本發(fā)明涉及一種雷達(dá)信號處理系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

雷達(dá)，是英文Radar的音譯，源于radio detection and ranging的縮寫，意思為"無線電探測和測距"，即用無線電的方法發(fā)現(xiàn)目標(biāo)并測定它們的空間位置。因此，雷達(dá)也被稱為“無線電定位”。雷達(dá)是利用電磁波探測目標(biāo)的電子設(shè)備。雷達(dá)發(fā)射電磁波對目標(biāo)進(jìn)行照射并接收其回波，由此獲得目標(biāo)至電磁波發(fā)射點的距離、距離變化率(徑向速度)、方位、高度等信息。

雷達(dá)信號處理機，控制發(fā)射通道產(chǎn)生線性調(diào)頻脈沖信號經(jīng)上變頻、收發(fā)開關(guān)和和差比較器后由饋源天線發(fā)射出去，目標(biāo)反射的回波信號經(jīng)饋源天線后通過和差比較器形成和、方位差、俯仰差三路信號，經(jīng)收發(fā)開關(guān)后進(jìn)行下變頻后得到中頻信號。整個雷達(dá)信號處理機對于得到的中頻信號需要進(jìn)行中頻信號檢測、距離跟蹤、速度跟蹤以及角度跟蹤的信號處理流程。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種雷達(dá)信號處理系統(tǒng)。

本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案來實現(xiàn)的：一種雷達(dá)信號處理系統(tǒng)，包括第一A/D轉(zhuǎn)換模塊、第一數(shù)字下變頻模塊、距離波門選通模塊、第一脈沖壓縮模塊、第一相參積累MTD模塊、恒虛警檢測模塊、點跡凝聚模塊、跟蹤波門模塊、距離定心處理模塊、測距模塊、第一卡爾曼濾波模塊/α-β濾波模塊、速度門跟蹤模塊、速度定心處理模塊、測速模塊、第二卡爾曼濾波模塊/α-β濾波模塊、速度補償模塊、第二A/D轉(zhuǎn)換模塊、第二數(shù)字下變頻模塊、距離波門選通模塊、第二脈沖壓縮模塊、第二相參積累MTD模塊、測角模塊；

第一A/D轉(zhuǎn)換模塊接收外部中頻回波和信號并直接在中頻對信號進(jìn)行A/D采樣后發(fā)送至第一數(shù)字下變頻模塊，第一數(shù)字下變頻模塊對數(shù)字中頻信號進(jìn)行處理后輸出兩路I/Q和通道信號，兩路I/Q和通道信號通過距離波門選通模塊進(jìn)入，依次經(jīng)過脈沖壓縮模塊、相參積累MTD模塊、恒虛警檢測模塊后檢測到目標(biāo)，所述的目標(biāo)輸出至點跡凝聚進(jìn)行點跡凝聚后形成距離信息分別輸出至測角模塊、跟蹤波門模塊和速度門跟蹤模塊；

其中經(jīng)過凝聚后的距離信息經(jīng)跟蹤波門模塊、距離定心處理模塊后進(jìn)入測距模塊進(jìn)行無模糊測距，測距后經(jīng)第一卡爾曼濾波/α-β濾波模塊產(chǎn)生距離選通波門，使距離波門選通模塊的波門中心對準(zhǔn)回波所檢測到的目標(biāo)信號；

經(jīng)過凝聚后的距離信息經(jīng)速度門跟蹤模塊、速度定心處理模塊后進(jìn)入測速模塊進(jìn)行測速，測速后經(jīng)第二卡爾曼濾波/α-β濾波模塊進(jìn)行濾波，濾波后的信號進(jìn)入速度補償模塊進(jìn)行補償，速度補償模塊的補償信號輸出至第一脈沖壓縮模塊和第二脈沖壓縮模塊；

第二A/D轉(zhuǎn)換模塊接收外部中頻回波差信號并直接在中頻對信號進(jìn)行A/D采樣后發(fā)送至第二數(shù)字下變頻模塊，第二數(shù)字下變頻模塊對數(shù)字中頻信號進(jìn)行處理后輸出兩路I/Q差通道信號，兩路I/Q差通道信號通過距離波門選通模塊依次經(jīng)過第二脈沖壓縮模塊、第二相參積累MTD模塊后獲得多普勒信息，將多普勒信息輸出至測角模塊；測角模塊根據(jù)目標(biāo)個數(shù)、距離信息、多普勒信息、幅度信息、目標(biāo)偏離天線法線角度計算出實際的多普勒頻率從而確定目標(biāo)的角度。

所述的第一數(shù)字下變頻模塊和第二數(shù)字下變頻模塊包括正交化單元、數(shù)控振蕩器NCO、乘法器、FIR低通濾波器和抽取單元，正交化單元接收來自A/D轉(zhuǎn)換模塊的數(shù)字中頻信號并進(jìn)行正交化形成正交的I/Q兩路信號，兩路信號分別與數(shù)控振蕩器NCO形成的正交本振序列相乘，并分別輸出至各路的FIR低通濾波器，低通濾波器取出基帶信號濾除高頻成分，抽取單元將基帶信號進(jìn)行抽取降低信號速率，抽取單元的輸出端與距離波門選通模塊連接。

