專利名稱：符號(hào)分割式多重通訊裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及頻譜擴(kuò)散通信，特別是涉及可以高速同步，電力消耗低的符號(hào)分割式多重通訊裝置。
其它的多重通訊方式(FDMA，TDMA)，由于通訊品質(zhì)會(huì)慢慢變壞，因此，對(duì)于用戶數(shù)超過(guò)一定時(shí)是不允許的，而符號(hào)分割式多重通訊方式(CDMA)可以允許符號(hào)同步設(shè)定，因此，用戶數(shù)目可以增加。而且，抗干涉性、信號(hào)的隱蔽性、抗衰減性也優(yōu)越，因此，正獲得廣泛的應(yīng)用。
CDMA通訊裝置，在其發(fā)射裝置中，將應(yīng)該發(fā)送的基本頻帶數(shù)據(jù)乘以擴(kuò)散符號(hào)，再乘以載波電流，從天線發(fā)射出去。另外，在接收裝置中，設(shè)有與發(fā)射時(shí)的擴(kuò)散符號(hào)相位相同的擴(kuò)散符號(hào)，再使用相關(guān)器，取出基本頻帶數(shù)據(jù)。
以往，作為相關(guān)器已知有滑動(dòng)相關(guān)器，表面聲波(SAW)匹配濾波器，數(shù)字式大規(guī)模集成電路匹配濾波器等。
滑動(dòng)相關(guān)器利用判斷回路進(jìn)行同步導(dǎo)入，該判斷回路具有DLL(滯后鎖定回路)等，可以比接收信號(hào)更快地使擴(kuò)散符號(hào)循環(huán)。在滑動(dòng)相關(guān)器中，利用同步檢波或以它為標(biāo)準(zhǔn)的方法，去除載波成分，即，輸入頻率為芯片速率大小的信號(hào)。這種滑動(dòng)相關(guān)器具有必須芯片同步，并且在同步捕捉方面時(shí)間有欠缺的缺點(diǎn)。它還存在著不能將含有載波成分的接收信號(hào)輸入滑動(dòng)相關(guān)器中的缺點(diǎn)。
表面聲波(SAW)匹配濾波器可以高速的實(shí)現(xiàn)芯片同步，即使在射頻(RF)，中頻(IF)帶也可以使用。但是，由于擴(kuò)散符號(hào)要由SAW裝置的物理結(jié)構(gòu)決定，因此存在著符號(hào)變更困難，難于與長(zhǎng)的擴(kuò)散符號(hào)對(duì)應(yīng)的缺點(diǎn)。
數(shù)字式大規(guī)模集成電路匹配濾波器不需要芯片同步，并且具有擴(kuò)散信號(hào)容易變更的優(yōu)點(diǎn)，但具有消耗電力大的缺點(diǎn)。因?yàn)橄惹暗挠肅MOS集成電路技術(shù)制造的數(shù)字式大規(guī)模集成電路匹配濾波器的動(dòng)作速度慢，因此存在著一般只能在基本頻帶內(nèi)使用的缺點(diǎn)。
然而，近年來(lái)，移動(dòng)通訊(手提電話等)正在廣泛普及。作為這種移動(dòng)通信用的通訊方式，上述的CDMA(符號(hào)分割式多重通訊裝置)最引人注目。在這種移動(dòng)通信中使用的CDMA的相關(guān)器，希望能全部滿足下列要求。
a.可以與長(zhǎng)的擴(kuò)散符號(hào)對(duì)應(yīng)；b.在射頻(RF)，中頻(IF)帶也能動(dòng)作；c.擴(kuò)散符號(hào)具有可編程性；d.消耗電力少；e.為匹配濾波器形式。
但是，上述先前的各種相關(guān)器都不能完全滿足上述的各項(xiàng)要求。
因此，最近開(kāi)發(fā)了利用切換電容器(スイツチドキャパシタ)方式的相關(guān)器，并正在進(jìn)行實(shí)用化。這種相關(guān)器是對(duì)數(shù)字式大規(guī)模集成電路匹配濾波器的改良，與數(shù)字式大規(guī)模集成電路匹配濾波器比較，消耗電力僅為約1/10，但存在著動(dòng)作速度慢(最大為25MHz)，在射頻(RF)、中頻(IF)帶的匹配方面不能使用的缺點(diǎn)。
本發(fā)明是在這種背景下產(chǎn)生的，其目的是要提供一種符號(hào)分割式多重通訊裝置，該裝置能與長(zhǎng)的擴(kuò)散符號(hào)對(duì)應(yīng)，在RF，IF帶上也能動(dòng)作，擴(kuò)散符號(hào)的變更容易，而且消耗電力少。
