專利名稱：高頻加熱設(shè)備的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及像微波爐那樣使用磁控管的高頻加熱設(shè)備。更具體地說，本發(fā)明涉及這種高頻加熱設(shè)備的反相器電路。
背景技術(shù)：
由于安裝在高頻加熱設(shè)備上的傳統(tǒng)電源做得既笨重又龐大，人們希望使這些傳統(tǒng)電源更小型和輕質(zhì)。結(jié)果，能夠小型、輕質(zhì)和低成本制造這些電源的各種技術(shù)思想以這樣的方式取得積極進展，那就是，以開關(guān)方式構(gòu)建這些電源。在利用磁控管生成的微波烹調(diào)食品的高頻加熱設(shè)備中，要求用于驅(qū)動磁控管的能夠使電源小型和輕質(zhì)的各種必要條件。這些必要條件可以通過開關(guān)型反相器電路實現(xiàn)。
更具體地說，在這些開關(guān)型反相器電路中，本發(fā)明針對的高頻反相器電路對應(yīng)于應(yīng)用構(gòu)成電橋電路的臂的兩個開關(guān)元件的共振型電路系統(tǒng)(參照，例如，JP-A-2000-58252)。
當布置1-晶體管型反相器(寬度ON/OFF-控制型反相器)時，這個晶體管的集電極和發(fā)射極之間的耐壓需要大約1000V。但是，當布置含有電橋電路的2-晶體管型反相器時，這些晶體管的集電極和發(fā)射極之間的耐壓就需要那么高的耐壓。結(jié)果，如果反相器電路由電橋電路布置構(gòu)成，那么，這些晶體管的集電極和發(fā)射極之間的耐壓可能降低到大約600V。于是，存在可以將低成本晶體管用在這些晶體管反相器中的優(yōu)點。在這種類型的晶體管中，雖然共振電路由電感“L”和電容“C”構(gòu)成，但這個反相器擁有像表示在圖1中那樣的共振特性，其中，共振頻率“f0” 被定義成峰。
圖1是代表在恒定電壓應(yīng)用于根據(jù)本發(fā)明的反相器共振電路的情況下的電流-使用頻率特性的曲線圖。
頻率“f0”對應(yīng)于反相器電路的LC共振電路的共振頻率，并且利用了比這個共振頻率“f0”高的、頻率范圍被定義成從“f1”到“f3”的電流-頻率特性曲線“I1”。
在共振頻率“f0”上，電流I1變成極大，并隨著頻率從f1增大到f3，這個電流I1逐漸減小。在定義成從f1到f3的頻率范圍內(nèi)，頻率降得越低，頻率就越接近共振頻率f0，以便電流I1增大。結(jié)果，流過漏磁變壓器的次級繞組的電流增大。相反，頻率增得越高，頻率就離共振頻率f0越遠，以便電流I1減小。結(jié)果，流過漏磁變壓器的次級繞組的電流減小。在驅(qū)動起非線性負載作用的微波爐的反相器電路中，由于這個頻率是可變的，所以微波爐的功率也發(fā)生變化。
正如后面說明的那樣，在利用磁控管的非線性負載的微波爐的輸入電源對應(yīng)于像商用電源那樣的AC(交流)電流的情況下，微波爐使開關(guān)頻率發(fā)生改變。
關(guān)于微波爐的相應(yīng)高頻功率，最高頻率出現(xiàn)在大約90°和大約270°的溫度上。例如，當微波爐在200W下工作時，工作頻率接近f3；當微波爐在500W下工作時，工作頻率低于f3；和當微波爐在1000W下工作時，工作頻率進一步低于f3。顯然，由于進行輸入功率控制或輸入電流控制，這個頻率可以隨與商用電源的電壓、微波爐的溫度等有關(guān)的變化而變化。
此外，在上述電源電壓的相位的0°和180°附近，由于磁控管的工作頻率被設(shè)置成接近頻率“f1”，頻率“f1”與共振頻率“f0”接近，在共振頻率“f0”上，共振電流與這樣的磁控管特性相對應(yīng)地增加，以致于如果未對其施加高電壓，那么，這個磁控管不會在高頻率下共振，所以施加在磁控管上的電壓與商用電源的電壓的升壓比提高了，并且，從磁控管中產(chǎn)生電磁波的商用電源的相位寬度被設(shè)置成得更寬了。
圖2示出了描述在JP-A-2000-58252中的、通過雙元件電橋電路的開關(guān)元件操作的共振型高頻加熱設(shè)備的例子。在圖2中，通過DC(直流)電源1、漏磁變壓器2、第一半導體開關(guān)元件6、第一電容器4、第二電容器5、第三電容器(平滑電容器)13、第二半導體開關(guān)元件7、驅(qū)動單元8、全波倍增整流電路10以及磁控管11布置了高頻加熱設(shè)備。
DC電源1以全波整流方式整流商用電源的AC電壓，生成DC電壓VDC，然后，將DC電壓VDC施加給由第二電容器5和漏磁變壓器2的初級繞組3構(gòu)成的串聯(lián)電路。雖然第一半導體開關(guān)元件6與第二半導體開關(guān)元件7串聯(lián)，但由漏磁變壓器2的初級繞組3和第二電容器5構(gòu)成的串聯(lián)電路與第二半導體開關(guān)元件7并聯(lián)。
第一電容器4與第二半導體開關(guān)元件7并聯(lián)。漏磁變壓器2的次級繞組9的AC高壓輸出由全波倍增整流電路10轉(zhuǎn)換成DC高壓，然后，將這個DC高壓施加在磁控管11的陽極和陰極之間。漏磁變壓器2的第三繞組12將電流供應(yīng)給磁控管11的陰極。
第一半導體開關(guān)元件6由IGBT(絕緣柵雙極晶體管)和與IGBT并聯(lián)的續(xù)流二極管(flywheel diode)構(gòu)成。類似地，第二半導體開關(guān)元件7由IGBT和與IGBT并聯(lián)的續(xù)流二極管構(gòu)成。
從上面的描述中可明顯看出，第一和第二半導體開關(guān)元件6和7兩者都不局限于上述那種類型的半導體開關(guān)元件，而是可替代地，也可應(yīng)用晶閘管、GTO(柵極斷開)開關(guān)元件等。
驅(qū)動單元8包含用于產(chǎn)生驅(qū)動第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7的驅(qū)動信號的振蕩單元。當這個振蕩單元發(fā)生振蕩產(chǎn)生具有預定頻率和忙閑度的驅(qū)動信號時，驅(qū)動單元8將這些驅(qū)動信號施加在第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7上。
交替地驅(qū)動或通過提供第一和第二半導體開關(guān)元件6和7兩者共同斷開的時間間隔，即，通過應(yīng)用停滯時間形成裝置(如后所述)提供停滯時間來驅(qū)動第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7。在第一和第二半導體開關(guān)元件6和7中的某一個斷開之后，在另一個半導體開關(guān)元件兩端的電壓就處在高電平。結(jié)果，如果另一個半導體開關(guān)元件此時被接通，那么，具有尖峰形狀的過分大電流可能流過這個接通的開關(guān)元件，從而可能產(chǎn)生不必要的損耗和不想要的噪聲。但是，由于這個接通操作可能延遲到開關(guān)元件兩端的高壓下降到接近0V，所以上述損耗和噪聲可能得到防止。顯然，當與上述開關(guān)元件相對的開關(guān)元件被斷開時，可以執(zhí)行類似的操作。
圖3表示了操作圖2的電路的相應(yīng)模式。
此外，圖4示出了與應(yīng)用在電路中的像半導體開關(guān)元件那樣的部件有關(guān)的電壓和電流波形圖。
在圖中，在圖3(a)的模式1下，將驅(qū)動信號供應(yīng)給第一半導體開關(guān)元件6。此時，電流從DC電源1流入漏磁變壓器2的初級繞組3和第二電容器5。
在圖3(b)的模式2下，第一半導體開關(guān)元件6斷開，和流過初級繞組3和第二電容器5的電流開始沿著到第一電容器4的方向流動，此時，第一半導體開關(guān)元件6的電壓升高了。
在圖3(c)的模式3下，第一電容器4的電壓從VDC指向0V。在模式3下，第一電容器4兩端的電壓到達0V，從而接通構(gòu)成第二開關(guān)元件7的二極管。
在圖3(d)的模式4下，由于共振現(xiàn)象，流過初級繞組3和第二電容器5的電流的方向反向，此時，必須斷開第二半導體開關(guān)元件7。在模式2、3以及4的時間間隔中，第一半導體開關(guān)元件6的電壓變成等于DC電源電壓VDC。在與商用電源電壓有關(guān)的有效值是230V的像歐洲那樣的地區(qū)中，由于電壓峰值變成有效電壓的倍，所以DC電源電壓VDC變成接近等于325V。
在圖3(e)的模式5下，第二半導體開關(guān)元件7被斷開，并且流過第二電容器5和初級繞組3的電流開始沿著到第一電容器4的方向流動，以便第一電容器4的電壓升高到VDC。
在圖3(f)的模式6下，第一電容器4的電壓達到VDC，因此，構(gòu)成第一半導體開關(guān)元件6的二極管被斷開。由于共振現(xiàn)象，流過初級繞組3和第二電容器5的電流的方向反向，此時，必須接通第一半導體開關(guān)元件6，這就構(gòu)成模式1。在模式1和6的時間間隔中，第二半導體開關(guān)元件7的電壓變成等于DC電源電壓VDC。
按照這種電路布置，與施加給第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7的電壓有關(guān)的最大值可以被設(shè)置成DC電源電壓VD。
模式2和模式5兩者對應(yīng)于從初級繞組3流出的電流可以流過第一電容器4和第二電容器5的共振間隔。由于第一電容器4的電容值被設(shè)置成低于第二電容器5的電容值，或等于第二電容器5的電容值的1/10，所以總電容值變成接近等于第一電容器的電容值。在模式3和4下施加給第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7的電壓隨由這個總電容值和漏磁變壓器3的阻抗確定的時間常數(shù)而改變。由于這種電壓變化具有根據(jù)上述時間常數(shù)確定的傾斜度，所以可以降低在模式3下斷開第一半導體開關(guān)元件6時造成的開關(guān)損耗。
此外，在模式5下，由于電壓變成零，當在模式1下接通第一半導體開關(guān)元件6時，施加給第一半導體開關(guān)元件6的電壓變成零，從而當接通第一半導體開關(guān)元件6時，可以降低這個開關(guān)元件6的開關(guān)損耗。將此稱為“零電壓開關(guān)”操作，而且這些項都是共振電路系統(tǒng)的特征。本系統(tǒng)利用了這些特征，并且擁有半導體開關(guān)元件的電壓不變成大于或等于DC電源電壓VDC的優(yōu)點。如圖4所示，以使第二電容器5的電壓包含少量波動成分的方式將這種第二電容器5的電容值設(shè)置成足夠高的電容值。
另一方面，如圖2所示，在由第一和第二半導體開關(guān)元件6和7構(gòu)成的串聯(lián)電路與DC電源1并聯(lián)和臂由兩個開關(guān)裝置構(gòu)成的反相器電路中，由于交替地重復第一和第二半導體開關(guān)元件6和7的ON/OFF操作，在漏磁變壓器2的初級繞組3中生成高頻AC電壓，然后，在次級繞組9中感應(yīng)出高頻電壓。第一和第二半導體開關(guān)元件6和7同時接通這樣的瞬時時間間隔不完全都能提供。這是因為DC電源1可能會發(fā)生短路。
在這樣的情況下，傳統(tǒng)上，有必要提供在第一和第二半導體開關(guān)元件6和7的某一個斷開之后，不接通第一和第二半導體開關(guān)元件6和7兩者，直到其余一個半導體開關(guān)元件被接通為止的時間間隔(稱為“停滯時間(deadtime)”和縮寫成“DT”)。
現(xiàn)在，參照圖4說明停滯時間(DT)。
圖4表示了在上述相應(yīng)模式1到6下與第一和第二半導體開關(guān)元件6和7(圖7)以及第一和第二電容器4和5(圖2)有關(guān)的電壓波形和電流波形。
圖4的(a)部分示出了在上述相應(yīng)模式1到6下第一半導體開關(guān)元件6的電流波形。在模式1的結(jié)束時刻“t1”斷開(即，電流變成0)了從時刻“t0”開始導通(于是，在圖4的(b)中第一半導體開關(guān)元件的發(fā)射極和集電極之間的電壓變成零)的第一半導體開關(guān)元件6。
另一方面，圖4的(d)示出了第二半導體開關(guān)元件7的電壓波形。從時刻“t0”開始斷開的第二半導體開關(guān)元件7一直斷開到施加接通信號的模式3的開始時刻“t2”。