所述的第一脈沖壓縮模塊和第二脈沖壓縮模塊用于實現(xiàn)匹配濾波，采用時域脈沖壓縮模塊或者頻域脈沖壓縮模塊；

所述的時域脈沖壓縮模塊包括四個FIR匹配濾波器和兩個加法器；其中，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器的第一輸入端均接收I路信號，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器的第二輸入端分別接收脈沖響應(yīng)序列，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器進(jìn)行卷積運算后分別輸出至第一加法器的第一輸入端和第二加法器的第一輸入端；第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器的第一輸入端均接收Q路信號，第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器的第二輸入端分別接收脈沖響應(yīng)序列，第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器進(jìn)行卷積運算后分別輸出至第一加法器的第二輸入端和第二加法器的第二輸入端；第一加法器和第二加法器經(jīng)過加法運算后分別輸出I/Q兩路匹配濾波后的信號；

所述的頻域脈沖壓縮模塊包括FFT單元、復(fù)數(shù)乘法單元、匹配濾波器頻譜單元、IFFT單元，F(xiàn)FT單元對輸入的I/Q兩路數(shù)字信號分別做FFT進(jìn)行變換操作變換到頻譜為S(w)的頻域，復(fù)數(shù)乘法單元將S(w)的與匹配濾波器頻譜單元輸出的匹配濾波器的頻譜H(w)相乘，IFFT單元把得到的成績進(jìn)行IFFT運算得到脈沖壓縮的結(jié)果；所述的頻譜H(w)為利用匹配濾波系數(shù)進(jìn)行FFT得到的。

在第一脈沖壓縮模塊和第一相參積累MTD模塊之間還包括順次連接的第一距離門重排模塊和第一動目標(biāo)顯示MTI模塊；在第二脈沖壓縮模塊和第二相參積累MTD模塊之間還包括順次連接的第二距離門重排模塊和第二動目標(biāo)顯示MTI模塊；

所述的距離門重排模塊采用二維緩沖存儲器，將雷達(dá)回波信號按照脈沖重復(fù)周期和距離單元排列成一個二維矩陣，其中，相同脈沖重復(fù)周期、不同距離單元的回波信號按行排列，即各行對應(yīng)不同的距離單元；不同脈沖重復(fù)周期，相同距離單元的回波信號按列排列，即列對應(yīng)不同的脈沖重復(fù)周期；即每一列相鄰兩個數(shù)據(jù)之間的時間差恰好是脈沖重復(fù)周期；采用脈沖壓縮信號時，距離門寬度取為脈沖壓縮后的脈沖寬度；

所述的動目標(biāo)顯示MTI模塊將同一距離單元在相鄰重復(fù)周期內(nèi)的相檢輸出作相減運算，完成對消固定目標(biāo)的回波，同時大幅度衰減慢速雜波，保留運動目標(biāo)回波。

所述的第一相參積累MTD模塊和第二相參積累MTD模塊需要在N個積累脈沖周期內(nèi)需進(jìn)行M次N點復(fù)數(shù)FFT運算，M為距離單元；相參積累MTD模塊采用一組相鄰且部分重疊的窄帶多普勒濾波器組實現(xiàn)，所述的窄帶多普勒濾波器組覆蓋預(yù)期目標(biāo)多普勒頻率的整個頻率范圍，實現(xiàn)動目標(biāo)檢測，相當(dāng)于對不同的通道進(jìn)行相參積累；其中，N個相鄰的窄帶多普勒濾波器組是通過N個輸出的橫向濾波器經(jīng)過各重復(fù)周期的不同加權(quán)并求和后實現(xiàn)，所述的N個輸出的橫向濾波器包括N個重復(fù)周期和N-1根延遲線。

所述的恒虛警檢測模塊通過適當(dāng)?shù)拈T限控制，使檢測的虛警概率恒定；所述的恒虛警檢測模塊包括多個恒虛警檢測單元和一個多路選大單元，所述的恒虛警檢測單元的數(shù)量與相參積累MTD模塊的輸出路數(shù)相同，每個恒虛警檢測單元分別接收來自相參積累MTD模塊的每個距離單元的單路輸出，進(jìn)行恒虛警檢測判決后輸出至多路選大單元，多路選大單元進(jìn)行縱向多普勒通道上的比較，選出每一個距離單元的最大值，得到多通道選大的結(jié)果；在所述的恒虛警檢測單元前沿和后沿各有一個覆蓋若干距離單元的滑動窗，利用滑動窗中參考采樣的均值，形成前、后沿局部估計，再對局部估計平均、選大、選小或加權(quán)平均，以確定恒虛警檢測單元的背景雜波平均功率估計。

所述的點跡凝聚模塊的輸入端接收恒虛警檢測模塊輸出的過門限的目標(biāo)，并在距離向上進(jìn)行遍歷并判斷相鄰目標(biāo)的距離門號是否連續(xù)：如果連續(xù)則存儲距離門號的中間值作為目標(biāo)距離門信息，同時對有目標(biāo)的距離單元選取方位向幅度最大的目標(biāo)作為輸出；如果不連續(xù)則繼續(xù)遍歷。

所述的測角模塊的測角方式為：

(1)分別獲取凝聚后的目標(biāo)距離和多普勒信息；

(2)取MTD處理后的和通道∑及差通道Δ對應(yīng)位置的值；

(3)計算差和比幅K：K＝imag(Δ/∑)，即為差通道Δ與和通道∑比值的虛部；

(4)獲取天線方向圖確定的測角曲線，判斷K值是否在測角曲線范圍內(nèi)：如果K值在測角曲線范圍內(nèi)則根據(jù)方向圖查表獲得誤差角信息，如果K值不在測角曲線范圍內(nèi)，則進(jìn)行匿影處理將該目標(biāo)信息進(jìn)行丟棄。