本發(fā)明提供一種符號(hào)分割式多重通訊裝置，它具有接收裝置，電壓-電流轉(zhuǎn)換裝置，電流延遲裝置、加減法裝置和再現(xiàn)裝置。該接收裝置將電波轉(zhuǎn)換為接收的電氣信號(hào)；該電壓電流轉(zhuǎn)換裝置將上述電氣信號(hào)轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)；該電流延遲裝置利用時(shí)鐘脈沖的定時(shí)，依次讀入上述電流信號(hào)；該加減法裝置根據(jù)擴(kuò)散符號(hào)，對(duì)上述電流延遲裝置的各個(gè)輸出電流進(jìn)行加減運(yùn)算；該再現(xiàn)裝置可基于上述加減法裝置的輸出，再現(xiàn)發(fā)射信號(hào)。
在上述的符號(hào)分割式多重通訊裝置中，上述接收裝置將接收上述電波的該接收信號(hào)轉(zhuǎn)換為中頻信號(hào)。
另，在上述的符號(hào)分割式多重通訊裝置中，上述接收裝置接收上述電波，將該接收的電波還可轉(zhuǎn)換為基本頻帶信號(hào)。
在上述的符號(hào)分割式多重通訊裝置中，該上述電流延遲裝置由數(shù)目為上述擴(kuò)散符號(hào)的芯片(チツプ)數(shù)的2倍的電流觸發(fā)器構(gòu)成。
在上述的符號(hào)分割式多重通訊裝置中，上述電流觸發(fā)器由第一采樣/保持回路和第二采樣/保持回路串聯(lián)構(gòu)成。該第一采樣/保持回路利用第一時(shí)鐘脈沖的上升邊，對(duì)輸入電流采樣，而利用上述第一時(shí)鐘脈沖的下降邊，對(duì)輸入電流進(jìn)行保持。該第二采樣/保持回路利用第二時(shí)鐘脈沖的上升邊，對(duì)輸入電流采樣，而利用上述第二時(shí)鐘脈沖的下降邊，對(duì)輸入電流進(jìn)行保持。
在上述的符號(hào)分割式多重通訊裝置中，上述加減法裝置由擴(kuò)散符號(hào)輸出裝置，開(kāi)關(guān)裝置和減法裝置構(gòu)成。該擴(kuò)散符號(hào)輸出裝置輸出上述擴(kuò)散符號(hào)；該開(kāi)關(guān)裝置基于上述擴(kuò)散符號(hào)輸出裝置的輸出，分別將上述電流延遲裝置的各個(gè)輸出，與第一或第二電流路徑連接，進(jìn)行電流加法運(yùn)算；該減法裝置將上述第二電流路徑的電流，從上述第一電流路徑的電流中減去。
在上述的符號(hào)分割式多重通訊裝置中，上述減法裝置由第一、二電流反射鏡(カ-レントミラ-)回路串聯(lián)構(gòu)成，它將上述第二電流路徑的電流供給上述第一電流反射鏡回路的輸入端，并將上述第一電流路徑的電流，供給上述第一電流反射鏡回路的輸出端和上述第二電流反射鏡回路的輸入端，再?gòu)纳鲜龅诙娏鞣瓷溏R回路的輸出端獲得輸出。
在上述的符號(hào)分割式多重通訊裝置中，上述再現(xiàn)裝置由電流電壓轉(zhuǎn)換器和解調(diào)器構(gòu)成。該電流電壓轉(zhuǎn)換器將上述加減法裝置的輸出轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)；該解調(diào)器對(duì)上述電流-電壓轉(zhuǎn)換器的輸出進(jìn)行積分，再現(xiàn)發(fā)射信號(hào)。


圖1為表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的符號(hào)分割式多重通訊裝置的相關(guān)器構(gòu)成的方框圖；圖2為表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的符號(hào)分割式多重通訊裝置的構(gòu)成的方框圖3為表示圖1的V/IC101的構(gòu)成的回路圖；圖4為表示圖1的CDF/F1021的構(gòu)成的回路圖；圖5為表示圖1的模擬開(kāi)關(guān)1041的構(gòu)成的回路圖；圖6為表示圖1的電流加法器105的構(gòu)成的回路圖；圖7為表示圖1的V/IC107的構(gòu)成的回路圖；圖8為表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的符號(hào)分割式多重通訊裝置的動(dòng)作的時(shí)間圖；圖9為表示頻譜擴(kuò)散通訊的發(fā)射波的時(shí)間圖；圖10為表示CDF/F動(dòng)作的時(shí)間圖；圖11為表示圖1的CDF/F的另一構(gòu)成的回路圖；圖12為表示根據(jù)本發(fā)明的第二個(gè)實(shí)施例的符號(hào)分割式多重通訊裝置的構(gòu)成的方框圖；圖13為表示圖11所示的CDF/F的動(dòng)作的時(shí)間圖；圖14A與圖14B為表示本實(shí)施例的電流源的具體構(gòu)成圖。
