大器42，43和44的非反相輸入端。
恒流源10包括運算放大器42，該放大器的輸出通向場效應管45的柵極，場效應管45的第二個極直接連接運算放大器42的反相輸入端，并通過電阻46連接正直流電源電壓VDD。場效應管45的第三個極構成恒流源10的輸出端并提供參考電流IR。恒流源10的輸出經開關9通向極性換向開關5的輸出極和電容器C的一個極。
恒流源15包括運算放大器43、場效應晶體管47和電阻48。電壓/電流變換器3包括一個恒流源49和兩個電流源50和51。恒流源49包括運算有大器44、場效應晶體管52和電阻53。電流源50由運算放大器54、場效應晶體管55和電阻56構成，電流源51包括運算放大器57、場效應晶體管58和電阻59。所有電流源15、49、50和51的結構都與恒流源10的結構相同。然而，場效應管55的第二極通過電阻56后不接正直流電源電壓VDD，而是接地，場效應管58的第二極通過電阻59后不接正流電源電壓VDD。而是連接負直流電源電壓-VSS。電路2的不接地輸入極和恒流源49的輸出端分別通向運算放大器54和57的非反相輸入端。運算放大器57的非反相輸入端還通過電阻60連接負直流電源電壓-VSS。恒流源15的輸出提供一半的參考電流IR/2，并且連接運算放大器54的反相輸入端，而電流源50的輸出通向運算放大器57的反相輸入端。電流源50用作電壓/電流變換器，將電壓信號±UH轉換成流經電阻56的比例電流±iH。在場效應管55中，該比例電流±iH被從恒流源15提供的半?yún)⒖茧娏鱅R/2中減去。在產生流經電阻59的參考電流IR的電流源51中，電流源50輸出端的這個差值電流IR/2+iH又被從參考電流IR中減去，所以在電流源51的輸出端，從而在電壓/電流變換器3的輸出端產生所需的電流±iH+IR/2。電流源51的輸出端和地線一起構成電壓/電流變換器3的雙極輸出并連接極性換向開關5的雙極輸入端。
圖8所示該設備的第四種方案的結構類似于圖2所示的第二種方案。只是恒壓源16被作為電壓源的電路61;62;63;64;所取代。電路61;62;63;64;的輸出電壓UR/2-V0代替了恒壓源16的參考信號UR/2。電路61;62;63;64包括一個“異或”門61、一個可逆計數(shù)器62、一個中間累加器63和一個數(shù)一模變換器64。一方面在可逆計數(shù)器62和中間累加器63間，另一方面在中間累加器63和數(shù)/模變換器64之間都有數(shù)據(jù)總線連接。電路4的一個輸出是開關信號A或B，它連接“異或”門61的第一輸入端和中間累加器63的時鐘輸入端。在這個第四方案中，電路4的信號W和P(見圖1)額外地分別加到可逆計數(shù)器62的時鐘輸入端和“異或”門61的第二輸入端(見圖8)?！爱惢颉遍T61的輸出連接可逆計數(shù)器62的U/D輸入端。
在第二種方案中(見圖2)，偏移電壓U0的平均值是被從設備的輸出頻率中對消掉的。然而，在第四方案中(見圖8)，有一個用以對消該設備的輸出信號M和M1的頻率調制的附加偏移電壓V0可逆計數(shù)器62(見圖8)的操作類似于輸出分頻器8中的計數(shù)器25(見圖5)。不同之處是由于“異或”門61的存在，在開關信號A或B的偶數(shù)半周期期間與在奇數(shù)半周期期間，可逆計數(shù)器62的計數(shù)方向相反。在奇數(shù)半周期期間，可逆計數(shù)器62的計數(shù)給出計數(shù)值(fH+f0)·T/2，而在偶數(shù)半周期期間給出一(fH-f0)·T/2，使得在整個開關信號A或B的全周期期間得到計數(shù)值(fH+f0)·T/2-(fH-f0)·T/2＝2f0·T/2＝f0·T，fH是頻率fF對應信號UH的部分，f0是信號對應偏移電壓V0的部分。因此，計數(shù)值f0·T比例于偏移電壓U0。在每一周期T的末尾，這個計數(shù)值隨開關信號A或B的正沿進入中間累加器63，以便其后由數(shù)/模變換器63來轉換成模擬值。在電路17;3;4;61;62;63;64;中數(shù)/模變換器64輸出端的模擬值等于UR/2-V0數(shù)/模變換器64的模擬輸出端連接加法單元17的第一輸入端。因此，電壓/電流變換器3的輸出電流按要求比例于和電壓±UH+UR/2-U0+U0＝±UH+UR/2。第二個偏移電壓U0是由電壓/電流變換器3引入電路的。所以在電壓/電流變換器3的輸出電流中沒有零電壓U0的殘留成分。