所述的速度定心處理模塊用于根據(jù)檢測到的信號尖峰群確定目標(biāo)的真實速度，定心規(guī)則如下：

規(guī)則1：對于唯一信號尖峰，認(rèn)為該尖峰就是真實速度；

規(guī)則2：對于兩個相鄰信號尖峰，認(rèn)為最大的為真實速度；

規(guī)則3：對于三個相鄰信號尖峰，認(rèn)為中間信號尖峰為真實速度；

規(guī)則4：對于三個以上信號尖峰，假定前三個來自一個目標(biāo)，用規(guī)則3進(jìn)行處理，不斷進(jìn)行此項處理，直到只剩下三個或更少的相鄰信號尖峰，最后采用如上適當(dāng)規(guī)則確定。

所述的速度補償模塊用于補償?shù)粲衫走_(dá)平臺和目標(biāo)的相對徑向速度引起的距離走動，即將散布在不同距離單元的不同時刻的目標(biāo)回波信號統(tǒng)一到單個距離單元中來，達(dá)到充分利用目標(biāo)的能量來進(jìn)行相參積累的目的。

本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明中頻信號進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊后轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，然后再經(jīng)過數(shù)字下變頻，將信號轉(zhuǎn)換為I、Q兩路基帶信號，和差三路I、Q信號分別經(jīng)過距離選通波門形成選通信號，選通信號經(jīng)過脈沖壓縮后輸出窄脈沖信號、距離門重排緩沖存儲器將數(shù)據(jù)由原來的按時間排列變?yōu)榘淳嚯x單元排列、之后由MTD對目標(biāo)進(jìn)行相參相累。由和通道經(jīng)恒虛警檢測檢測目標(biāo)信號，并測距后通過卡爾曼濾波，形成下一時刻的距離選通波門，求出能量，同時和、差通道的目標(biāo)信號送至測角系統(tǒng)，得到平臺運動方向的目標(biāo)方位角和俯仰角，完成角誤差的測量并進(jìn)行角度跟蹤。

附圖說明

圖1為本發(fā)明結(jié)構(gòu)方框圖；

圖2為數(shù)字下變頻模塊原理框圖；

圖3為時域脈沖壓縮模塊原理框圖；

圖4為頻域脈沖壓縮模塊原理框圖；

圖5為二次相消器原理框圖；

圖6為MTD多普勒濾波器組原理框圖；

圖7為均值類恒虛警模塊原理框圖；

圖8為MTD工作方式時的多路恒虛警模塊檢測原理框圖；

圖9為點跡凝聚模塊流程示意圖；

圖10為測角模塊流程示意圖；

圖11為時域速度補償模塊原理框圖；

圖12為頻域速度補償模塊原理框圖。

具體實施方式

下面結(jié)合附圖進(jìn)一步詳細(xì)描述本發(fā)明的技術(shù)方案：

信號處理機控制發(fā)射通道產(chǎn)生線性調(diào)頻脈沖信號經(jīng)上變頻、收發(fā)開關(guān)和和差比較器后由饋源天線發(fā)射出去，目標(biāo)反射的回波信號經(jīng)饋源天線后通過和差比較器形成和、方位差、俯仰差三路信號，經(jīng)收發(fā)開關(guān)后進(jìn)行下變頻后得到中頻信號。

如圖1所示，一種雷達(dá)信號處理系統(tǒng)，包括第一A/D轉(zhuǎn)換模塊、第一數(shù)字下變頻模塊、距離波門選通模塊、第一脈沖壓縮模塊、第一相參積累MTD模塊、恒虛警檢測模塊、點跡凝聚模塊、跟蹤波門模塊、距離定心處理模塊、測距模塊、第一卡爾曼濾波模塊/α-β濾波模塊、速度門跟蹤模塊、速度定心處理模塊、測速模塊、第二卡爾曼濾波模塊/α-β濾波模塊、速度補償模塊、第二A/D轉(zhuǎn)換模塊、第二數(shù)字下變頻模塊、距離波門選通模塊、第二脈沖壓縮模塊、第二相參積累MTD模塊、測角模塊；

第一A/D轉(zhuǎn)換模塊接收外部中頻回波和信號并直接在中頻對信號進(jìn)行A/D采樣后發(fā)送至第一數(shù)字下變頻模塊，第一數(shù)字下變頻模塊對數(shù)字中頻信號進(jìn)行處理后輸出兩路I/Q和通道信號，兩路I/Q和通道信號通過距離波門選通模塊進(jìn)入，依次經(jīng)過脈沖壓縮模塊、相參積累MTD模塊、恒虛警檢測模塊后檢測到目標(biāo)，所述的目標(biāo)輸出至點跡凝聚進(jìn)行點跡凝聚后形成距離信息分別輸出至測角模塊、跟蹤波門模塊和速度門跟蹤模塊；

其中經(jīng)過凝聚后的距離信息經(jīng)跟蹤波門模塊、距離定心處理模塊后進(jìn)入測距模塊進(jìn)行無模糊測距，測距后經(jīng)第一卡爾曼濾波/α-β濾波模塊產(chǎn)生距離選通波門，使距離波門選通模塊的波門中心對準(zhǔn)回波所檢測到的目標(biāo)信號；