以下，參照附圖來(lái)說(shuō)明本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例。圖2為表示根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的符號(hào)分割式多重通訊裝置(接收端)的構(gòu)成的方框圖。在圖2中，1為天線，它接收從后面要說(shuō)明的發(fā)射裝置中發(fā)出的發(fā)射波。2為混合器，它將接收的發(fā)射波和由局部信號(hào)發(fā)生器3輸出的信號(hào)混合，輸出IF(中頻)信號(hào)。4為載波同步檢波器，它可對(duì)混合器2的輸出進(jìn)行同步檢波。
5為相關(guān)器，它對(duì)由PN(模擬噪聲)符號(hào)發(fā)生器6產(chǎn)生的PN符號(hào)和載波同步檢波器的輸出取相關(guān)，輸出相關(guān)信號(hào)。作為這個(gè)PN符號(hào)，有m序列，Gold序列，正交序列，正交Gold系列，由沃爾什函數(shù)產(chǎn)生的正交序列等。7為采用積分器等構(gòu)成的解調(diào)器，它可基于相關(guān)器5的輸出，對(duì)基本頻帶數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)。
其次，參照?qǐng)D1來(lái)說(shuō)明圖2所示的相關(guān)器5的構(gòu)成。這個(gè)相關(guān)器與以往的相關(guān)器不同，它采用切換電流(切換電流匹配濾波器)方式，利用電流相加來(lái)檢測(cè)相關(guān)。在圖1中，101為V/IC(電壓/電流轉(zhuǎn)換器)，它將從端子T1輸入的信號(hào)Vin的電壓值，轉(zhuǎn)換為電流值Iin，從端子T2輸出。
圖3為表示圖1的V/IC101的構(gòu)成例子的圖。在這個(gè)圖中，OP1為將(-)端子和(+)端子的電壓差放大的運(yùn)算放大器，(+)端子與端子T1連接，(-)端子通過(guò)電阻R1接地。M10為將電壓轉(zhuǎn)換為電流，通過(guò)電阻R1，進(jìn)行源極接地的n溝道型MOS晶體管，其漏極與端子T2連接，柵極與運(yùn)算放大器OP1的輸出端子連接。本結(jié)構(gòu)稱為凹入(シンク)形的V/I轉(zhuǎn)換器，也可使用稱為源形的V/I轉(zhuǎn)換器。
其次，圖1中，1021，1022…102n(n為自然數(shù))為CDF/F(電流延遲觸發(fā)器)，它可利用輸入至端子T71～T7n的時(shí)鐘脈沖的定時(shí)，對(duì)由各個(gè)端子T61～T6n輸入的電流進(jìn)行采樣，并暫時(shí)保持，再利用輸入端子T81～T8n的時(shí)鐘脈沖的定時(shí)，從端子T91～T9n和端子T101～T10n輸出。
圖4為表示圖1的CDF/F1021(1022～102n結(jié)構(gòu)也相同)的構(gòu)成的一個(gè)例子的圖。這個(gè)CDF/F1021由保持電流的采樣保持回路SH1和SH2構(gòu)成。在采樣保持回路SH1的構(gòu)成中，M1為源極接地的n型MOS晶體管，漏極通過(guò)恒電流源A1，與電源Vdd連接，柵極與漏極連接，源極接地。M2也同樣為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A2，與電源Vdd連接，柵極通過(guò)開(kāi)關(guān)SW1，與n型MOS晶體管M1的柵極連接，源極接地。