因此，在定義成從時刻“t1”到時刻“t2”的時間間隔“DT1”中，第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7兩者共同斷開。
這個時間間隔DT1對應(yīng)于停滯時間所需的最小值。停滯時間的最大值對應(yīng)于定義成從時刻t1直到時刻t3的時間間隔。因此，停滯時間在這個時間范圍內(nèi)都是允許的。
類似地，這樣的時間間隔“DT2”對應(yīng)于停滯時間所需的最小值。這個時間間隔“DT2”通過在時刻“t4”(參見圖4的(c))斷開(即，電流變成零)了第二半導體開關(guān)元件7之后，直到如圖4的(f)所表示的那樣，在模式6的開始時刻“t5”將接通信號施加給第一半導體開關(guān)元件6的時間間隔來定義。停滯時間的最大值對應(yīng)于從時刻“t4”直到時刻“t6”的時間間隔。因此，停滯時間在這個時間范圍內(nèi)都是允許的。
在傳統(tǒng)2-晶體管型反相器電路中，以這樣的方式將這些停滯時間“DT”定義成時間間隔“DT1”和時間間隔“DT2”，那就是，計算第一半導體開關(guān)元件6的接通和斷開操作與第二半導體開關(guān)元件7的接通和斷開操作不重疊的時間范圍。將這些時間間隔DT1和DT2計算出來，作為固定值。
但是，在反相器電路用于微波爐的情況下，當在高開關(guān)頻率的范圍內(nèi)驅(qū)動反相器電路時，一個半導體開關(guān)元件斷開之后，直到另一個半導體開關(guān)元件的發(fā)射極和集電極之間的電壓Vce下降到0V的時間間隔延長了。因此，在斷開了一個半導體開關(guān)元件，并且已經(jīng)經(jīng)過了固定停滯時間之后，如果將接通信號施加給另一個開關(guān)元件，那么，另一個半導體開關(guān)元件被接通，而發(fā)射極和集電極之間的電壓Vce不下降到0V。當開關(guān)頻率高時，在半導體開關(guān)元件中可能會產(chǎn)生熱損耗。因此，半導體開關(guān)元件的故障和尖峰電流的出現(xiàn)可能構(gòu)成噪聲生成源。
現(xiàn)在還參照圖4說明產(chǎn)生上述熱損耗和噪聲的理由。
也就是說，即使在時刻t1(參見圖4的(a))斷開(即，電流變成零)第一半導體開關(guān)元件6，也需要定義成時刻“t2”減去時刻“t1”的時間間隔，以便第二半導體開關(guān)元件7兩端的電壓(實線)下降到0V(參見圖4的(d))。結(jié)果，當在時刻t2將接通信號施加給另一個半導體開關(guān)元件7時，由于第二開關(guān)元件7的發(fā)射極和集電極之間的電壓Vce已經(jīng)下降到0V，這個第二半導體開關(guān)元件7從0V的電壓開始(這個操作被稱為“零伏開關(guān)”操作)被接通(變成導電的)。因此，不存在與熱損耗和噪聲有關(guān)的問題。
但是，電壓VDC的梯形傾斜度隨共振強度而改變。如果共振強(即，頻率低)，那么，傾斜度變成劇烈的，以便第二半導體開關(guān)元件7兩端的電壓迅速地變成零電壓。如果共振弱(即，頻率高)，那么，傾斜度變成和緩的，從而需要較長時間，以便使第二半導體開關(guān)元件7兩端的電壓降到零電壓。
如前所述，當反相器電路在高頻范圍內(nèi)工作時，將開關(guān)頻率與共振頻率分開，以便延長時間常數(shù)，和在圖4的(d)中，時間間隔變成另一個(第二)半導體開關(guān)元件7兩端的電壓(虛線所示)下降到0V的長度。因此，這個電壓在時刻t1和時刻t2之間的時間間隔內(nèi)不能完全下降到0V，而是即使經(jīng)過了時刻t2之后，仍然有預定電壓(參照圖4的(d)中虛線F的符號Vt2)施加在這個第二半導體開關(guān)元件7上。
因此，當按照正常操作方式在時刻“t2”將接通信號施加給第二半導體開關(guān)元件7時，這個第二半導體開關(guān)元件7被接通，而預定電壓Vt2仍然施加在這個第二半導體開關(guān)元件7的發(fā)射極和集電極之間，從而產(chǎn)生了熱損耗。此外，由于出現(xiàn)大的dv/dt，可能有陡峭的尖峰電流流過，從而形成噪聲源。
即使在進行這樣的硬開關(guān)操作(即，即使電壓或電流不是零，也強行進行開關(guān)操作)時，由于停滯時間有保障，所以這種硬開關(guān)操作決不會導致電源短路的故障，而僅僅在IGBT中產(chǎn)生額外的熱損耗。但是，由于這些熱損耗會被吸熱設(shè)備吸收掉，所以即使可能出現(xiàn)這樣的熱損耗，也可以在正常條件下連續(xù)進行反相器操作。此外，尖峰電流引起的噪聲不會變成相當大的噪聲值，造成嚴重問題。于是，在傳統(tǒng)反相器電路中，與上述硬開關(guān)操作有關(guān)的故障不完全有問題。因此，可以構(gòu)想出下述的反相器電路。也就是說，雖然在這個反相器電路中，傳統(tǒng)上固定的停滯時間“DT”是可變的，但不消耗無用能量，不對半導體開關(guān)元件的壽命造成負面影響，此外，可以幾乎不產(chǎn)生噪聲。
在這樣配有形成固定停滯時間或可變停滯時間的停滯時間形成電路的高頻加熱設(shè)備中，需要這個高頻加熱設(shè)備被啟動之后，直到磁控管的振蕩變穩(wěn)定的預定時間間隔。
并且，當磁控管的振蕩達到穩(wěn)定，然后過渡到正常條件時，可能會發(fā)生流過主要電路的輸入電流Iin超過規(guī)定電流值的過沖現(xiàn)象。然后，如果主要電路的輸入電流Iin過沖了，那么，存在IGBT和磁控管兩者被損壞的風險。因此，需要迅速抑制過沖現(xiàn)象，以便保護這些電子部件。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明要解決的問題本發(fā)明就是為了解決上述問題而作出的，因此，本發(fā)明的一個目的是提供一種在高頻加熱設(shè)備被啟動之后能夠迅速穩(wěn)定磁控管的振蕩的高頻加熱設(shè)備。
并且，本發(fā)明的第二個目的是提供一種能夠避免當磁控管的振蕩達到穩(wěn)定和過渡到正常條件時，主要電路的輸入電流發(fā)生過沖的操作的高頻加熱設(shè)備。
解決問題的手段為了解決上述問題，如本發(fā)明的權(quán)利要求1所述的高頻加熱設(shè)備具有如下特征，這樣的驅(qū)動磁控管的高頻加熱設(shè)備包含DC電源，由AC電源、整流AC電源的AC電壓的整流電路以及平滑整流電路的輸出DC電壓的平滑電容器構(gòu)成；由兩個半導體開關(guān)元件構(gòu)成的串聯(lián)電路；漏磁變壓器的初級繞組和電容器連接而成的共振電路，串聯(lián)電路與DC電源并聯(lián)，和共振電路的一端與串聯(lián)電路的中心點連接和共振電路的另一端與AC等效電路中的DC電源的一端連接；驅(qū)動裝置，用于分別驅(qū)動半導體開關(guān)元件；與漏磁變壓器的次級繞組連接的整流裝置；和與整流裝置連接的磁控管；其中，該高頻加熱設(shè)備進一步包含控制信號形成電路，用于根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值，或施加給磁控管的電壓與參考電壓之間的差值形成控制信號；調(diào)頻信號形成電路，用于根據(jù)根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值，或施加給磁控管的電壓與參考電壓之間的差值形成控制信號的控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/電流獲得的整流電壓/整流電流；和停滯時間形成電路，用于接收調(diào)頻信號形成電路的輸出；和其中，在控制信號形成電路和調(diào)頻信號形成電路之間配備了具有能夠進一步降低(在正極性的情況下)控制信號的值的功能的控制信號轉(zhuǎn)換電路。
如本發(fā)明的權(quán)利要求2所述的高頻加熱設(shè)備具有如下特征，這樣的驅(qū)動磁控管的高頻加熱設(shè)備包含DC電源，由AC電源、整流AC電源的AC電壓的整流電路以及平滑整流電路的輸出電壓的平滑電容器構(gòu)成；兩組串聯(lián)電路，每個串聯(lián)電路由兩個半導體開關(guān)元件構(gòu)成；漏磁變壓器的初級繞組和電容器連接而成的共振電路，兩組串聯(lián)電路分別與DC電源并聯(lián)，和共振電路的一端與一個串聯(lián)電路的中心點連接和共振電路的另一端與另一個串聯(lián)電路的中心點連接；驅(qū)動裝置，用于分別驅(qū)動半導體開關(guān)元件；與漏磁變壓器的次級繞組連接的整流裝置；和與整流裝置連接的磁控管；其中，該高頻加熱設(shè)備進一步包含控制信號形成電路，用于根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值，或施加給磁控管的電壓與參考電壓之間的差值形成控制信號；調(diào)頻信號形成電路，用于根據(jù)控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/電流獲得的整流電壓/整流電流；和停滯時間形成電路，用于接收調(diào)頻信號形成電路的輸出；和其中，在控制信號形成電路和調(diào)頻信號形成電路之間配備了具有能夠進一步降低(在正極性的情況下)控制信號的值的功能的控制信號轉(zhuǎn)換電路。
如本發(fā)明的權(quán)利要求3所述的高頻加熱設(shè)備具有如下特征，這樣的驅(qū)動磁控管的高頻加熱設(shè)備包含DC電源，由AC電源、整流AC電源的AC電壓的整流電路以及平滑整流電路的輸出DC電壓的平滑電容器構(gòu)成；由兩個半導體開關(guān)元件構(gòu)成的串聯(lián)電路；漏磁變壓器的初級繞組和電容器連接而成的共振電路，串聯(lián)電路與DC電源并聯(lián)，和共振電路以并聯(lián)的方式與半導體開關(guān)元件之一連接；驅(qū)動裝置，用于分別驅(qū)動半導體開關(guān)元件；與漏磁變壓器的次級繞組連接的整流裝置；和與整流裝置連接的磁控管；其中，該高頻加熱設(shè)備進一步包含控制信號形成電路，用于根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值，或施加給磁控管的電壓與參考電壓之間的差值形成控制信號；調(diào)頻信號形成電路，用于根據(jù)控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/電流獲得的整流電壓/整流電流；和停滯時間形成電路，用于接收調(diào)頻信號形成電路的輸出；和其中，在控制信號形成電路和調(diào)頻信號形成電路之間配備了具有能夠進一步降低(在正極性的情況下)控制信號的值的功能的控制信號轉(zhuǎn)換電路。
如本發(fā)明的權(quán)利要求4所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到3的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，控制信號轉(zhuǎn)換電路包括運算放大器；控制信號轉(zhuǎn)換電路的輸出被施加給運算放大器的一個輸入端，而串聯(lián)電路的兩個電阻之間的結(jié)點上的電位被施加給運算放大器的另一個輸入端；和串聯(lián)電路由這兩個電阻和插在另一個DC電源的正電位與運算放大器的輸出端之間的二極管構(gòu)成。
如本發(fā)明的權(quán)利要求5所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到3的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，控制信號轉(zhuǎn)換電路包括具有比較功能的放大器；控制信號形成電路的輸出被送入放大器的一個輸入端，和DC電源的正電位被送入放大器的另一個輸入端；和作為比較功能，通過導通/不導通二極管開關(guān)放大器的增益。