經(jīng)過凝聚后的距離信息經(jīng)速度門跟蹤模塊、速度定心處理模塊后進(jìn)入測速模塊進(jìn)行測速，測速后經(jīng)第二卡爾曼濾波/α-β濾波模塊進(jìn)行濾波，濾波后的信號進(jìn)入速度補償模塊進(jìn)行補償，速度補償模塊的補償信號輸出至第一脈沖壓縮模塊和第二脈沖壓縮模塊；

第二A/D轉(zhuǎn)換模塊接收外部中頻回波差信號并直接在中頻對信號進(jìn)行A/D采樣后發(fā)送至第二數(shù)字下變頻模塊，第二數(shù)字下變頻模塊對數(shù)字中頻信號進(jìn)行處理后輸出兩路I/Q差通道信號，兩路I/Q差通道信號通過距離波門選通模塊依次經(jīng)過第二脈沖壓縮模塊、第二相參積累MTD模塊后獲得多普勒信息，將多普勒信息輸出至測角模塊；測角模塊根據(jù)目標(biāo)個數(shù)、距離信息、多普勒信息、幅度信息、目標(biāo)偏離天線法線角度計算出實際的多普勒頻率從而確定目標(biāo)的角度。

具體地，本實施例的中頻信號進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊后轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，然后再經(jīng)過數(shù)字下變頻，將信號轉(zhuǎn)換為I、Q兩路基帶信號，和差三路I、Q信號分別經(jīng)過距離選通波門形成選通信號，選通信號經(jīng)過脈沖壓縮后輸出窄脈沖信號、距離門重排緩沖存儲器將數(shù)據(jù)由原來的按時間排列變?yōu)榘淳嚯x單元排列、之后由MTD對目標(biāo)進(jìn)行相參相累。由和通道經(jīng)恒虛警檢測檢測目標(biāo)信號，并測距后通過卡爾曼濾波，形成下一時刻的距離選通波門，求出能量，同時和、差通道的目標(biāo)信號送至測角系統(tǒng)，得到平臺運動方向的目標(biāo)方位角和俯仰角，完成角誤差的測量并進(jìn)行角度跟蹤。

其中，在目標(biāo)跟蹤的過程中，為了提高系統(tǒng)的抗干擾性能，需要對目標(biāo)的距離、速度信息進(jìn)行卡爾曼濾波或α-β濾波，防止強雜波干擾的影響。卡爾曼濾波是一種線性無偏最小方差的最佳估計：即第K個周期觀測值Z(K)獲得后，把它和前一個周期的估計值線性組合得到了第K個周期的估計值它的性能是最佳的。

進(jìn)一步地，在本實施例中，角度跟蹤子系統(tǒng)為兩個，其中一個為根據(jù)中頻回波方位差信號測量出動目標(biāo)方位差信息，另外一個為根據(jù)中頻回波俯仰差信號計算出動目標(biāo)俯仰差信息。

其中，A/D變換器的主要設(shè)計考慮是采樣頻率f_s的選擇，f_s的選擇與中頻頻率和信號帶寬有關(guān)，同時為了使信號處理機有更大的動態(tài)范圍，f_s應(yīng)量高，為了使信號處理機盡可能地簡單，f_s應(yīng)盡可能低，f_s的選擇是綜合考慮這些因素的結(jié)果，按帶通信號采樣公式：

式中f₀為120MHz中心頻率，B為40MHz帶寬，取f_s＝160MHz(相當(dāng)于n＝1的情況)，該采樣頻率可同時兼顧動態(tài)范圍與實現(xiàn)難度。

直接中頻采樣技術(shù)是在中頻對信號直接用A/D進(jìn)行采樣，信號采樣后，經(jīng)過變換得到I、Q雙路信號。這樣得到的正交信號的一致性好、精度高，而且具有數(shù)字電路的其他優(yōu)點，從而在很大程度上提高了雷達(dá)信號處理系統(tǒng)性能。

如圖2所示，所述的數(shù)字下變頻模塊包括正交化單元、數(shù)控振蕩器NCO、乘法器、FIR低通濾波器和抽取單元，正交化單元接收來自A/D轉(zhuǎn)換模塊的數(shù)字中頻信號并進(jìn)行正交化形成正交的I/Q兩路信號，兩路信號分別與數(shù)控振蕩器NCO形成的正交本振序列(-sin(2π*fi*n*ts)和cos(2π*fi*n*ts))相乘，并分別輸出至各路的FIR低通濾波器，低通濾波器取出基帶信號濾除高頻成分，抽取單元將基帶信號進(jìn)行抽取降低信號速率，抽取單元的輸出端與距離波門選通模塊連接。

具體地，數(shù)字正交下變頻模塊完成的功能包括3個部分：一是正交化，將數(shù)字中頻信號通過正交化模塊得到正交的I、Q兩路信號；二是下變頻，數(shù)字混頻器將數(shù)字中頻信號和正交本振序列相乘，而后通過低通濾波器取出基帶信號，濾除高頻成分；三是抽取，以降低信號速率。DDC中乘法器和低通濾波器都通過數(shù)字運算完成，不存在模擬乘法器和模擬低通濾波器因電路不一致而引起的幅度誤差和相位正交誤差。

中心頻率f₀為120MHz，帶寬B為40MHz，采樣速率f_s＝160MHz，因此NCO中心頻率為20MHz，抽取倍數(shù)為2。

FIR低通濾波器設(shè)計為128階，帶外抑制達(dá)到65dB以上；濾波器輸入數(shù)據(jù)為14位，系數(shù)為16位，采樣速率為80Msps，濾波器輸出數(shù)據(jù)位寬23位。