最后請注意以上所述本發(fā)明的實施例僅是例證性說明?？梢栽诓幻撾x下列權利要求
的精神與形式下，用本技術領域：
的技巧造出許多樣的實施例來。
權利要求
1.將電信號變換成比例頻率的方法，包括有如下步驟由第一極性換向開關周期地轉換所述電信號，將第一參考信號與比例于所述周期地轉換的電信號的信號相加，形成和信號，由與第一極性換向開關同步地操作的第二極性換向開關周期地轉換所述和信號，由比例于所述周期地轉換的和信號的電流成分和選擇地轉換的參考電流連續(xù)地對積分電容充電和放電，所述參考電流包括一個其值是第一參考信號的信號值的二倍的第二參考信號，將電容電壓與參考電壓比較以有選擇地轉換所述參考電流，為了能產生一個其平均頻率比例于所述電信號和所述第一參考信號之和的信號，減去比例于所述第一參考信號的頻率以產生一個其頻率比例于所述電信號的信號。
2.如權利要求
1所述方法，其中第一參考信號是直流電壓，它與待變換的周期地轉換的電信號相加，所述和信號包括一個和電壓，該電壓經電壓電流變換器與一電流相連。
3.如權利要求
2所述方法，其中所述直流電壓被減去所述電壓電流變換器的偏移電壓。
4.如權利要求
1所述方法，其中在所述第一極性轉換步驟之后所述電信號被變換成一比例電流，其中所述第一參考信號是一直流電流。
5.如權利要求
1所述方法，其中在所述第一極性轉換步驟之后所述電信號被放大。
6.如權利要求
1所述方法，其中待減去的頻率由矩形脈沖列的周期信號表示。
7.將電信號變換成比例頻率的設備包括用于周期地轉換所述電信號極性的第一極性換向開關，將第一參考信號與比例于所述周期地轉換極性的電信號的信號相加以形成和信號的裝置，與所述第一極性換向開關同步操作的周期地轉換所述和信號極性的第二極性換向開關，積分電容器，它連續(xù)地被比例于所述周期地轉換極性的和信號的電流成分和其幅值為二倍于所述第一參考信號的信號值的有選擇地轉換性的參考信號充電和放電，比較器裝置，將電容電壓與參考電壓比較，以有選擇地轉換所述參考電流，從而能產生一個其平均頻率比例于所述電信號和所述第一參考信號之和的信號，減去比例于第一參考信號的頻率以產生一個其頻率比例于所述電信號的信號的裝置。
8.如權利要求
7所述的設備，其中所述設備包括在極性換向開關之間的電壓電流變換器，而所述第一參考信號是與所述電壓電流變換器輸入端的加法器相連的電壓。
9.如權利要求
8所述的設備，其中電壓是恒壓。
10.如權利要求
8所述的設備，其中電壓由一個包括“異或”門，可逆計數(shù)器、中間累加器和數(shù)/模變換器的電壓源產生。
11.如權利要求
7所述的設備，其中包括在極性換向開關之間的電壓電流變換器，而所述第一參考信號是與電壓電流變換器輸出相連的恒流。
12.如權利要求
7所述設備，其中在所述第一和第二極性換向開關之間連接有一個電壓電流變換器，而在第一極性換向開關和電壓電流變換器之間連接有一個高通放大器。
13.如權利要求
12所述設備，其中高通放大器包括一個放大器和一個連在該放大器輸出端的高通濾波器。
14.如權利要求
7所述設備，其中一個觸發(fā)器連接在所述比較器裝置的輸出端，而一個分頻器連接在所述觸發(fā)器的輸出端，所述分頻器包括一個“異或”門、二個附加觸發(fā)器、二個“與”門和一個可逆計數(shù)器。
15.如權利要求
14所述設備，其中分頻器包括一個中防電路。
16.如權利要求
15所述設備，其中中防電路包括一個單穩(wěn)多諧振蕩器、一個觸發(fā)器和一個“與”門。
17.如權利要求
16所述設備，其中單穩(wěn)多諧振蕩器包括一個“與”門和一個計數(shù)器。
18.如權利要求
7所述設備，其中電壓電流變換器位于所述第一第二極性換向開關之間，所述電壓電流變換器包括三個電流源。
19.如權利要求
7所述設備，其中每個所述參考信號都是用運算放大器、場效應晶體管和電阻形成的。
專利摘要
將電信號變換成比例頻率的方法及裝置。由不等寬的半周期組成的極性轉換周期引起的輸出頻率調制和極性換向時可能不為零的電容電壓都從根本上得到消除，這就允許更快更精確地進行校準。
文檔編號H03K7/06GK87100875SQ87100875
公開日1987年8月19日 申請日期1987年2月5日
發(fā)明者彼特爾·詹 申請人:蘭迪斯和吉爾楚格股份公司導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan