本發(fā)明屬于微波毫米波技術(shù)領(lǐng)域，具體是一種基于微波干涉儀的高精度測船雷達(dá)及測速方法。

背景技術(shù)：

隨著智能交通行業(yè)的高速發(fā)展，微波測速雷達(dá)被廣泛應(yīng)用于測速卡口管理、超速抓拍系統(tǒng)以及移動電子警察等交通智能管控系統(tǒng)中，并逐漸成為智能交通管理系統(tǒng)的核心傳感器。

現(xiàn)有的測速雷達(dá)多采用點(diǎn)頻連續(xù)波作為其發(fā)射信號，通過分析回波信號的多普勒頻率確定車輛的速度。連續(xù)波雷達(dá)的突出優(yōu)點(diǎn)是其沒有距離盲區(qū)、平均功率??；此外，連續(xù)波雷達(dá)測距原理簡單，發(fā)射信號所用載波的波長較短，這使得雷達(dá)設(shè)備的體積小、重量輕。但是點(diǎn)頻連續(xù)波雷達(dá)只能夠用來測量目標(biāo)的速度，無法獲得目標(biāo)的距離信息。通過對連續(xù)波雷達(dá)發(fā)射信號進(jìn)行頻率調(diào)制，可獲得目標(biāo)的距離速度信息。常用的調(diào)制方法為線性調(diào)頻，線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)具有發(fā)射功率小、無距離盲區(qū)，距離分辨率高等優(yōu)點(diǎn)。但線性調(diào)頻連續(xù)波在多個運(yùn)動目標(biāo)檢測上存在一定難度，傳統(tǒng)方法利用二維fft處理技術(shù)對目標(biāo)回波信號相位信息進(jìn)行提取，可有效地的抑制固定雜波，對動目標(biāo)進(jìn)行檢測。但是二維fft對信號處理數(shù)據(jù)量大，運(yùn)算復(fù)雜，運(yùn)算時間長，且存在柵欄效應(yīng)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種基于微波干涉儀的高精度測船雷達(dá)及測速方法。

實現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)方案為：一種基于微波干涉儀的高精度測船雷達(dá)，包括雷達(dá)信號處理器、射頻前端裝置、接收天線和發(fā)射天線，所述接受天線的數(shù)據(jù)輸出端與所述射頻前端裝置的信號輸入端連接，所述射頻前端裝置的信號輸出端分別與雷達(dá)信號處理器的信號輸入端和發(fā)射天線的信號輸入端連接；

所述射頻前端裝置包括發(fā)射單元和接收單元，所述發(fā)射單元包括l波段線性調(diào)頻源、x波段頻率源、第一混頻器、第一帶通濾波器、第一功率放大器、第二功率放大器和功分器，所述接收單元包括低噪聲放大器、第二帶通濾波器、第二混頻器和中放電路；所述第一混頻器的第一信號輸入端與l波段線性調(diào)頻源的信號輸出端連接，第一混頻器的第二信號輸入端與x波段頻率源的信號輸出端連接，第一混頻器的信號輸出端與第一帶通濾波器的信號輸入端連接，第一帶通濾波器的信號輸出端與第一功率放大器的信號輸入端連接，第一功率放大器的信號輸出端與功分器的信號輸入端連接，功分器的第一信號輸出端與第二功率放大器的信號輸入端連接，功分器的第二信號輸出端與第二混頻器的第一信號輸入端連接，第二功率放大器的信號輸出端與所述發(fā)射天線的信號輸入端連接；所述低噪聲放大器的信號輸入端與接受天線的信號輸出端連接，低噪聲放大器的信號輸出端與第二帶通濾波器的信號輸入端連接，第二帶通濾波器的信號輸出端與第二混頻器的第二信號輸入端連接，第二混頻器的信號輸出端與中放電路的信號輸入端連接，中放電路的信號輸出端與所述雷達(dá)信號處理器的信號輸入端連接。

本發(fā)明還提供一種基于微波干涉儀的高精度測船雷達(dá)測速方法，包括如下步驟：

步驟1、在每個調(diào)頻周期內(nèi)，將接收信號與本振信號通過下混頻得到中頻信號；

步驟2、對中頻信號進(jìn)行快速傅里葉變換，得到中頻信號初始相位；

步驟3、對初始相位進(jìn)行解纏運(yùn)算得到連續(xù)的相位變化曲線；

步驟4、通過最小二乘法對相位變化曲線進(jìn)行擬合，得到相位變化率曲線；

步驟5、通過距離與相位的關(guān)系式得到距離變化率，確定目標(biāo)的運(yùn)動速度。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比，其優(yōu)點(diǎn)在于：