在ISE中調(diào)用專用的IP核進(jìn)行濾波，指定FIR濾波的工作時鐘為采樣時鐘的4倍(即320MHz)，則需要FPGA中DSP資源為16個，和差三路信號正交化后需要16*2(每通道正交I/Q兩路)*3(和差三通道)＝96個DSP資源。

時域脈沖壓縮模塊采用FIR濾波結(jié)構(gòu)，通過對回波序列s(n)與匹配濾波器的脈沖響應(yīng)序列h(n)求卷積來實現(xiàn)的，要得到輸出結(jié)果需要做四組相關(guān)運算,濾波器復(fù)相關(guān)運算量隨著信號時寬的增加而顯著增加，完成運算所需的芯片量級也隨之增加。脈沖壓縮處理時域?qū)崿F(xiàn)框圖如下圖所示。匹配濾波器系數(shù)為線性調(diào)頻信號復(fù)包絡(luò)的鏡像共扼。事先將所有波形的濾波器系數(shù)存放于FPGA的ROM中，工作時，根據(jù)不同的雷達(dá)波形讀取相應(yīng)的系數(shù)進(jìn)行卷積運算。為了抑制脈壓旁瓣，還應(yīng)對匹配濾波器采用漢明窗加權(quán)。

如圖3所示，所述的時域脈沖壓縮模塊包括四個FIR匹配濾波器和兩個加法器；其中，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器的第一輸入端均接收I路信號，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器的第二輸入端分別接收脈沖響應(yīng)序列，第一FIR匹配濾波器和第二FIR匹配濾波器進(jìn)行卷積運算后分別輸出至第一加法器的第一輸入端和第二加法器的第一輸入端；第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器的第一輸入端均接收Q路信號，第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器的第二輸入端分別接收脈沖響應(yīng)序列，第三FIR匹配濾波器和第四FIR匹配濾波器進(jìn)行卷積運算后分別輸出至第一加法器的第二輸入端和第二加法器的第二輸入端；第一加法器和第二加法器經(jīng)過加法運算后分別輸出I/Q兩路匹配濾波后的信號。

從圖中可見，時域脈沖壓縮需要4個FIR濾波器實現(xiàn)，根據(jù)波形設(shè)計要求，LFM脈沖寬度最寬為36us，在采樣速率為80Msps時，匹配濾波器的系數(shù)為2880個，輸入數(shù)據(jù)位寬23位，系數(shù)位寬16位，濾波器輸出數(shù)據(jù)位寬32位。

如圖4所示，頻域脈沖壓縮的基本原理是先對采集到得數(shù)字信號s(n)做FFT變換，使其變換到頻域，其頻譜為S(w)，再將S(w)與匹配濾波器的頻譜H(w)(利用匹配濾波系數(shù)進(jìn)行FFT得到的)相乘，把得到的乘積進(jìn)行IFFT運算即得到脈沖壓縮的結(jié)果。對于頻域法，頻域數(shù)字脈沖壓縮在處理大時寬信號時其設(shè)備量增加不大，在處理大時寬脈壓信號時采用頻域處理系統(tǒng)有著明顯的優(yōu)勢。

具體地，所述的頻域脈沖壓縮模塊包括FFT單元、復(fù)數(shù)乘法單元、匹配濾波器頻譜單元、IFFT單元，F(xiàn)FT單元對輸入的I/Q兩路數(shù)字信號分別做FFT進(jìn)行變換操作變換到頻譜為S(w)的頻域，復(fù)數(shù)乘法單元將S(w)的與匹配濾波器頻譜單元輸出的匹配濾波器的頻譜H(w)相乘，IFFT單元把得到的成績進(jìn)行IFFT運算得到脈沖壓縮的結(jié)果；所述的頻譜H(w)為利用匹配濾波系數(shù)進(jìn)行FFT得到的。

輸入數(shù)據(jù)位寬23位，H(k)系數(shù)為16位，乘法器輸出后數(shù)據(jù)位寬為32位。

針對不同波形，3個通道在時域和頻域同時對3通道進(jìn)行脈沖壓縮所需要的資源和處理時間如下表(以所選芯片SCKU115為平臺)：

表中可見，在此種條件下，頻域處理方法相對于時域處理方法在FPGA資源方面有明顯的優(yōu)勢，因此，本實施例擬采用頻域脈沖壓縮處理。

進(jìn)一步地，在第一脈沖壓縮模塊和第一相參積累MTD模塊之間還包括順次連接的第一距離門重排模塊和第一動目標(biāo)顯示MTI模塊；在第二脈沖壓縮模塊和第二相參積累MTD模塊之間還包括順次連接的第二距離門重排模塊和第二動目標(biāo)顯示MTI模塊。

其中，實現(xiàn)距離門重排需要二維緩沖存儲器，將雷達(dá)回波信號按照脈沖重復(fù)周期和距離單元排列成一個二維矩陣。相同脈沖重復(fù)周期，不同距離單元的回波信號按行排列，即各行對應(yīng)不同的距離單元；不同脈沖重復(fù)周期，相同距離單元的回波信號按列排列，即列對應(yīng)不同的脈沖重復(fù)周期。由此可知，每一列相鄰兩個數(shù)據(jù)之間的時間差恰好是脈沖重復(fù)周期。