如本發(fā)明的權(quán)利要求6所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到3的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，控制信號轉(zhuǎn)換電路包括具有比較功能的放大器；控制信號形成電路的輸出被送入放大器的一個輸入端，和放大器的另一個輸入端擁有將DC電源的正電位與控制信號形成電路的輸出相比較的比較器；和通過比較器開關(guān)放大器的增益。
如本發(fā)明的權(quán)利要求7所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到6的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，在控制信號轉(zhuǎn)換電路在負極性下工作，而不是在正極性下工作的情況下，控制信號轉(zhuǎn)換電路使正極性下的各個信號反相。
如本發(fā)明的權(quán)利要求8所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到7的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，根據(jù)磁控管振蕩感測裝置的感測信號開關(guān)控制信號。
如本發(fā)明的權(quán)利要求9所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到8的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，停滯時間形成電路與開關(guān)頻率無關(guān)地使停滯時間恒定，或者輕微增加停滯時間。
如本發(fā)明的權(quán)利要求10所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到8的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，停滯時間形成電路隨開關(guān)頻率的升高增加停滯時間。
如本發(fā)明的權(quán)利要求11所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求10所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，在低于或等于預定開關(guān)頻率的開關(guān)頻率上停滯時間形成電路使停滯時間恒定，或者輕微增加停滯時間。
如本發(fā)明的權(quán)利要求12所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求10或權(quán)利要求11所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，在高于或等于預定開關(guān)頻率的開關(guān)頻率上停滯時間形成電路迅速增加停滯時間。
如本發(fā)明的權(quán)利要求13所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求11或權(quán)利要求12所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，在低于或等于預定開關(guān)頻率的開關(guān)頻率上與停滯時間有關(guān)的恒定值或輕微增加值是可變的，而在高于或等于預定開關(guān)頻率的開關(guān)頻率上與停滯時間有關(guān)的迅速增加值也是可變的。
如本發(fā)明的權(quán)利要求14所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求11到13的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，預定頻率是可變的。
如本發(fā)明的權(quán)利要求15所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到8的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，停滯時間形成電路隨開關(guān)頻率的升高以步進的方式增加停滯時間。
如本發(fā)明的權(quán)利要求16所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到15的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，停滯時間形成電路根據(jù)以與開關(guān)頻率的升高成正比的第一傾斜度改變的，以及以從預定開關(guān)頻率開始的第二傾斜度改變的正偏移電壓和負偏移電壓形成停滯時間。
如本發(fā)明的權(quán)利要求17所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求1到16的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，停滯時間形成電路包含VCC電源；負載控制電源；與開關(guān)頻率成正比變化的第一電流；從預定開關(guān)頻率流出和與開關(guān)頻率成正比地變化的第二電流；通過將第一電流和第二電流組合在一起并將該組合電流乘以預定系數(shù)產(chǎn)生的第三電流；和上/下電位形成裝置，用于形成通過將與第三電流成正比的正偏移電壓和負偏移電壓與負載控制電源的電壓相加得出的上電位和下電位；和可變停滯時間形成電路根據(jù)上電位和下電位形成停滯時間。
如本發(fā)明的權(quán)利要求18所述的高頻加熱設(shè)備具有像如權(quán)利要求17所述的高頻加熱設(shè)備那樣的特征，其中，通過改變負載控制電源的電壓和開關(guān)頻率中的至少一個進行輸入功率控制操作或輸入電流控制操作。


圖1是代表在恒定電壓應(yīng)用于根據(jù)本發(fā)明的反相器共振電路的情況下的電流-使用頻率特性的曲線圖；圖2是示出描述在專利出版物1中的、通過2-開關(guān)元件電橋的開關(guān)元件驅(qū)動的共振型高頻加熱設(shè)備的例子的電路圖；圖3(a)-3(f)是代表操作圖2的電路的相應(yīng)模式的圖形；圖4示出了與應(yīng)用在圖2的電路中的半導體開關(guān)元件有關(guān)的電壓/電流波形圖；圖5是表示根據(jù)本發(fā)明的通過2-開關(guān)元件電橋的開關(guān)元件驅(qū)動的高頻加熱設(shè)備的圖形；圖6是示出與根據(jù)本發(fā)明的圖5的高頻加熱設(shè)備有關(guān)的詳細電路部分的電路圖；圖7表示了與圖6的控制信號形成電路有關(guān)的具體電路例子；圖8示出了與圖6的控制信號轉(zhuǎn)換電路有關(guān)的具體電路例子；圖9(a)是表示現(xiàn)有技術(shù)的控制信號與通過本發(fā)明獲得的轉(zhuǎn)換控制信號之間的關(guān)系的曲線圖；圖9(b1)是表示在啟動操作期間Va與Vb之間的關(guān)系的曲線圖；和圖9(b2)是表示在正常操作期間開關(guān)214的輸出與Vb之間的另一種關(guān)系的曲線圖；圖10(a)和10(b)是表示控制信號的瞬時變化的曲線圖；圖10(a)示出了根據(jù)本發(fā)明的轉(zhuǎn)換控制信號；和圖10(b)示出了現(xiàn)有技術(shù)的控制信號；圖11(a)和11(b)是表示在在圖10中控制信號達到飽和的情況下控制信號的瞬時變化的曲線圖；圖11(a)示出了根據(jù)本發(fā)明的轉(zhuǎn)換控制信號；和圖11(b)示出了現(xiàn)有技術(shù)的控制信號；圖12(a)和12(b)是說明形成停滯時間的基本思想的圖形；圖12(a)是說明振蕩電路和可變停滯時間形成電路的相應(yīng)輸出與矩形波形成電路的輸出之間的關(guān)系的圖形；和圖12(b)是說明即使頻率發(fā)生變化，在頻率低的范圍內(nèi)停滯時間DT也不改變的基本思想的圖形；圖13是示出根據(jù)本發(fā)明的可變停滯時間形成電路的具體例子的電路圖；圖14是示出可變停滯時間形成電路擁有的電流-頻率特性的曲線圖；圖15(a)、15(b1)、15(b2)以及15(b3)是示出可變停滯時間形成電路擁有的停滯時間-頻率特性的曲線圖；圖15(a)示出了在低于或等于頻率f1的頻率上停滯時間DT被設(shè)置成恒定或輕微增加，或在高于或等于預定開關(guān)頻率f1的頻率上停滯時間DT迅速增加的例子；圖15(b1)是沿著上/下方向改變停滯時間DT的恒定值和迅速增加值兩者的修正例子；圖15(b2)是改變頻率f1上的傾斜度的修正例子；和圖15(b3)是拐點的頻率可沿左/右方向移動的修正例子；圖16是說明停滯時間DT可變的本發(fā)明第二實施例的曲線圖；圖17是表示圖5的振蕩電路的一個例子的圖形；圖18(a)-18(c)示出了與2-開關(guān)元件電橋的開關(guān)元件驅(qū)動的共振型高頻加熱設(shè)備有關(guān)的三組其它例子；圖19是表示與根據(jù)本發(fā)明的反相器電路有關(guān)的頻率-相位特性的曲線圖；和圖20是表示與反相器電路有關(guān)的輸出電壓-相位特性的曲線圖。
標號說明1DC電源；2漏磁變壓器；3初級繞組；
4第一電容器；5第二電容器；6第一半導體開關(guān)元件；7第二半導體開關(guān)元件；8驅(qū)動單元；9次級繞組；10 全波倍增整流電路；11 磁控管；12 第三繞組；13 第三電容器；21 控制信號形成電路；211 控制信號轉(zhuǎn)換電路；212 磁控管振蕩感測裝置；213 模式切換信號生成電路；214 模式切換開關(guān)；215 電池組；22 調(diào)頻信號形成電路；221a 晶體管；221b、221d、221e 電阻；221c 電容器；221f 開關(guān)；221g 放大器；221h 恒流源；23 三角形載波振蕩電路；24 停滯時間形成電路；25 矩形波形成電路；26 開關(guān)元件驅(qū)動電路。
具體實施例方式
圖5是示出根據(jù)本發(fā)明的通過2-開關(guān)元件電橋的開關(guān)元件驅(qū)動的高頻加熱設(shè)備的圖形。
在這個圖中，通過DC電源1、漏磁變壓器2、第一半導體開關(guān)元件6、第一電容器4、第二電容器5、第三電容器(平滑電容器)13、第二半導體開關(guān)元件7、驅(qū)動單元8、全波倍增整流電路10以及磁控管11布置了這個高頻加熱設(shè)備的主要電路。由于如圖5所示的主要電路的布置與如圖2所示的那個相同，因此，省略相同的說明。
然后，通過控制信號形成電路21、控制信號轉(zhuǎn)換電路211、調(diào)頻信號形成電路22、振蕩電路23、停滯時間形成電路24、矩形波形成電路25以及開關(guān)元件驅(qū)動電路26布置控制第一和第二半導體開關(guān)元件6和7的控制電路?？刂菩盘栃纬呻娐?1從上述AC電源的輸入電流“Iin”與參考電流“Ref”之間的差值，或施加給磁控管11的電壓與參考電壓之間的差值形成控制信號。在控制信號形成電路21的輸出側(cè)配有控制信號轉(zhuǎn)換電路211。調(diào)頻信號形成電路22根據(jù)控制信號轉(zhuǎn)換電路211的輸出信號和AC全波整流信號形成調(diào)頻信號。振蕩電路23產(chǎn)生三角形載波。停滯時間形成電路24根據(jù)開關(guān)頻率的幅度改變停滯時間。矩形波形成電路25根據(jù)從振蕩電路23輸出的三角形波和可變停滯時間形成電路24的輸出“VQ7C”和“VQ8C”的每一個形成各個矩形波。開關(guān)元件驅(qū)動電路26通過從矩形波形成電路25輸出的矩形波生成接通/斷開開關(guān)元件的脈沖。開關(guān)元件驅(qū)動電路26的相應(yīng)脈沖輸出被施加給第一和第二半導體開關(guān)元件(IGBT)6和7的柵極。
圖6是表示與根據(jù)本發(fā)明的圖5的高頻加熱設(shè)備有關(guān)的詳細電路部分的電路圖。這個電路部分的特征在于，控制信號轉(zhuǎn)換電路211插在控制信號形成電路21與調(diào)頻信號形成電路22之間。