(1)本發(fā)明主要應(yīng)用于港口、閘口船只測量領(lǐng)域，采用雷達(dá)信號處理器、射頻前端裝置、接受天線和發(fā)射天線相組合，采用單片微波集成電路，實現(xiàn)了系統(tǒng)的小型化、低功耗；(2)雷達(dá)天線采用微帶平面天線，大幅度減小了雷達(dá)體積；(3)本發(fā)明基于微波干涉儀的測速方法，與傳統(tǒng)的基于2-dfft算法相比，尤其針對測量緩慢的船只而言，擁有更低的測速誤差和更高的測速精度，同時具有測距功能。

附圖說明

圖1是本發(fā)明基于微波干涉儀的高精度測船雷達(dá)的結(jié)構(gòu)框圖。

圖2是本發(fā)明基于微波干涉儀的高精度測船雷達(dá)的射頻前端裝置的結(jié)構(gòu)框圖。

圖3是本發(fā)明基于微波干涉儀的高精度測船雷達(dá)的信號處理流程圖。

圖4(a)和圖4(b)是本發(fā)明實施例的基于微波干涉儀的測速方法和2-dfft測得的速度結(jié)果比較圖。

具體實施方式

如圖1所示，本發(fā)明的一種基于微波干涉儀的高精度測船雷達(dá)，包括雷達(dá)信號處理器、射頻前端裝置、接收天線和發(fā)射天線，所述接受天線的數(shù)據(jù)輸出端與所述射頻前端裝置的信號輸入端連接，所述射頻前端裝置的信號輸出端分別與所述雷達(dá)信號處理器的信號輸入端和所述發(fā)射天線的信號輸入端連接。

如圖2所示，射頻前端裝置包括發(fā)射單元和接收單元，所述發(fā)射單元包括l波段線性調(diào)頻源、x波段頻率源、第一混頻器、第一帶通濾波器、第一功率放大器、第二功率放大器和功分器，所述接收單元包括低噪聲放大器、第二帶通濾波器、第二混頻器和中放電路，所述第一混頻器的第一信號輸入端與l波段線性調(diào)頻源的信號輸出端連接，第一混頻器的第二信號輸入端與x波段頻率源的信號輸出端連接，第一混頻器的信號輸出端與第一帶通濾波器的信號輸入端連接，第一帶通濾波器的信號輸出端與第一功率放大器的信號輸入端連接，第一功率放大器的信號輸出端與功分器的信號輸入端連接，功分器的第一信號輸出端與第二功率放大器的信號輸入端連接，功分器的第二信號輸出端與第二混頻器的第一信號輸入端連接，第二功率放大器的信號輸出端與所述發(fā)射天線的信號輸入端連接；所述低噪聲放大器的信號輸入端與接受天線的信號輸出端連接，低噪聲放大器的信號輸出端與第二帶通濾波器的信號輸入端連接，第二帶通濾波器的信號輸出端與第二混頻器的第二信號輸入端連接，第二混頻器的信號輸出端與中放電路的信號輸入端連接，中放電路的信號輸出端與所述雷達(dá)信號處理器的信號輸入端連接。

x波段點(diǎn)頻信號與l波段線性掃頻信號輸入第一混頻器，第一混頻器輸出的上混頻信號輸入第一帶通濾波器，第一帶通濾波器輸出的濾波信號輸入第一功率放大器，第一功率放大器輸出的放大信號輸入功分器，功分器輸出兩路信號，功分器的第一路輸出信號輸入第二功率放大器，第二功率放大器輸出的放大信號輸入到發(fā)射天線，進(jìn)行信號發(fā)射；接收天線接受到的回波信號輸入低噪聲放大器。低噪聲放大器輸出的放大信號輸入第二帶通濾波器，第二帶通濾波器輸出的濾波信號和功分器的第二路輸出信號輸入第二混頻器，第二混頻器輸出的下混頻信號輸入中頻放大電路，中頻放大電路輸出的濾波放大信號輸入到雷達(dá)信號處理器，進(jìn)行信號處理。