采用脈沖壓縮信號時，距離門寬度取為脈沖壓縮后的脈沖寬度。數(shù)據(jù)從單個距離門讀出送到后續(xù)的雜波處理和多普勒濾波器組，依次分析來自不同距離門的數(shù)據(jù)。

采樣數(shù)據(jù)按照上面的格式進(jìn)行重排后，通過對這一幀數(shù)據(jù)，可以得到目標(biāo)的模糊距離或者模糊速度。MTD依次對每一距離單元的N點數(shù)據(jù)進(jìn)行多普勒濾波，為保證對全程內(nèi)每個距離單元的濾波能在N*Tr(相參處理間隔CPI)內(nèi)完成，輸入存儲的讀出速率(即濾波器的處理速度)一般可以比其寫入速率快些。

在FPGA中需要設(shè)計RAM來實現(xiàn)距離門二維數(shù)據(jù)的存儲，輸入數(shù)據(jù)位寬32位，如果需要探測375米范圍內(nèi)的目標(biāo)，需要距離門個數(shù)M為100個。

針對不同波形，三個通道在數(shù)據(jù)重排時所需要的資源如下表：

當(dāng)固定目標(biāo)、地雜波等與運動目標(biāo)處于同一距離單元時，前者的回波通常較強，以至于運動目標(biāo)的回波被淹沒其中，故必須設(shè)法對二者進(jìn)行區(qū)分。針對動目標(biāo)與雜波的不同多普勒特性，將同一距離單元在相鄰重復(fù)周期內(nèi)的相檢輸出作相減運算，則固定目標(biāo)回波將被完成對消，慢速雜波也將得到很大程度衰減，只有運動目標(biāo)回波得以保留。顯然這樣便可將固定目標(biāo)、慢速雜波與運動目標(biāo)區(qū)分開來。通過動目標(biāo)顯示(MTI)技術(shù)，利用MTI濾波器濾除相應(yīng)雜波，對固定地雜波進(jìn)行抑制，從而提高目標(biāo)檢測性能。

脈沖工作狀態(tài)時，信號按重復(fù)周期間隔重復(fù)出現(xiàn)，因此所用濾波器的頻響也應(yīng)是梳齒狀的。濾波器的基本組成元件是延遲時間等于重復(fù)周期的遲延線，零頻雜波(地雜波)的MTI濾波器應(yīng)在零頻及其周期出現(xiàn)點處形成凹口。

由于雜波頻譜有一定的寬度，而本項目目標(biāo)多普勒頻又不高，因此應(yīng)合理地設(shè)計MTI濾波器。

最常用的零頻MTI濾波器是二項式濾波器，其中最為典型的是一次相消器(二脈沖對消)和二次相消器(三脈沖對消)。

二次相消器或稱三脈沖對消器的原理框圖圖5所示，輸入數(shù)據(jù)是一個基帶復(fù)數(shù)樣本，這些是同一個距離單元由順序脈沖返回的，形成一個有效的采樣間隔T_r的離散時間序列x(n)。其時域方程為：y(n)＝x(n)-2*x(n-l)+x(n-2)，固定二次對消器的傳遞函數(shù)為H(z)＝1-2*Z^-1+Z^-2。

二次對消器相對于一次對消，明顯地提高了零多卜勒頻率的零陷和凹口寬度，改善了雜波抑制的性能。

雖然二次對消器較一次對消器有較寬的抑制凹口，雜波抑制能力有所增強，但通帶內(nèi)的增益仍然很大，有可能也抑制了動目標(biāo)回波，改善MTI濾波器通帶特性的方法是增加反饋支路，設(shè)計所謂的遞歸濾波器。

在本實施例中，動目標(biāo)檢測處理是一種利用多普勒濾波器來抑制各種雜波，以提高雷達(dá)在雜波背景下檢測運動目標(biāo)能力的技術(shù)。MTD采用一組相鄰且部分重疊的多普勒濾波器組，覆蓋預(yù)期目標(biāo)多普勒頻率的整個頻率范圍，以達(dá)到動目標(biāo)檢測的目的，其實質(zhì)相當(dāng)于對不同的通道進(jìn)行相參積累。

由于雜波和目標(biāo)的多普勒頻移不同，它們將出現(xiàn)在不同的多普勒濾波器輸出端，多普勒頻率不同對應(yīng)了不同的窄帶濾波器輸出，因而，MTD還可以根據(jù)不同的窄帶濾波器輸出求出多普勒頻移進(jìn)而來確定目標(biāo)的速度。

在數(shù)字化處理中，MTD通常采用數(shù)字濾波的方法，如圖6所示，具有N個輸出的橫向濾波(N個重復(fù)周期和N-1根延遲線)，經(jīng)過各重復(fù)周期的不同加權(quán)并求和后，即可實現(xiàn)N個相鄰的窄帶濾波器組。該濾波器的頻率覆蓋范圍為0到fr，fr為雷達(dá)工作時脈沖重復(fù)頻率，其原理性結(jié)構(gòu)框圖如圖所示，(Tr為脈沖重復(fù)周期)。

由于DFT是一種特殊的橫向濾波器，若圖中加權(quán)因子按DFT定義選擇，并采用DFT的快速算法FFT，就可實現(xiàn)基于FFT的MTD濾波。N點FFT形成的N個濾波器均勻分布在0～fr頻率區(qū)間內(nèi)，目標(biāo)信號由于多普勒頻率的不同可能出現(xiàn)在頻率軸的不同位置上，因此可能從0～N-1號濾波器輸出。具體做法是