在圖6中，符號“C11”和“C12”示出了比較器；標號21表示控制信號形成電路；標號22表示調(diào)頻信號形成電路；和標號211-215示出了按照本發(fā)明新應(yīng)用的電路。也就是說，標號211示出了控制信號轉(zhuǎn)換電路；標號212表示磁控管振蕩感測裝置；標號213表示將操作模式從啟動操作切換到正常操作的模式切換信號生成電路；標號214代表將操作模式從啟動操作切換到正常操作的模式切換開關(guān)；此外，標號215示出了DC電源(電池組)。
電池組電壓切換開關(guān)S61與比較器C11連接?，F(xiàn)在假設(shè)電容器(參見圖2)的正電位等于“P1”，電池組電壓切換開關(guān)S61將這樣的電位“V1”施加給比較器C11的正側(cè)輸入端，而這個電位V1是通過將電位P1除以電阻R61和電阻R62的分壓比確定的。另一方面，電池組電壓切換開關(guān)S61在高頻加熱設(shè)備在啟動操作模式下工作時，將低的DC電位“V11”施加給比較器C11的負側(cè)輸入端，在高頻加熱設(shè)備在正常操作模式下工作時，將高的DC電位“V12”施加給比較器C11的負側(cè)輸入端。
比較器C12對應(yīng)于應(yīng)用在傳統(tǒng)電路中的相同比較器。將輸入電流“Iin”供應(yīng)給這個比較器C12的正側(cè)輸入端，和將參考電流“Ref”供應(yīng)給比較器C12的負側(cè)輸入端。
如上所述，控制信號形成電路21的輸入側(cè)配有比較器C11的系統(tǒng)和比較器C12的另一個系統(tǒng)。比較器C11的系統(tǒng)根據(jù)施加給磁控管11的電壓與參考電壓之間的差值產(chǎn)生控制信號。比較器C12的系統(tǒng)根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值產(chǎn)生控制信號。由于高頻加熱設(shè)備被啟動之后，直到磁控管11開始振蕩，磁控管11的阻抗很高，所以通過電壓感測這個磁控管11的振蕩。當磁控管11開始振蕩時，這個磁控管11的阻抗變低，并且由于施加了較低DC電壓V1的比較器C11的控制功能，變壓器2(參見圖2)的初級側(cè)電壓被控制在啟動模式的預定電壓值上，以便流過變壓器2的初級繞組側(cè)的電流“Iin”開始增大。因而，磁控管振蕩感測裝置212感測到上述電流Iin增大，因此，判斷磁控管11開始振蕩。
磁控管振蕩感測裝置通過感測輸入電流Iin超過預定電流值的條件，獲得與磁控管11的振蕩有關(guān)的認識。顯然，這個有關(guān)磁控管11的振蕩的感測條件只是一個例子，本發(fā)明不局限于這個感測條件。
模式切換信號生成電路213根據(jù)磁控管振蕩感測裝置212感測的磁控管11的振蕩信號，生成這樣的切換信號。響應(yīng)這個切換信號，模式切換開關(guān)214和電池組電壓切換開關(guān)S61兩者從啟動操作側(cè)切換到正常操作側(cè)。
當模式切換開關(guān)214被設(shè)置到啟動操作側(cè)時，選擇從控制信號轉(zhuǎn)換電路211輸出的控制信號，而當模式切換開關(guān)214被設(shè)置到正常操作側(cè)時，選擇從控制信號形成電路21輸出的控制信號，然后，將所選控制信號施加給調(diào)頻信號形成電路22。
圖7示出了與圖6的控制信號形成電路21有關(guān)的具體電路例子，而圖8表示了與圖6的控制信號轉(zhuǎn)換電路211有關(guān)的具體電路例子。
在圖7中，標號21B示出了緩沖器(緩沖放大器)，符號“Vb”表示控制信號形成電路21的輸出電位，而符號“Vc”代表緩沖器21B的輸入端電位。
符號“21S3”表示用于將緩沖器21B的輸入側(cè)電位Vc設(shè)置成DC電源21V1的電位“V1”(與圖10的電位“V1”對應(yīng))的開關(guān)。符號“21S1”和“21S2”分別示出了響應(yīng)比較器C11的輸出狀態(tài)和比較器C12的輸出狀態(tài)接通/斷開的開關(guān)。這些開關(guān)21S1和21S2按如下工作也就是說，當比較器C11和C12的輸入電位是(正側(cè)輸入端的電位＞負側(cè)輸入端的電位)時，分別接通(即，閉合)這些開關(guān)21S1和21S2，以便緩沖器21B的輸入側(cè)電位Vc可以通過電阻21R1和21R2增加。換句話說，這些開關(guān)21S1和21S2這樣工作，使施加給磁控管11的電壓降低，或使到這個磁控管11的輸入電流減小。
電容器21C1和電阻21R3兩者構(gòu)成時間常數(shù)電路。這個電阻21R3對應(yīng)于可以使電容器21C放電的放電電阻，并且可以具有能夠降低緩沖器21B的輸入側(cè)電位Vc的功能。因而，這個電阻21R3提高了施加給磁控管11的電壓，或增大了磁控管11的輸入電流。應(yīng)該明白，取代上述放電電阻21R3，在這個電流中可以改用恒流負載。
通過緩沖器21B和電阻21R4將緩沖器21B的輸入側(cè)電位Vc作為控制信號形成電路21的輸出電位Vb施加給開關(guān)214和控制信號轉(zhuǎn)換電路211兩者。
當啟動高頻加熱設(shè)備時(或者，當停止高頻加熱設(shè)備時)，另一個開關(guān)21S4閉合，使下限電路21k與控制信號形成電路21的輸出側(cè)連接，以便形成這樣的限制。也就是說，電位Vb不會變成低于DC電源21V5的電位V5。
圖8示出了與圖6的控制信號轉(zhuǎn)換電路211有關(guān)的具體電路例子。
在這個圖形中，符號C13示出了運算放大器。比較器C12(參見圖6)的輸出Vb施加給這個運算放大器C13的正側(cè)(非反相)輸入端C31，而串聯(lián)電路的電阻R32和R33之間的連接點上的電位施加給比較器C13的負側(cè)(反相)輸入端C32。串聯(lián)電路由上述電阻R32和R33以及二極管R32構(gòu)成。這個串聯(lián)電路插在DC電壓V31與運算放大器C13的輸出端C33之間。還應(yīng)該明白，符號“Va”表示本發(fā)明轉(zhuǎn)換的控制信號對應(yīng)電壓，和符號“Vb”表示現(xiàn)有技術(shù)的控制信號，即，減小等于參考信號與當前值之差的誤差的控制信號。
這個控制信號轉(zhuǎn)換電路211的操作定義如下(1)當Va≥V31時，變成Va＝Vb。
(2)當Va＜V31時，變成下述公式(1)Va＝(R32+R33)*Vb/R32-R33*V3/R32 ---公式(1)還應(yīng)該注意到，雖然上述控制信號轉(zhuǎn)換電路211是應(yīng)用圖3中的運算放大器C3實現(xiàn)的，但本發(fā)明不只局限于此，可替代地，可以應(yīng)用具有比較功能實現(xiàn)控制信號轉(zhuǎn)換電路211。在這種替代情況下，可以應(yīng)用等效于圖8的控制信號轉(zhuǎn)換電路211的電路布置。也就是說，雖然從控制信號形成電路21輸出的控制信號被送入這個具有比較功能的放大器的一個輸入端和DC電源V31的電位被送入該放大器的另一個輸入端，但作為比較功能，可以通過導通/不導通二極管開關(guān)放大器的增益。
并且，可替代地，可以應(yīng)用普通放大器實現(xiàn)等效于如圖8所示控制信號轉(zhuǎn)換電路211的電路。
在這種替代情況下，控制信號形成電路21的控制信號被送入這個普通放大器的一個輸入端，而取代如圖8所示的二極管D32，在普通放大器的另一個輸入端上配備比較器和開關(guān)兩者。比較器將DC電源V31的正電位與從控制信號形成電路21輸出的控制信號相比較。開關(guān)用于開關(guān)普通放大器的增益。
此外，從上面的描述中可明顯看出，如果可以用通過將“正電位”設(shè)置成臨界電位開關(guān)其增益的電路取代與比較器和開關(guān)增益的開關(guān)兩者有關(guān)的上述功能，那么，可以實現(xiàn)上述功能。
圖9(a)是用曲線表示現(xiàn)有技術(shù)的控制信號與按照本發(fā)明獲得的轉(zhuǎn)換控制信號之間的關(guān)系的圖形。圖9(b1)是用曲線示出當啟動高頻加熱設(shè)備時Va與Vb之間的關(guān)系的圖形。圖9(b2)是用曲線示出當在正常條件下操作高頻加熱設(shè)備時開關(guān)214的輸出與Vb之間的關(guān)系的圖形。
圖9(a)的橫坐標表示現(xiàn)有技術(shù)的控制信號Vb，圖9(b)的縱坐標示出按照本發(fā)明獲得的轉(zhuǎn)換控制信號Va。
當存在作為模式的模式“I”和模式“II”時，在模式I中，Va＜Vb，而在模式II中，Va＝Vb。
(1)當Vb≤V3時，變成Va＝Vb。
(2)當Vb＜V3時，變成Va＝(R32+R33)*Vb/R32-R33*V3/R32。
至于圖9(b1)，當像在圖9(b1)中所表示的那樣啟動高頻加熱設(shè)備時，以這樣的方式將電池組(圖7的215)的電位和電池組(圖7的21V5)的電位設(shè)置成V5，那就是，當控制信號形成電路21的輸出電位Vb幾乎等于電位V5時，控制信號Va變成等于0。結(jié)果，即使正好在啟動操作被切換到正常操作之前的控制信號Va達到飽和變成0，控制信號形成電路21的輸出電位Vb也幾乎等于電位V5，和正好在啟動操作切換到正常操作之后開關(guān)214的輸出電位從電位V5開始。由于進行了上述電位設(shè)置操作，所以電位V5＞＞0。結(jié)果，可以避免過大的輸入電流流過，以及過高的電壓施加給磁控管11。還應(yīng)該明白，控制信號轉(zhuǎn)換電路211的輸出電位Va降低暗示著施加給磁控管11的電壓升高，或輸入磁控管11的電流增大。
接著，應(yīng)用圖10(a)和10(b)描述從啟動操作開始有關(guān)控制信號的瞬時變化。
圖10(a)和10(b)是用曲線示出從啟動操作開始有關(guān)控制信號的瞬時變化的圖形。圖10(a)用曲線示出了按照本發(fā)明獲得的轉(zhuǎn)換控制信號Vb，而圖10(b)用曲線示出了現(xiàn)有技術(shù)的控制信號。
在圖10(a)中，首先，正好在啟動高頻加熱設(shè)備之后，磁控管11的阻抗是不穩(wěn)定的，以不穩(wěn)定的方式在有限阻抗值與無限阻抗值之間變化。為了避免這個不穩(wěn)定的阻抗變化，在應(yīng)用如圖9(a)所示的模式II的Va2＝Vb曲線時，控制信號像Va2所示的那樣以和緩的傾斜度降低到V31。結(jié)果，輸入電流受到抑制，以便施加給磁控管11的電壓可以降低到較低電壓，和不將過高電壓施加給磁控管11。
隨后，在控制信號變成低于電壓V31的時刻，由于通過應(yīng)用如圖9(a)所示的模式I的Va＜Vb曲線，控制信號像Va1所示那樣迅速降低，施加給磁控管11的電壓迅速升高，以便使控制信號可以迅速達到穩(wěn)定電位V6。
當控制信號已經(jīng)達到穩(wěn)定電位V6，然后經(jīng)過了預定時間間隔時，磁控管11的振蕩至少可以達到穩(wěn)定。
在磁控管11可以在穩(wěn)定條件下振蕩之后，這個穩(wěn)定振蕩由磁控管振蕩感測裝置212(圖6)感測，因此，通過模式切換信號生成電路213使相應(yīng)開關(guān)214和S61從啟動操作側(cè)切換到正常操作側(cè)。
正好在進行上述切換操作之前，控制信號V6從控制信號轉(zhuǎn)換電路211施加到開關(guān)214(圖6)。但是，在進行了切換操作之后，控制信號V6從控制信號形成電路21施加到這個開關(guān)214。然后，控制信號Vb以和緩的方式降低，而在本發(fā)明的情況中這個控制信號Vb迅速達到穩(wěn)定電位V6。結(jié)果，在進行切換操作的時刻，控制信號Vb仍然是“V41”(即，V41＞V5，也就是說，符號V5是極限電位)。因而，如這個圖所示，這個控制信號Vb與施加給磁控管11的目標電壓“Vm2”之間的差值變成稍微小一點的“ΔV11”，當高頻加熱設(shè)備在控制信號Vb達到目標電壓Vm2之前從啟動操作切換到正常操作時，不會發(fā)生輸入電流的過沖。
相反，從圖10(b)中可以看出，在傳統(tǒng)電路中，由于控制信號Vb以單調(diào)下降的方式和緩地過渡，控制信號Vb達到穩(wěn)定電位V7需要較長的時間。此外，在當控制信號Vb已達到穩(wěn)定電位V6，此后經(jīng)過了預定時間時切換開關(guān)的情況下，控制信號Vb與目標電壓Vm2之間的差值變成較大的電位差“ΔV12”，從而當進行切換操作時，輸入電流可能過沖。