本發(fā)明還提供一種基于微波干涉儀的高精度測船雷達(dá)測速方法，如圖3所示，包括如下步驟：

步驟1、在每個調(diào)頻周期內(nèi)，將接收信號與本振信號通過下混頻得到中頻信號；第m個調(diào)頻周期內(nèi)得到的中頻回波信號為：

其中，am為回波信號的幅度，fbm為中頻回波信號的中心頻率，是回波信號的相位，n(t)是高斯噪聲；

步驟2、對中頻信號進(jìn)行快速傅里葉變換，得到中頻信號初始相位；

步驟3、對初始相位進(jìn)行解纏運(yùn)算得到連續(xù)的相位變化曲線；

步驟4、通過最小二乘法對相位變化曲線進(jìn)行擬合，得到相位變化率曲線；

步驟5、通過距離與相位的關(guān)系式得到距離變化率，確定目標(biāo)的運(yùn)動速度；具體為：

相鄰兩個掃頻周期內(nèi)的相位差表示為和分別為第m個周期和第m+1個周期內(nèi)回波信號的瞬時相位，則相鄰兩個周期的初始相位差記為tm+1和tm分別表示第m+1個掃頻周期和第m個掃頻周期數(shù)據(jù)采集的開始時間，和分別為第m個掃頻周期和第m+1個掃頻周期中頻信號初始相位，則：

tm+1-tm＝tr(2)

由上式得到目標(biāo)的距離與回波相位之間的的函數(shù)關(guān)系：

其中，為目標(biāo)運(yùn)動一段距離后的相位變化，c為光速，f0為發(fā)射信號的中心頻率；

利用式(4)求取目標(biāo)在一個掃頻周期的時間內(nèi)的運(yùn)動距離：

又由式(2)可知，tm+1-tm＝tr，得到目標(biāo)的運(yùn)動速度為

進(jìn)一步的，步驟3中采用一維相位解纏方法得到連續(xù)的相位變化曲線。

進(jìn)一步的，步驟4對m個解纏后的相位使用廣義最小二乘法，擬合得到相位變化率曲線，其中m為調(diào)頻周期總數(shù)。

以下給出本發(fā)明的測速方法求解目標(biāo)運(yùn)動速度與鋸齒波lfmcw雷達(dá)中常用的2-dfft算法求得結(jié)果比較的仿真實例，對本發(fā)明作進(jìn)一步說明。

實施例

本實施例中系統(tǒng)的工作中心頻率為24ghz，調(diào)制帶寬為200mhz，調(diào)制時間為0.1ms，積累周期為128。本實施例中利用fft算法求取目標(biāo)回波信號的初始相位。

利用相位差測量目標(biāo)運(yùn)動的不模糊速度為本次仿真中隨機(jī)生成屬于-30m/s～30m/s范圍的60個速度來驗證相位差法測量速度的正確性，本實施例中只使用兩個調(diào)制周期的相位差來求解運(yùn)動速度。同時使用2-dfft算法求解目標(biāo)的運(yùn)動速度，并將兩種方法的運(yùn)算結(jié)果進(jìn)行比較和分析，仿真結(jié)果如圖4所示。

由圖4可知，在本實施例中利用基于微波干涉儀的測速方法的測量結(jié)果比利用2-dfft法的測量結(jié)果擁有更低的測量誤差。2-dfft算法的測量誤差大于0.5m/s，而本發(fā)明測速方法的測量誤差小于0.2m/s。并且本發(fā)明的測速誤差的變化趨勢比2-dfft法的測速誤差更緩慢。

另外，本發(fā)明的測速方法比2-dfft測速方法更節(jié)約時間。為了檢測運(yùn)動目標(biāo)的doppler頻率，2-dfft通常需要多個積累周期(記為m，m通常為2的整數(shù)次冪)來實現(xiàn)第二維的fft運(yùn)算，第二維的fft即為實現(xiàn)mtd(movingtargetdetection)的功能。因此，為完成運(yùn)動目標(biāo)速度的檢測，2-dfft算法需要進(jìn)行兩維的fft運(yùn)算，設(shè)計中第一維fft運(yùn)算的點(diǎn)數(shù)為n，則2-dfft算法進(jìn)行fft運(yùn)算的運(yùn)算量為而對于本發(fā)明的測速方法求取目標(biāo)的運(yùn)動速度，只需要兩個調(diào)制周期，即m＝2。并且只需要一維fft，則相位差測速的fft運(yùn)算量為所以本發(fā)明至少比2-dfft算法節(jié)省了次運(yùn)算。

本發(fā)明是針對港口、閘口緩慢行駛的船只測量而研制的高精度測速測距雷達(dá)。最低可測量速度為0.1m/s，測速精度達(dá)到±0.05m/s，且同時具有測距功能，測距范圍為1-350m，測距精度在±1m以內(nèi)。