對每個脈沖同一距離單元的一組數(shù)據(jù)做FFT來得到等效的濾波器組。

MTD需要在N個積累脈沖周期內(nèi)需進(jìn)行M(距離單元)次N點復(fù)數(shù)FFT運算。假設(shè)FFT輸入數(shù)據(jù)位寬32位，在320MHz處理時鐘下工作，則1個通道的運算資源如下表：

因為處理時間只有5.1us，而N個積累脈沖周期遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于處理時間，所以3通道的FFT可以采用流水處理方法。

在本實施例中，回波信號經(jīng)過多普勒濾波和包絡(luò)檢波后進(jìn)行恒虛警檢測處理，恒虛警(CFAR)檢測通過適當(dāng)?shù)拈T限控制，使檢測的虛警概率恒定。恒虛警處理能使雷達(dá)在強干擾下?lián)p失少許檢測能力但仍能正常工作。

均值類CFAR適用于空間上統(tǒng)計平穩(wěn)的背景，它在檢測單元前、后沿各有一個覆蓋若干距離單元的滑動窗，利用滑動窗中參考采樣的均值，形成前、后沿局部估計，再對局部估計平均、選大、選小或加權(quán)平均，以確定檢測單元的背景雜波平均功率估計。鑒于信號可能會跨越到前后鄰近單元中，檢測單元及其臨近前后距離單元一般不包括在平均窗內(nèi)，如果目標(biāo)信號大于運算檢測門限則發(fā)現(xiàn)目標(biāo)，否則目標(biāo)就不能被發(fā)現(xiàn)。均值類恒虛警中比較典型的幾種方法是單元平均恒虛警(CA-CFAR)、兩側(cè)單元平均選大恒虛警(GO-CFAR)、兩側(cè)單元平均選小恒虛警(SO-CFAR)和單元加權(quán)平均恒虛警(WCA-CFAR)。原理圖如7所示。

雷達(dá)回波信號經(jīng)過MTD濾波后的輸出就是N個濾波器的輸出，每個數(shù)據(jù)具有距離和頻率兩個參變量，所以需要采用二維恒虛警檢測。恒虛警檢測是N個濾波器的輸出需要送到N個恒虛警檢測電路，每個濾波器的檢測門限可以根據(jù)該濾波器內(nèi)所含噪聲和雜波的強弱而實時確定。

MTD濾波器有多路輸出，所以需要采用多路CFAR檢測，如圖8所示。單個脈沖每個距離單元檢測判決輸出后，再進(jìn)行縱向即多普勒通道上的比較，選出每一個距離單元上的最大值，得到多通道選大的結(jié)果。N個通道的MTD結(jié)果經(jīng)過選大，最后輸出單路CFAR結(jié)果。

FPGA運算量：每個時鐘節(jié)拍下最多要做512個復(fù)數(shù)求模運算，可采用近似算法，只需要比較和加法實現(xiàn)。

由于在實際情況下，往往會存在目標(biāo)跨多個距離和多普勒單元的情況，此時會使得同一個目標(biāo)被多次檢測，增加了檢測目標(biāo)一次點的數(shù)目。因此在單脈沖測角之前會對目標(biāo)進(jìn)行點跡凝聚。點跡凝聚的作用是對跨多個距離門或者多個多普勒單元的同一個目標(biāo)進(jìn)行“凝聚”操作，以減少最終輸出的一次點目標(biāo)個數(shù)。進(jìn)行點跡凝聚的算法比較多，本系統(tǒng)采用對跨多距離門的目標(biāo)選取中間距離門作為目標(biāo)距離門的輸出；在多普勒上認(rèn)為在同一個距離門上不存在多個不同速度的目標(biāo)，在一個距離門的所有多普勒通道上選取目標(biāo)強度最大的目標(biāo)作為最終的目標(biāo)輸出。

在恒虛警檢測過程中，由于在距離向進(jìn)行的，每進(jìn)行一個多普勒通道的滑窗處理就能得到多普勒號相同但距離門號不相同的目標(biāo)，可以直接判斷這些距離門標(biāo)號是否是連續(xù)的，如果是連續(xù)的，那么選取距離門號中間的目標(biāo)作為輸出，而不是將所有的目標(biāo)作為最終的輸出。在距離向凝聚完成后，對有相同距離門編號的目標(biāo)進(jìn)行方位向幅度選大處理，最終將有相同距離門且該距離門的方位向幅度最大的目標(biāo)點作為輸出。

具體地，如圖9所示，所述的點跡凝聚模塊的輸入端接收恒虛警檢測模塊輸出的過門限的目標(biāo)，并在距離向上進(jìn)行遍歷并判斷相鄰目標(biāo)的距離門號是否連續(xù)：如果連續(xù)則存儲距離門號的中間值作為目標(biāo)距離門信息，同時對有目標(biāo)的距離單元選取方位向幅度最大的目標(biāo)作為輸出；如果不連續(xù)則繼續(xù)遍歷。

點跡凝聚完成后可以減少目標(biāo)的數(shù)目，至此可以獲取目標(biāo)的個數(shù)、距離信息、多普勒信息以及幅度信息。但是目標(biāo)的角度信息還沒有獲取，利用單脈沖測角中和差波束測角的方法，對目標(biāo)偏離天線法線方向角度進(jìn)行測量。根據(jù)測量的角度，可以計算出目標(biāo)實際的多普勒頻率，從而確定目標(biāo)的實際位置。