圖11(a)和11(b)是用曲線示出在在圖10中控制信號達到飽和的情況下有關(guān)控制信號的瞬時變化的圖形。圖11(a)用曲線表示了按照本發(fā)明獲得的轉(zhuǎn)換控制信號Va；和圖11(b)用曲線表示了現(xiàn)有技術(shù)的控制信號。
在圖11(a)中，由于控制信號以和緩的傾斜度下降到電壓V31，輸入電流受到抑制，從而施加給磁控管11的電壓可以降低到較低電壓，和不將過高電壓施加給磁控管11。隨后，在控制信號變成低于電壓V31的時刻，通過應(yīng)用如圖9(a)所示的模式I的Va＜Vb曲線，控制信號像Va1所示那樣迅速降低到飽和電壓，以便控制信號可以迅速達到穩(wěn)定電位V7(即，飽和電壓)。當控制信號已經(jīng)達到飽和電位V7，然后經(jīng)過了預定時間間隔時，磁控管11的振蕩至少可以達到穩(wěn)定，從而相應(yīng)開關(guān)214和S61從啟動操作側(cè)切換到正常操作側(cè)。按照本發(fā)明，將極限電壓“V5”設(shè)置在控制電位Vb下降的中途上，控制電位Vb不會變成低于或等于這個極限電壓V5。
因而，當在進行上述切換操作之前從控制信號轉(zhuǎn)換電路211輸出的控制信號V7瞬時改變成在進行了切換操作之后從控制信號形成電路21輸出的控制信號Vb時，這個控制信號Vb等于極限電壓V5。因此，控制信號Vb與目標電壓Vm2之間的差值變成ΔV21，即，較小的電位差時，在控制信號V7已經(jīng)改變成控制信號Vb之后，可能只出現(xiàn)少量的輸入電流過沖。
相反，從圖11(b)中可以看出，在傳統(tǒng)電路中，由于控制信號Vb以單調(diào)下降的方式連續(xù)地過渡，控制信號Vb達到穩(wěn)定電位V7需要較長的時間。此外，飽和電位V7與目標電壓Vm2之間的差值變成較大的電位差“ΔV22”，從而當進行切換操作時，輸入電流可能過沖。
如前所述，從圖10(a)中可以看出，提供了這樣的功能，通過這種功能，即使在當啟動高頻加熱設(shè)備時控制信號轉(zhuǎn)換電路211飽和在最小電位上和從控制信號形成電路21輸出的控制信號Vb變成V7的條件下，下限電壓也可以受電位V5限制(即，施加給磁控管11的電位保持在預定電位上)。結(jié)果，當在正常操作期間將控制信號切換到目標電壓Vm2時，由于在目標電壓Vm2與電壓V5之間不存在大的電位差，控制信號V7可以直接切換到控制信號Vb，從而幾乎不會發(fā)生過沖現(xiàn)象。換句話說，正好在啟動操作已經(jīng)切換到正常操作之后被送入調(diào)頻信號形成電路22的信號的電平從電壓V5開始。因而，與信號電平從已經(jīng)飽和在最小電位上的電位Va開始的傳統(tǒng)系統(tǒng)的過沖量相比，可以降低在輸入電流Iin中產(chǎn)生的過沖量。
如前所述，按照本發(fā)明，控制信號轉(zhuǎn)換電路211在控制信號Va達到預定電位V31之前輸出與控制信號形成電路21的輸出(控制信號)Vb相同的值，和在控制信號Va已超過預定電位V31之后切換輸入Vb的傾斜度，以便使控制信號Va迅速指向較低穩(wěn)定區(qū)。如果控制信號Va可以迅速達到穩(wěn)定，那么，磁控管11的振蕩可以迅速達到穩(wěn)定，并且可以迅速地進行從啟動操作到正常操作的切換操作。因而，可以將控制信號Va切換到控制信號Vb，除非這個控制信號Vb不降低，并且由于控制信號Vb與目標電壓Vm2之間的差值可能變小，可以幾乎不發(fā)生過沖現(xiàn)象。
在參照圖10的上述說明中，電位V1是正的，控制信號Vb隨著時間向指向零電位的方向下降，和轉(zhuǎn)換控制信號Va進一步突然下降。這是因為，該說明是在正極性的控制系統(tǒng)下作出的。相反，在負極性的控制系統(tǒng)的情況下，控制信號Vb從負電位V1開始，控制信號Vb隨著時間向指向零電位的方向升高，和轉(zhuǎn)換控制信號Va進一步突然升高。
晶體管Q8和Q7的集電極電壓VQ8C和VQ7C分別從停滯時間形成電路24傳遞到矩形波形成電路25(參見圖5)。此外，振蕩電路23的三角形波輸出傳遞到矩形波形成電路25。
矩形波形成電路25擁有兩組比較器251和252。晶體管Q8的集電極電壓VQ8C施加給比較器251的反相輸入端(-)；晶體管Q7的集電極電壓VQ7C施加給比較器251的非反相輸入端(+)；此外，振蕩電路23的三角形波輸出被施加給比較器252的非反相輸入端(+)和比較器252的反相輸入端(-)。
比較器251和252的每一個在非反相輸入端(+)的電位低于反相輸入端(-)的電位的情況下，不產(chǎn)生輸出(即，零電位)，此外，當非反相輸入端(+)的電位超過反相輸入端(-)的電位時，產(chǎn)生輸出(即，高電位)。
可以將停滯時間“DT”分類成上述的三種類別(1)與開關(guān)頻率無關(guān)，停滯時間DT是恒定(固定)的。
傳統(tǒng)上應(yīng)用這種固定(恒定)停滯時間DT。
與這種固定停滯時間不同，如下的停滯時間“DT”可以隨開關(guān)頻率而改變。
(2)當開關(guān)頻率超過預定開關(guān)頻率時，停滯時間DT隨開關(guān)頻率的升高以連續(xù)的方式增加。
(3)當開關(guān)頻率超過預定開關(guān)頻率時，停滯時間DT隨開關(guān)頻率的升高以步進的方式增加。
然后，根據(jù)本發(fā)明的控制信號轉(zhuǎn)換電路211可以應(yīng)用于上述停滯時間(1)到(3)的任何一種。
圖12是說明形成在上述第(2)項所述的當開關(guān)頻率超過預定開關(guān)頻率時隨開關(guān)頻率的升高連續(xù)地增加的停滯時間的基本思想的圖形；圖12(a)是說明振蕩電路23和停滯時間形成電路24的相應(yīng)輸出與矩形波形成電路25的輸出之間的關(guān)系的圖形；和12(b)是說明在低于或等于預定開關(guān)的頻率上停滯時間DT不改變的基本思想的圖形。
在圖12中，在時刻“t1”之前的時間間隔內(nèi)，在比較器252(參照圖5)中，由于非反相輸入端(+)的電位VQ7C超過反相輸入端(-)的三角形波的電位，半導體開關(guān)元件被接通(輸出1)。同時，在比較器251中，由于非反相輸入端(+)的三角形波的電位低于反相輸入端(-)的電位VQ8C，半導體開關(guān)元件被斷開(輸出0)。
(1)在時刻t1，由于非反相輸入端(+)的電位VQ7C變成低于反相輸入端(-)的三角形波的電位，比較器252產(chǎn)出輸出0。
(2)在從t1到t4的時間間隔內(nèi)，比較器252繼續(xù)產(chǎn)生輸出0。
(3)在時刻t2，由于非反相輸入端(+)的三角形波的電位變成高于反相輸入端(-)的電位VQ8C，比較器251產(chǎn)生輸出1。
(4)在從時間t2到t3的時間間隔內(nèi)，比較器251繼續(xù)產(chǎn)生輸出1。
(5)在時刻t3，由于非反相輸入端(+)的三角形波的電位變成低于反相輸入端(-)的電位VQ8C，比較器251產(chǎn)生輸出0。
(6)在時刻t4，由于非反相輸入端(+)的電位VQ7C變成高于反相輸入端(-)的三角形波的電位，比較器252產(chǎn)出輸出1。
(7)在從時刻t4到t5的時間間隔內(nèi)，比較器252繼續(xù)產(chǎn)生輸出1。
(8)在時刻t5，由于非反相輸入端(+)的電位VQ7C變成低于反相輸入端(-)的三角形波的電位，比較器252產(chǎn)出輸出0。
(9)在從時刻t3到t6的時間間隔內(nèi)，比較器251繼續(xù)產(chǎn)生輸出0。
隨后，這些比較器251和252將重復類似的操作。
比較器251和252的輸出被施加給開關(guān)元件(IGBT)驅(qū)動電路26，和開關(guān)元件6和7此時被接通和斷開。
如上所述，開關(guān)元件6和7同時斷開的時間間隔t1到t2、t3到t4以及t5到t6被當作“停滯時間DT”獲得。
在現(xiàn)有技術(shù)的系統(tǒng)中，停滯時間DT的時間間隔與頻率無關(guān)，是恒定(即，固定)的。作為改進的技術(shù)思想，這個停滯時間DT可以隨開關(guān)頻率而改變。在這個實施例中，當開關(guān)頻率低于預定開關(guān)頻率“f1”時，將停滯時間DT設(shè)置成預選非改變值(要不然，輕微增加值)，而當開關(guān)頻率高于預定開關(guān)頻率“f1”時，使停滯時間DT增加。
因而，將參照圖12(b)對當開關(guān)頻率低于預定開關(guān)頻率f1時，停滯時間DT變成預定非改變值的基本思想加以描述。
在這個圖形中，當開關(guān)頻率高時(實線所示)，正如前面在圖12(a)中應(yīng)用實線的電位VQ8C和VQ7C和三角形波說明的那樣，可以保證時刻t1與時刻t2之間的時間間隔成為電位VQ8C和VQ7C與三角形波之間的停滯時間DT。在時刻t1，電位VQ7C變成低于三角形波的電位，和比較器輸出變成0。在時刻t2，三角形波的電位變成高于電位VQ8C，和比較器輸出變成1。
然后，當開關(guān)頻率變低時，如實線所示的上述三角形波變成如虛線所示的三角形波，和這個三角形波的傾斜度變和緩了。因而，按照本發(fā)明，為了獲得與上述停滯時間DT相同的停滯時間DT，相應(yīng)偏移電壓以這樣的方式確定，那就是，三角形波的電位可能變成經(jīng)過交點“C1”和“C2”的電位“VQ7C1”和“VQ8C1”，交點“C1”和“C2”是從時刻t1和時刻t2畫到虛線所示的三角形波的垂直線與虛線所示的三角形波的交點。由于電阻R8和R7(參見圖13)具有恒定電阻值，所以將可能產(chǎn)生這樣偏移電壓的電流“I8”和“I7”供應(yīng)給相應(yīng)電阻R8和R7。
由于進行了上述切換操作，所以即使開關(guān)頻率發(fā)生變化，使三角形波從實線所示的三角形波變成虛線所示的三角形波，虛線所示的三角形波與兩個電位VQ7C1和“VQ8C1相交的時刻t1和時刻t2也可以變成實線所示的上述三角形波的相同時刻。結(jié)果，這個停滯時間DT與上述停滯時間DT相同。
圖13是示出有關(guān)停滯時間形成電路24的具體例子的電路圖。
在這個圖形中，符號Q01、Q02以及Q1到Q8示出了晶體管；和符號R1到R10表示電阻。假設(shè)流過晶體管Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6、Q7以及Q8的電流被分別定義成I1、I2、I3、I4、I5、I6、I7以及I8；晶體管Q5、Q6、Q7的發(fā)射極電位被分別定義成VQ5E、VQ6E、VQ7E；此外，晶體管Q7和Q8的集電極電位被分別定義成VQ7C和VQ8C。晶體管Q1和Q2構(gòu)成電流鏡像電路。類似地，晶體管Q1和Q04構(gòu)成電流鏡像電路；晶體管Q3和Q4構(gòu)成電流鏡像電路；和晶體管Q05和Q8構(gòu)成電流鏡像電路。晶體管Q04的輸出供應(yīng)給振蕩電路23(圖17)。
此外，晶體管Q1和Q3的發(fā)射極側(cè)與Vcc連接，和它們的集電極側(cè)分別與晶體管Q01和Q03的集電極側(cè)連接；晶體管Q01和Q03的發(fā)射極側(cè)分別與端點“MOD”和端點“DTADD”連接；和端點MOD和端點DTADD分別通過分壓電阻接地。晶體管Q01和Q03的基極側(cè)與晶體管Q02的發(fā)射極側(cè)連接，和晶體管Q02的集電極側(cè)接地。與調(diào)頻信號形成電路22(參見圖5)的輸出相對應(yīng)的振蕩頻率的控制電壓施加給晶體管Q02的基極。
由電阻R10、電阻R8、電阻R7以及電阻R9組成的串聯(lián)電路配備在電源電壓VCC(在這個電路中，12V)與相對于Vcc側(cè)的地之間。此外，晶體管Q8配備在電阻R10與電阻R8之間，而它的發(fā)射極側(cè)與電阻R10連接和它的集電極側(cè)與電阻R8連接。此外，晶體管Q7配備在電阻R9與電阻R7之間，而它的發(fā)射極側(cè)與電阻R9連接和它的集電極側(cè)與電阻R7連接。在電阻R8與電阻R7之間施加了1/2Vcc的電壓(在這個電路中，6V)。當將這個6V電壓設(shè)置成中心電壓時，上側(cè)電阻R8的電壓降是I8×R8，和下側(cè)電阻R7的電壓降是I7×R7。電流I8和電流I7兩者都隨頻率而改變。結(jié)果，電阻R7和R8的電壓降隨頻率而改變，從而當將6V的電壓設(shè)置成中心電壓時，偏移電壓VQ8C和VQ7C兩者都發(fā)生改變。