由于天線的方向圖是確定的，因此事先可以確定差路與和路比值K的虛部隨目標(biāo)角度的變化關(guān)系，制成滿足精度的表格存入FPGA的ROM中以供查表使用。

具體地，如圖10所示，所述的測角模塊的測角方式為：

(1)分別獲取凝聚后的目標(biāo)距離和多普勒信息；

(2)取MTD處理后的和通道∑及差通道Δ對應(yīng)位置的值；

(3)計算差和比幅K：K＝imag(Δ/∑)，即為差通道Δ與和通道∑比值的虛部；

(4)獲取天線方向圖確定的測角曲線，判斷K值是否在測角曲線范圍內(nèi)：如果K值在測角曲線范圍內(nèi)則根據(jù)方向圖查表獲得誤差角信息，如果K值不在測角曲線范圍內(nèi)，則進(jìn)行匿影處理將該目標(biāo)信息進(jìn)行丟棄。

進(jìn)一步地，所述的角度跟蹤子系統(tǒng)還包括一個低通濾波器，測角模塊的輸出端與低通濾波器連接，低通濾波器輸出動目標(biāo)差信息。

在本實施例中，通過比較相鄰多普勒濾波器的輸出來實現(xiàn)多普勒跟蹤。

速度定心處理：單個目標(biāo)的多普勒頻率可能展寬到三個相鄰的濾波器中，在三個相鄰的濾波器單元中被檢測到；這種效應(yīng)可以用速度定心盡量予以抵消。速度定心的目的是根據(jù)檢測到的信號尖峰群確定目標(biāo)的真實速度?？刹捎萌缦乱?guī)則完成速度定心：

規(guī)則1：對于唯一信號尖峰，認(rèn)為該尖峰就是真實速度；

規(guī)則2：對于兩個相鄰信號尖峰，認(rèn)為最大的為真實速度；

規(guī)則3：對于三個相鄰信號尖峰，認(rèn)為中間信號尖峰為真實速度；

規(guī)則4：對于三個以上信號尖峰，假定前三個來自一個目標(biāo)，用規(guī)則3進(jìn)行處理，不斷進(jìn)行此項處理，直到只剩下三個或更少的相鄰信號尖峰，最后采用如上適當(dāng)規(guī)則確定。

所述的速度補償模塊用于補償?shù)粲衫走_(dá)平臺和目標(biāo)的相對徑向速度引起的距離走動，即將散布在不同距離單元的不同時刻的目標(biāo)回波信號統(tǒng)一到單個距離單元中來，達(dá)到充分利用目標(biāo)的能量來進(jìn)行相參積累的目的。

所述的速度補償模塊為時域速度補償模塊或者頻域速度補償模塊；

速度補償模塊用于補償?shù)粲衫走_(dá)平臺和目標(biāo)的相對徑向速度引起的距離走動，就是將散布在不同距離單元的不同時刻的目標(biāo)回波信號統(tǒng)一到單個距離單元中來，這樣就能充分的利用目標(biāo)的能量來進(jìn)行相參積累。

假如目標(biāo)的徑向速度已知，我們就可以根據(jù)相對徑向速度和雷達(dá)的脈沖重復(fù)周期來估計每個脈沖走動的距離單元數(shù)，若v為目標(biāo)相對雷達(dá)平臺的速度，T_r為脈沖重復(fù)周期，則第m個脈沖的回波相對于初始的回波走動了Δτ_m＝2vmT_r/C，對每個脈沖只需補償該距離走動即可，但是，大多數(shù)情況下，目標(biāo)的速度是不可知的，所以必須對速度進(jìn)行搜索，由于目標(biāo)的飛行速度有一個范圍,對目標(biāo)搜索時根據(jù)目標(biāo)的一個大致范圍，把該范圍分成N個離散的速度，用各個速度值來進(jìn)行運動補償，之后進(jìn)行相參積累，當(dāng)目標(biāo)的補償速度剛好相近與其真實速度時，這時獲得最高的相參積累信噪比，由此可根據(jù)相參積累后的峰值來判斷目標(biāo)的存在與否。然后利用插值算法重構(gòu)采樣信號的復(fù)包絡(luò)，然后對包絡(luò)信號進(jìn)行脈間移位處理，實現(xiàn)包絡(luò)對齊。時域速度補償模塊原理框圖如圖9所示。

頻域速度補償模塊如圖10所示：包絡(luò)插值移位補償算法是在時域上完成的，在時域的延時與在頻域乘上一個指數(shù)函數(shù)是等價的，所以在頻域上乘上一個指數(shù)函數(shù)同樣可以對時域上的延時進(jìn)行補償，這樣既可完成分?jǐn)?shù)階延時，解決了真實的延時不是采樣周期整數(shù)倍帶來的補償誤差，可以把此算法與數(shù)字頻域脈壓相結(jié)合，大大的減小了運算量，這就是頻域校正補償算法的優(yōu)點和基本思想。

一般情況下，速度是未知的，這時候就要仿照時域速度補償模塊的算法來完成速度v的搜索，可把v劃定在一個范圍內(nèi)，再將此范圍以等步長的形式量化為N個值，量化的步長要保證補償?shù)恼`差小于半個距離單元，具體的算法流程與時域速度補償模塊的算法類似。