構(gòu)成電流鏡像電路的晶體管Q05的基極電壓施加給晶體管Q8的基極。如果晶體管Q05和Q8的相應(yīng)特性彼此相同和它們的相應(yīng)電阻值也彼此相同，那么，給出如下等式I6＝I7＝I8，I3＝I4。
注意，本發(fā)明不只局限于I1＝I2，I3＝I4，I6＝(I7＝I8)，而是可以修改它們。也就是說，這些電流可以存在直接關(guān)系。
應(yīng)該注意到，I7＝I8的條件是必需的。
接著，對停滯時間形成電路24的操作，即，當開關(guān)頻率低于或等于預定開關(guān)頻率時，停滯時間“DT”不改變，或稍有改變，而當開關(guān)頻率高于或等于預定開關(guān)頻率時，停滯時間“DT”增加加以描述。
1)下面給出在電流I3不流過的范圍(即，振蕩頻率低的范圍)內(nèi)DT不改變(或稍有改變)的理由在電流I3不流過的范圍中，可以建立起如下條件I1＝I2＝I5，VQ5E＝VQ6E＝VQ7E，和I5*R5＝I6*R6＝I7*R9＝I1*R5。
下面給出流過晶體管Q8和Q7的電流I8和I7I8＝I6＝I1*(R5/R6)，I7＝I1*(R5/R9)。
下面給出偏移電壓VR8和VR7VR8＝I8*R8＝{I1*(R5/R6)}*R8＝I1*R5*(R8/R6)，VR7＝I1*R5*(R7/R9)。
由于晶體管8和7的集電極電壓VQ8C和VQ7C是相對于6V加上/減去上述偏移電壓VR8和VR7計算出來的，這些集電極電壓用如下公式(1)表達VQ8C＝6V+VR8＝6V+I1*R5*(R8/R6)，VQ7C＝6V-VR7＝6V-I1*R5*(R7/R9)---(1)如前所述，由于頻率低的范圍(可以使停滯時間恒定)內(nèi)的電流I8和I7與三角形波的充電/放電電流I1成正比，可以將這些電流I8和I7用作將三角形波的充電/放電電流I1乘以幾個值獲得的電流值。這可以應(yīng)用如圖13所示的鏡像電流實現(xiàn)。也就是說，當將電流I6和I8兩者設(shè)置成與電流I5存在某種關(guān)系時，使電流I6等于電流I8。當將電流I7設(shè)置成與電流I5存在某種關(guān)系時，使電流I7等于電流I8。
圖14用曲線示出了停滯時間形成電路24擁有的電流-頻率特性。
在這個圖形中，符號I1、I3、I5分別示出了流過圖13的晶體管Q1、Q3、Q5的電流。電流I5等于I1+I3。
在振蕩頻率低于或等于預定開關(guān)頻率f1的范圍中，電流I1(I5)變成恒定(I51)，或輕微增加(IT2)。在振蕩頻率高于或等于預定開關(guān)頻率f1的范圍中，當將預定開關(guān)頻率f1用作拐點時，由于電流I3急劇地開始流過，所以總電流I5(＝I1+I3)迅速增大。
從有關(guān)偏移電壓VQ8C和VQ7C的上述公式(1)，以及圖14的電流-頻率特性中可以看出，在振蕩頻率低的范圍中，對于VQ8C和VQ7C，可以獲得與振蕩電路23的電容器的充電/放電電流I1成正比的偏移電壓。因而，如圖14所示，如果充電/放電電流I1變成恒定，那么，停滯時間DT變成恒定。此外，如果充電/放電電流I1輕微增加，那么，停滯時間DT也輕微增加。
2)相反，在電流I1流過的范圍(即，振蕩頻率高的范圍)中，停滯時間DT發(fā)生變化。在下面的說明中將說明這個理由。
在圖13中，在振蕩頻率低的范圍中，電流I3等于0，而在振蕩頻率高的范圍中，電流I3可以以上述方式流過。換句話說，當振蕩頻率控制電壓的晶體管Q02的發(fā)射極電位低于連接點DTADD上的電位時，與端點DTADD連接的晶體管Q3不接通(結(jié)果，電流I3不流過)。但是，當振蕩頻率控制電壓的晶體管Q02的發(fā)射極電位高于連接點DTADD上的電位時，由于與端點DTADD連接的晶體管Q3接通，所以電流I3開始流過。在圖14中，在振蕩頻率低于或等于預定開關(guān)頻率f1的范圍中，電流I51變成恒定，或電流I52輕微增加。在振蕩頻率高于或等于預定開關(guān)頻率f1的范圍中，已經(jīng)是0的電流I3開始迅速流動。結(jié)果，電流I5等于I1+I3。
在電流I3流過的范圍中，給出上述公式I5＝I2+I4＝I1+I3，I5*R5＝I6*R6＝I7*R9＝(I1+I3)*R5。
因而，通過如下公式(2)給出晶體管Q8和Q7的集電極電壓VQ8C和VQ7CVQ8C＝6V+VR8＝6V+(I1+I3)*R5*(R8/R6)，VQ7C＝6V-VR7＝6V-(I1+I3)*R5*(R7/R9)---(2)在通過將有關(guān)第一電容器41和第二電容器42的電容設(shè)置成適當電容值，從如圖3(a)所示的電路中省略第三電容器5形成的電路中也可以取得類似的效果。
從有關(guān)集電極電壓VQ8C和VQ7C的上述公式(2)和有關(guān)集電極電壓VQ8C和VQ7C的圖14的關(guān)系中可以看出，可以獲得共同與電流I3成正比的偏移電壓。如圖14所示，當電流I3迅速增加時，由于晶體管Q8和Q7的集電極電位VQ8C和VQ7C變成電流I5(＝I1+I3)的函數(shù)，所以電流I5增加了。隨著這個電流I5的增加，晶體管Q8和Q7的集電極電位VQ8C和VQ7C也升高。然后，當相應(yīng)集電極電位VQ8C和VQ7C升高時，集電極電位VQ8C上升到超過如圖12所示的位置，和集電極電位VQ7C下降到低于如圖12所示的位置，從而對應(yīng)于停滯時間DT的起點的三角形波與集電極電位VQ7C之間的交點提前，和對應(yīng)于停滯時間DT的終點的三角形波與集電極電位VQ8C之間的交點延遲。結(jié)果，使停滯時間DT的寬度比如圖所示的寬度更寬。
圖15表示了與上述第(2)項“當開關(guān)頻率超過預定開關(guān)頻率時，停滯時間DT隨開關(guān)頻率的升高連續(xù)地增加”有關(guān)的各種例子。圖16表示了與上述第(3)項“當開關(guān)頻率超過預定開關(guān)頻率時，停滯時間DT隨開關(guān)頻率的升高以步進的方式增加”有關(guān)的例子。
在圖15(a)中，在低于或等于預定開關(guān)頻率“f1”的開關(guān)頻率上使停滯時間DT恒定(要不然，輕微增加)，而在高于或等于預定開關(guān)頻率“f1”的開關(guān)頻率上停滯時間DT迅速增加。
圖15(b1)、15(b2)和15(b3)示出了圖15(a)的例子。
圖15(b1)表示了在低于或等于圖15(a)的預定頻率f1的開關(guān)頻率上上述停滯時間的恒定值或輕微增加值像L11、L12、L13那樣可變，此外，在高于或等于預定開關(guān)頻率f1的開關(guān)頻率上停滯時間DT的迅速增加值L2像L21、L22、L23那樣可變的曲線圖。
這個數(shù)值變化操作可以通過改變圖13的端點“DTMULTI”的電阻R5與電阻R6的比值實現(xiàn)。換句話說，由于I5*R5＝I6*R6，如果電阻R5與電阻R6的比值發(fā)生改變，那么，電流I5與電流I6的比值也發(fā)生改變。由于電流I6決定電流I7和I8的值，如果電流I5與電流I6的比值發(fā)生改變，那么，與電流I5有關(guān)的電流I7和I8的值也發(fā)生改變，從而相對于6V的偏移電壓也發(fā)生改變。結(jié)果，停滯時間DT也發(fā)生改變。如果應(yīng)用上述電路布置，那么，甚至在相同的頻率下停滯時間DT也可能發(fā)生改變。
圖15(b2)示出了在圖15(a)的預定開關(guān)頻率f1上停滯時間DT的傾斜度像L24、L25、L26那樣可變的曲線圖。
這個傾斜度根據(jù)位于觸點DTADD的上/下位置上的電阻R31和電阻R32的總電阻值確定。當總電阻值大時，根據(jù)電源電壓Vcc輕微地流入電流，使停滯時間DT的傾斜度變小(L26)。相反，當總電阻值小時，根據(jù)電源電壓Vcc大量地流入電流，使停滯時間DT的傾斜度變大(L24)。換句話說，當電流I3大量流入時，電流I7和I8兩者大量增加。結(jié)果，電阻R7和R8兩端的電壓降增加，因此，相對于6V的偏移電壓也增加。因而，晶體管Q8和Q7的集電極電壓按照上述公式(2)增加。
應(yīng)該注意到，如果振蕩頻率變高，那么，沿著變窄的方式影響停滯時間DT。但是，可以沿著停滯時間DT可能進一步延長的方式影響偏移電壓的增加。
圖15(b3)示出了構(gòu)成圖15(a)的拐點的預定開關(guān)頻率f1變化成“f0”和“f2”的曲線圖。
這個拐點可以通過端點DTADD的上/下位置上的電阻R31和R32的電阻比來改變。換句話說，當施加給晶體管Q02的基極的振蕩頻率控制電壓超過通過這個電阻比確定的電壓時，電流I3開始流過。結(jié)果，這個電阻R31和R32的電阻比構(gòu)成拐點。如果電阻R31＞電阻R32，那么，通過電阻比確定的電壓就低，從而電流I3在較早階段開始流過。當電流I3流過時，電流I7和I8也流過，從而出現(xiàn)電阻R7和R8兩端的電壓降，和相對于6V的偏移電壓增加。結(jié)果，晶體管Q8和Q7的集電極電壓按照上述公式(2)增加，和停滯時間DT在較早階段(f0)開始增加。相反，如果電阻R31＜電阻R32，那么，通過電阻比確定的電壓就高。結(jié)果，需要花費較長的時間才能讓電流I3開始流過，和停滯時間DT的增加在較晚階段(f2)開始。
圖16是說明停滯時間DT可變的第二實施例的曲線圖。
在圖15(a)中，當將構(gòu)成拐點的預定開關(guān)頻率f1定義成邊界點時，像表示成“L1”那樣，在低于或等于開關(guān)頻率f1的頻率上，停滯時間DT變成恒定或輕微增加，而像表示成“L2”那樣，在高于或等于開關(guān)頻率f1的頻率上，停滯時間DT迅速增加。在圖16中，按照開關(guān)頻率增加成f0、f1、f2、f3的條件，停滯時間DT分別像L3、L4、L5以及L6那樣以步進的方式增加。
這個步進結(jié)構(gòu)可以簡單地通過應(yīng)用像在15(b1)中說明的那樣能夠形成停滯時間L11、L12、L13的方式實現(xiàn)。換句話說，當如圖13所示的端點DTMULTI的電阻R5和電阻R6由諸如晶體管之類的可變電阻元件構(gòu)成時，電阻R5與電阻R6的電阻比可以在預定頻率上發(fā)生改變，從而可以獲得具有步進結(jié)構(gòu)的布置。
圖17是表示如圖5所示的振蕩電路的一個例子的電路圖。
振蕩電路23包含兩組比較器231和232。分壓電阻235的電壓V1施加給比較器231的反相輸入端“a(-)”；分壓電阻236的電壓V2(注意，V1＞V2)施加給比較器232的非反相輸入端“b(+)”；和電容器234的電壓施加給比較器231的非反相輸入端“b(+)”和比較器232的反相輸入端“a(-)”。
當非反相輸入端“b(+)”的電位低于反相輸入端“a(-)”的電位時，比較器231和232的每一個輸出“0”，和當非反相輸入端“b(+)”的電位超過反相輸入端“a(-)”的電位時，比較器231和232的每一個輸出“1”。
相應(yīng)運算放大器231和232的輸出輸入SR觸發(fā)器233的S端和R端中。SR觸發(fā)器233的非Q端的輸出構(gòu)成電容器234的充電/放電電路。
現(xiàn)在，如圖17所示，如果已經(jīng)形成電容器234的充電電路，那么，電容器234上的電位升高。輸出這個電容器234的電位。隨著這個電位升高，比較器231的非反相輸入端“b(+)”上的電位也升高；當該電位超過反相輸入端“a(-)的電位V1時，比較器231的輸出“1”施加給觸發(fā)器233的S端；和這個觸發(fā)器233的非Q端的輸出形成電容器234的放電電路。隨后，電容器234的電位下降，和輸出這個電容器234的電位。與這個電位相聯(lián)系，比較器232的非反相輸入端“b(+)”上的電位也下降，然后，當這個下降電位變成低于或等于反相輸入端“a(-)”的電位V2時，這個比較器232的輸出1施加給觸發(fā)器233的R端。因此，觸發(fā)器233的非Q端的輸出形成電容器234的充電電路。
如上所述，當輸出電容器234的充電/放電電位，就實現(xiàn)了三角形載波振蕩電路23。此外，三角形波的傾斜度根據(jù)充電電路“Ir”的幅度確定。
還應(yīng)該明白，作為根據(jù)本發(fā)明的由2-開關(guān)元件電橋驅(qū)動的高頻加熱設(shè)備的反相器電路，本發(fā)明不只局限于如圖5所示的高頻加熱設(shè)備，也可應(yīng)用于通過應(yīng)用電橋電路的臂由兩個開關(guān)元件構(gòu)成的開關(guān)元件的共振型電路系統(tǒng)布置的所有反相器電路。
圖18(a)-18(c)表示了這些反相器電路的3種類型。
在圖18(a)中，DC電源1以全波整流方式整流商用電源的AC電壓，以便獲得DC電壓VDC。DC電源1將這個DC電壓VDC施加給由第一電容器41和第二電容器42組成的串聯(lián)電路，并且，施加給由第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7構(gòu)成的串聯(lián)電路。由漏磁變壓器2的初級繞組3和第三電容器5構(gòu)成的串聯(lián)電路連接在一個結(jié)點和另一個結(jié)點之間。前一個所述結(jié)點在第一電容器41和第二電容器42之間形成，而后一個所述結(jié)點在第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7之間形成。驅(qū)動單元8供應(yīng)的控制信號施加給第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7的相應(yīng)基極。然后，將停滯時間形成電路24組裝在驅(qū)動單元8中。還應(yīng)該注意到，圖中省略了漏磁變壓器2的次級繞組和磁控管。
然后，能夠?qū)崿F(xiàn)本發(fā)明目的的控制信號轉(zhuǎn)換電路可以應(yīng)用于與圖5完全相同的那種電路。換句話說，在包含如下的高頻加熱設(shè)備中根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值形成控制信號的控制信號形成電路；根據(jù)控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/AC電流獲得的整流電壓/整流電流的調(diào)頻信號形成電路；和接收調(diào)頻信號形成電路的輸出的停滯時間形成電路，在控制信號形成電路與調(diào)頻信號形成電路之間配備具有能夠進一步降低控制信號的值的功能的控制信號轉(zhuǎn)換電路。具體地說，當這個控制信號轉(zhuǎn)換電路配有比較器時，控制信號形成電路的輸出被施加給比較器的一個輸入端，而串聯(lián)電路的兩個電阻之間的結(jié)點上的電位施加給比較器的另一個輸入端。串聯(lián)電路由插在另一個DC電源的正電位與比較器的輸出端之間的上述兩個電阻和二極管構(gòu)成。結(jié)果，在高頻加熱設(shè)備從啟動操作變成正常操作的時刻，由于電壓可以沒有任何時間延遲地升高，所以可以抑制輸入電流的過沖現(xiàn)象。因而，可以避免IGBT和磁控管損壞。
在圖18(b)中，DC電源1以全波整流方式整流商用電源的AC電壓，以便獲得DC電壓VDC。DC電源1將這個DC電壓VDC施加給由漏磁變壓器2的初級繞組3、第一電容器5和第二電容器43組成的串聯(lián)電路，并且，施加給由第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7構(gòu)成的串聯(lián)電路。由第一電容器5和第二電容器43構(gòu)成的結(jié)點與由第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7構(gòu)成的另一個結(jié)點短路。驅(qū)動單元8供應(yīng)的控制信號施加給第一半導體開關(guān)元件6和第二半導體開關(guān)元件7的相應(yīng)基極。然后，將停滯時間形成電路24組裝在驅(qū)動單元8中。還應(yīng)該注意到，圖中省略了漏磁變壓器2的次級繞組和磁控管。
然后，能夠?qū)崿F(xiàn)本發(fā)明目的的控制信號轉(zhuǎn)換電路可以應(yīng)用于與圖5完全相同的那種電路。換句話說，在包含如下的高頻加熱設(shè)備中根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值形成控制信號的控制信號形成電路；根據(jù)控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/AC電流獲得的整流電壓/整流電流的調(diào)頻信號形成電路；和接收調(diào)頻信號形成電路的輸出的停滯時間形成電路，在控制信號形成電路與調(diào)頻信號形成電路之間配備具有能夠進一步降低控制信號的值的功能的控制信號轉(zhuǎn)換電路。具體地說，當這個控制信號轉(zhuǎn)換電路配有比較器時，控制信號形成電路的輸出被施加給比較器的一個輸入端，而串聯(lián)電路的兩個電阻之間的結(jié)點上的電位施加給比較器的另一個輸入端。串聯(lián)電路由插在另一個DC電源的正電位與比較器的輸出端之間的上述兩個電阻和二極管構(gòu)成。結(jié)果，在高頻加熱設(shè)備從啟動操作變成正常操作的時刻，由于電壓可以沒有任何時間延遲地升高，所以可以抑制輸入電流的過沖現(xiàn)象。因而，可以避免IGBT和磁控管損壞。
圖18(c)是示出全波電橋電路的電路圖。
在圖18(c)中，DC電源1以全波整流方式整流商用電源的AC電壓，以便獲得DC電壓VDC。DC電源1將這個DC電壓VDC施加給由第一半導體開關(guān)元件61和第二半導體開關(guān)元件71構(gòu)成的串聯(lián)電路，并且，施加給由第三半導體開關(guān)元件62和第四半導體開關(guān)元件72構(gòu)成的串聯(lián)電路。由漏磁變壓器2的初級繞組3和第三電容器5構(gòu)成的串聯(lián)電路連接在一個結(jié)點和另一個結(jié)點之間。前一個所述結(jié)點在第一半導體開關(guān)元件61和第二半導體開關(guān)元件71之間形成，而后一個所述結(jié)點在第三半導體開關(guān)元件62和第四半導體開關(guān)元件72之間形成。可以省略第三電容器5。驅(qū)動單元8供應(yīng)的控制信號施加給第一半導體開關(guān)元件61、第二半導體開關(guān)元件71、第三半導體開關(guān)元件62以及第四半導體開關(guān)元件72的相應(yīng)基極。然后，將根據(jù)本發(fā)明的停滯時間形成電路24組裝在驅(qū)動單元8中。還應(yīng)該注意到，圖中省略了漏磁變壓器2的次級繞組和磁控管。
然后，能夠?qū)崿F(xiàn)本發(fā)明目的的控制信號轉(zhuǎn)換電路可以應(yīng)用于與圖5完全相同的那種電路。換句話說，在包含如下的高頻加熱設(shè)備中根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值形成控制信號的控制信號形成電路；根據(jù)控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/AC電流獲得的整流電壓/整流電流的調(diào)頻信號形成電路；和接收調(diào)頻信號形成電路的輸出的停滯時間形成電路，在控制信號形成電路與調(diào)頻信號形成電路之間配備具有能夠進一步降低控制信號的值的功能的控制信號轉(zhuǎn)換電路。具體地說，當這個控制信號轉(zhuǎn)換電路配有比較器時，控制信號形成電路的輸出被施加給比較器的一個輸入端，而串聯(lián)電路的兩個電阻之間的結(jié)點上的電位施加給比較器的另一個輸入端。串聯(lián)電路由插在另一個DC電源的正電位與比較器的輸出端之間的上述兩個電阻和二極管構(gòu)成。結(jié)果，在高頻加熱設(shè)備從啟動操作變成正常操作的時刻，由于電壓可以沒有任何時間延遲地升高，所以可以抑制輸入電流的過沖現(xiàn)象。因而，可以避免IGBT和磁控管損壞。
圖19是表示根據(jù)本發(fā)明的反相器電路的頻率-相位特性的曲線圖。在電壓低的0°和180°附近的相位中，開關(guān)頻率降低，而在90°和270°附近的相位中，開關(guān)頻率升高。結(jié)果，由于開關(guān)頻率在電壓低的0°和180°附近的相位中降低，輸出電流(電壓)與圖1的電流-使用頻率相對應(yīng)地變大。相反，由于開關(guān)頻率在90°和270°附近的相位中足夠高，開關(guān)頻率達到最大，和輸出電流(電壓)與圖1的電流-使用頻率相對應(yīng)地下降。結(jié)果，如圖20所示，輸出電壓在從0°到180°(180°到360°)的相位上可能變得基本一致。
與上述條件相聯(lián)系，在在圖19的頻率-相位特性中如虛線“F0”所示頻率不隨相位改變的情況下，由于甚至在電壓低的0°和180°附近的相位中頻率也很高，所以輸出電流(電壓)與圖1的電流-使用頻率相對應(yīng)地保持很小。結(jié)果，如圖20中的虛線“V1”所示，在0°和180°附近的相位中，不能獲得足夠高的電壓。
此外，圖19的實線“F1”示出了在使形成DC電源時CT轉(zhuǎn)換AC電流獲得的輸入電流“Iin(參見圖5)”等于參考電流“Ref”以便獲得零誤差的情況下的頻率-相位圖。另一條虛線“F2”表示了在輸入電流Iin大于參考電流Ref而且開關(guān)頻率升高以便減小圖1的使用范圍內(nèi)的電流的情況下的頻率-相位圖。虛線“F3”示出了在輸入電流Iin小于參考電流Ref而且開關(guān)頻率降低以便增加圖1的使用范圍內(nèi)的電流的情況下的頻率-相位圖。
在圖20中，符號“Vin”表示商用電源的電壓波形；位于電壓波形“Vin”上面的虛線“V1”代表在在所有相位上以某個恒定頻率進行切換操作的情況下的電壓波形；和符號“V0”表示像在圖19中說明的那樣調(diào)頻上述電壓產(chǎn)生的電壓(升壓變壓器的次級電壓)的波形。盡管這些電壓Vin、V1、V2的比值彼此大不相同，但為了易于觀察起見，將這些電壓表示在同一個圖上。如圖19的虛線“F0”所示，在不調(diào)制的恒定頻率的情況下升壓變壓器的次級電壓對應(yīng)于虛線“V1”，這個電壓波形與磁控管的非線性負載不匹配。相反，如圖19的線圖“F1”所示，由于在電壓低的0°和180°附近的相位中，開關(guān)頻率降低，而在90°和270°附近的相位中，開關(guān)頻率升高，所以輸出電流(電壓)在電壓低的0°和180°附近的相位中變大，相反，輸出電流(電壓)在90°和270°附近的相位中減小，如圖20的符號“V0”所代表的那樣，在定義成從0°到180°(180°到360°)的相位上甚至在任何相位中都可以在升壓放大器的次級側(cè)生成恒定電壓。這種波形與磁控管的非線性負載匹配。
還應(yīng)該注意到，在以忙閑度控制方式控制如圖5所示的開關(guān)元件(IGBT)6和7的情況下，這個停滯時間形成電路24可以對停滯時間DT的控制操作起作用。下面給出其理由也就是說，為了以連動方式升高/降低集電極電壓VQ7C和VQ8C，以便控制停滯時間DT，可以只改變這個6V的中心電壓。由于這個6V的中心電壓發(fā)生改變，兩個晶體管Q8和Q7的接通/斷開比也可以發(fā)生改變(即，忙閑度控制操作)。換句話說，當兩個晶體管Q7和Q8的忙閑度等于50∶50時(由于兩個晶體管Q7/Q8在12V的電源電壓下工作，當在6V的電壓下驅(qū)動兩個晶體管Q7/Q8時)，輸出電壓變成最高電壓。當在低于或高于6V的電壓下驅(qū)動兩個晶體管Q7/Q8時，這兩個晶體管Q7/Q8的集電極電壓VQ8C和VQ7C以連動方式同時升高和降低，因此，兩個晶體管Q8和Q7的接通/斷開比發(fā)生了改變。結(jié)果，輸出電壓降低了。但是，在這種情況下，由于在電阻R8和R7中產(chǎn)生的偏移電壓未改變，所以也可以保持恒定輸出電壓。因而，可以從上面的描述中明顯看出，在忙閑度控制操作中，這個可變停滯時間形成電路24也可以起作用，以便改變停滯時間。
如前所述，按照本發(fā)明，在包含如下的高頻加熱設(shè)備中根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值，或施加給磁控管的電壓與參考電壓之間的差值形成控制信號的控制信號形成電路；根據(jù)控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/電流獲得的整流電壓/整流電流的調(diào)頻信號形成電路；和接收調(diào)頻信號形成電路的輸出的停滯時間形成電路，在控制信號形成電路與調(diào)頻信號形成電路之間配備了具有能夠進一步降低(在正極性的情況下)控制信號的值的功能的控制信號轉(zhuǎn)換電路。具體地說，當這個控制信號轉(zhuǎn)換電路配有運算放大器時，控制信號形成電路的輸出被施加給運算放大器的一個輸入端，而串聯(lián)電路的兩個電阻之間的結(jié)點上的電位施加給運算放大器的另一個輸入端。串聯(lián)電路由插在另一個DC電源的正電位與運算放大器的輸出端之間的上述兩個電阻和二極管構(gòu)成。結(jié)果，在高頻加熱設(shè)備從啟動操作變成正常操作的時刻，由于電壓可以沒有任何時間延遲地升高，所以可以抑制輸入電流的過沖現(xiàn)象。因而，可以避免IGBT和磁控管損壞。
雖然上面參照特定實施方式詳細描述了本發(fā)明，但對于本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，顯而易見，可以自由地對本發(fā)明作各種修改/改變，而不偏離本發(fā)明的技術(shù)范圍和精神。本專利申請基于2004年4月28日提出的日本專利申請第2004-132640號，特此全文引用，以供參考。
工業(yè)可應(yīng)用性由于應(yīng)用了上面布置，在將操作從啟動操作切換到正常操作的瞬時，電壓可以沒有任何時間延遲地升高。因而，可以抑制輸入電流的過沖，從而可以防止與IGBT和磁控管有關(guān)的損壞。
權(quán)利要求
1.一種驅(qū)動磁控管的高頻加熱設(shè)備，包含DC電源，由AC電源、整流所述AC電源的AC電壓的整流電路以及平滑所述整流電路的輸出電壓的平滑電容器構(gòu)成；由兩個半導體開關(guān)元件構(gòu)成的串聯(lián)電路；漏磁變壓器的初級繞組和電容器連接而成的共振電路，所述串聯(lián)電路與所述DC電源并聯(lián)，而所述共振電路的一端與所述串聯(lián)電路的中心點連接和所述共振電路的另一端與AC等效電路中的所述DC電源的一端連接；驅(qū)動裝置，用于分別驅(qū)動所述半導體開關(guān)元件；與所述漏磁變壓器的次級繞組連接的整流裝置；與所述整流裝置連接的磁控管；控制信號形成電路，用于根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值，或施加給磁控管的電壓與參考電壓之間的差值形成控制信號；調(diào)頻信號形成電路，用于根據(jù)控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/電流獲得的整流電壓/整流電流；停滯時間形成電路，用于接收調(diào)頻信號形成電路的輸出；和控制信號轉(zhuǎn)換電路，具有能夠進一步降低(在正極性的情況下)所述控制信號的值的功能，并布置在所述控制信號形成電路和所述調(diào)頻信號形成電路之間。
2.一種驅(qū)動磁控管的高頻加熱設(shè)備，包含DC電源，由AC電源、整流所述AC電源的AC電壓的整流電路以及平滑所述整流電路的輸出電壓的平滑電容器構(gòu)成；兩組串聯(lián)電路，每組所述串聯(lián)電路由兩個半導體開關(guān)元件構(gòu)成；漏磁變壓器的初級繞組和電容器連接而成的共振電路，所述兩組串聯(lián)電路分別與所述DC電源并聯(lián)，而所述共振電路的一端與所述一個串聯(lián)電路的中心點連接和所述共振電路的另一端與另一個串聯(lián)電路的中心點中心點連接；驅(qū)動裝置，用于分別驅(qū)動所述半導體開關(guān)元件；與所述漏磁變壓器的次級繞組連接的整流裝置；與所述整流裝置連接的磁控管；控制信號形成電路，用于根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值，或施加給磁控管的電壓與參考電壓之間的差值形成控制信號；調(diào)頻信號形成電路，用于根據(jù)控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/電流獲得的整流電壓/整流電流；停滯時間形成電路，用于接收調(diào)頻信號形成電路的輸出；和控制信號轉(zhuǎn)換電路，其中，具有能夠進一步降低(在正極性的情況下)所述控制信號的值的功能，并布置在所述控制信號形成電路和所述調(diào)頻信號形成電路之間。
3.一種驅(qū)動磁控管的高頻加熱設(shè)備，包含DC電源，由AC電源、整流所述AC電源的AC電壓的整流電路以及平滑所述整流電路的輸出電壓的平滑電容器構(gòu)成；由兩個半導體開關(guān)元件構(gòu)成的串聯(lián)電路；漏磁變壓器的初級繞組和電容器連接而成的共振電路，所述串聯(lián)電路與所述DC電源并聯(lián)，而所述共振電路以并聯(lián)的方式與所述半導體開關(guān)元件之一連接；驅(qū)動裝置，用于分別驅(qū)動所述半導體開關(guān)元件；與所述漏磁變壓器的次級繞組連接的整流裝置；與所述整流裝置連接的磁控管；控制信號形成電路，用于根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值，或施加給磁控管的電壓與參考電壓之間的差值形成控制信號；調(diào)頻信號形成電路，用于根據(jù)控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源的AC電壓/電流獲得的整流電壓/整流電流；停滯時間形成電路，用于接收調(diào)頻信號形成電路的輸出；和控制信號轉(zhuǎn)換電路，具有能夠進一步降低(在正極性的情況下)所述控制信號的值的功能，并布置在所述控制信號形成電路和所述調(diào)頻信號形成電路之間。
4.根據(jù)權(quán)利要求1到3的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，所述控制信號轉(zhuǎn)換電路包含運算放大器；所述控制信號轉(zhuǎn)換電路的輸出被施加給所述運算放大器的一個輸入端，而串聯(lián)電路的兩個電阻之間的結(jié)點上的電位被施加給所述運算放大器的另一個輸入端；和所述串聯(lián)電路由所述兩個電阻和插在另一個DC電源的正電位與所述運算放大器的輸出端之間的二極管構(gòu)成。
5.根據(jù)權(quán)利要求1到3的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，所述控制信號轉(zhuǎn)換電路包含具有比較功能的放大器；所述控制信號形成電路的輸出被送入所述放大器的一個輸入端，而所述DC電源的正電位被送入所述放大器的另一個輸入端；和作為所述比較功能，通過導通/不導通二極管開關(guān)所述放大器的增益。
6.根據(jù)權(quán)利要求1到3的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，所述控制信號轉(zhuǎn)換電路包含具有比較功能的放大器；所述控制信號形成電路的輸出被送入所述放大器的一個輸入端，而所述放大器的另一個輸入端擁有將所述DC電源的正電位與所述控制信號形成電路的輸出相比較的比較器；和通過所述比較器開關(guān)所述放大器的增益。
7.根據(jù)權(quán)利要求1到6的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，在所述控制信號轉(zhuǎn)換電路在負極性下工作，而不是在所述正極性下工作的情況下，所述控制信號轉(zhuǎn)換電路使所述正極性下的各個信號反相。
8.根據(jù)權(quán)利要求1到7的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，根據(jù)磁控管振蕩感測裝置的感測信號開關(guān)所述控制信號。
9.根據(jù)權(quán)利要求1到8的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，所述停滯時間形成電路與開關(guān)頻率無關(guān)地使停滯時間恒定，或者輕微增加停滯時間。
10.根據(jù)權(quán)利要求1到8的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，所述停滯時間形成電路隨開關(guān)頻率的升高增加停滯時間。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的高頻加熱設(shè)備，其中，在低于或等于預定開關(guān)頻率的開關(guān)頻率上所述停滯時間形成電路使停滯時間恒定，或者輕微增加停滯時間。
12.根據(jù)權(quán)利要求10或權(quán)利要求11所述的高頻加熱設(shè)備，其中，在高于或等于預定開關(guān)頻率的開關(guān)頻率上所述停滯時間形成電路迅速增加停滯時間。
13.根據(jù)權(quán)利要求11或權(quán)利要求12所述的高頻加熱設(shè)備，其中，在低于或等于所述預定開關(guān)頻率的開關(guān)頻率上與所述停滯時間有關(guān)的恒定值或輕微增加值是可變的，而在高于或等于所述預定開關(guān)頻率的開關(guān)頻率上與所述停滯時間有關(guān)的迅速增加值也是可變的。
14.根據(jù)權(quán)利要求11到13的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，所述預定頻率是可變的。
15.根據(jù)權(quán)利要求1到8的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，所述停滯時間形成電路隨開關(guān)頻率的升高以步進的方式增加停滯時間。
16.根據(jù)權(quán)利要求1到15的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，所述停滯時間形成電路根據(jù)以與開關(guān)頻率的升高成正比的第一傾斜度改變的、以及以與所述預定開關(guān)頻率的第二傾斜度改變的正偏移電壓和負偏移電壓形成停滯時間。
17.根據(jù)權(quán)利要求1到16的任何一項所述的高頻加熱設(shè)備，其中，所述停滯時間形成電路包含VCC電源；負載控制電源；與開關(guān)頻率成正比變化的第一電流；從預定開關(guān)頻率流出和與開關(guān)頻率成正比地變化的第二電流；通過將所述第一電流和所述第二電流組合在一起并將該組合電流乘以預定系數(shù)產(chǎn)生的第三電流；和上/下電位形成裝置，用于形成通過將與所述第三電流成正比的正偏移電壓和負偏移電壓與所述負載控制電源的電壓相加得出的上電位和下電位；和所述可變停滯時間形成電路根據(jù)所述上電位和所述下電位形成停滯時間。
18.根據(jù)權(quán)利要求17所述的高頻加熱設(shè)備，其中，通過改變所述負載控制電源的電壓和所述開關(guān)頻率中的至少一個進行輸入功率控制操作或輸入電流控制操作。
全文摘要
一種在從啟動狀態(tài)變成穩(wěn)定狀態(tài)的時刻，可以抑制輸入電流的過沖，因此可以防止IGBT和磁控管損壞的高頻加熱設(shè)備。該高頻加熱設(shè)備包含控制信號形成電路，用于根據(jù)AC電源的輸入電流與參考電流之間的差值形成控制信號；調(diào)頻信號形成電路，用于利用來自控制信號形成電路的控制信號，校正通過整流AC電源獲得的整流電壓/整流電流；和停滯時間形成電路，用于接收來自調(diào)頻信號形成電路的輸出；其中，具有進一步降低控制信號的值的功能的控制信號轉(zhuǎn)換電路連接在控制信號形成電路和調(diào)頻信號形成電路之間。
文檔編號H05B6/66GK1951151SQ20058001375
公開日2007年4月18日 申請日期2005年4月22日 優(yōu)先權(quán)日2004年4月28日
發(fā)明者末永治雄, 守屋英明, 酒井伸一, 森川久, 松倉豐繼, 城川信夫 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社