上述的n型MOS晶體管為所謂的n溝道MOS場(chǎng)效應(yīng)管。另外，p型MOS晶體管為p溝道的MOS場(chǎng)效應(yīng)管。這些n型MOS晶體管和p型MOS晶體管，為當(dāng)在柵極上加上電壓時(shí)，在漏極/源極之間幾乎沒(méi)有電流流動(dòng)的增強(qiáng)型MOS場(chǎng)效應(yīng)管。也可以使用，當(dāng)在柵極上不加上電壓時(shí)，在漏極和源極之間有電流流動(dòng)的降低型(デプレツシヨン)MOS場(chǎng)效應(yīng)管，但在這種情況下，會(huì)有得不到在第一個(gè)實(shí)施例中所示的動(dòng)作特性的缺點(diǎn)。
作為基本構(gòu)成，在一個(gè)采樣和保持回路(即圖4的采樣保持回路SH1)中，恒電流源A1和A2的電流值相同。n型MOS晶體管M1，M2的“柵寬/柵長(zhǎng)”相同。另外，在圖4的采樣保持回路SH2中，恒電流源A3，A4，A5的電流值相同。采樣保持回路SH2的n型MOS晶體管M3，M4，M5的“柵寬/柵長(zhǎng)比”也相同。這樣，采樣保持回路SH1的輸入電流Iin和采樣保持回路SH1的輸出電流Is大小的絕對(duì)值相等。采樣保持回路SH2的輸入電流Is，從端子T91輸出的輸出電流Iout和從端子T101輸出的輸出電流的大小相等。圖1的開(kāi)關(guān)SW1，SW2，可以由n型MOS晶體管構(gòu)成。當(dāng)在柵極電壓上加上電源電壓Vdd時(shí)，n型MOS晶體管的漏極/源極處于導(dǎo)通狀態(tài)(ON)。當(dāng)柵極電壓為零時(shí)，源極/漏極處于遮斷狀態(tài)(OFF)。后面所述的圖11的開(kāi)關(guān)SW11，SW12，SW21，SW22也與上述開(kāi)關(guān)一樣，可以由n型MOS晶體管構(gòu)成。
這樣，當(dāng)一個(gè)CDF/F內(nèi)的電流值相等時(shí)，由于n個(gè)CDF/F可以用完全相同的回路構(gòu)成，因此，回路設(shè)計(jì)容易。也可以有意識(shí)地改變電流源的電流值和各個(gè)n型MOS晶體管的“柵寬/柵長(zhǎng)比”。但是，這時(shí)，由于各個(gè)采樣保持回路SH1和SH2的輸入電流和輸出電流的大小，隨著電流源的電流值大小和n型MOS晶體管的“柵寬/柵長(zhǎng)比”而變化，因此回路設(shè)計(jì)變得復(fù)雜。
開(kāi)關(guān)SW1，當(dāng)從端子T71輸入的時(shí)鐘脈沖W1為“1”時(shí)，接通，當(dāng)時(shí)鐘脈沖W1為“0”時(shí)，斷開(kāi)，它由MOS晶體管構(gòu)成。C1表示n型MOS晶體管M2的柵極/源極之間的寄生電容。
當(dāng)時(shí)鐘脈沖W1為“1”時(shí)，具體地作為電壓，加入Vdd。當(dāng)時(shí)鐘脈沖W1為“0”時(shí)，變?yōu)榱汶娢?。這樣，在開(kāi)關(guān)SW1和SW2由n型MOS晶體管構(gòu)成的情況下，當(dāng)時(shí)鐘脈沖W1為“1”時(shí)，開(kāi)關(guān)SW1接通，又當(dāng)時(shí)鐘脈沖W1為“0”時(shí)，開(kāi)關(guān)SW2斷開(kāi)。
在采樣保持回路SH2的構(gòu)成中，M3為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A3，與電源Vdd連接，柵極與漏極連接，源極接地。M4為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A4，與電源Vdd連接，柵極通過(guò)開(kāi)關(guān)SW2，與MOS晶體管M3連接，源極接地。M5也同樣為源極接地的MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A5，與電源Vdd連接，柵極與MOS晶體管M4的柵極連接，源極接地。
開(kāi)關(guān)SW2為當(dāng)從端子T81輸入的時(shí)鐘脈沖W2為“1”時(shí)，接通，而當(dāng)信號(hào)W2為“0”時(shí)斷開(kāi)的開(kāi)關(guān)，由MOS晶體管構(gòu)成。C2表示MOS晶體管M4的柵極和MOS晶體管M5的柵極的寄生電容。
n型MOS晶體管M4的漏極與端子T91連接，n型MOS晶體管M5的漏極與端子T101連接。另外，n型MOS晶體管M2的漏極與n型MOS晶體管M3的漏極連接。
其次，圖1的103為開(kāi)關(guān)回路，它是利用通過(guò)輸入端子T111～T11n的電流路徑，從端子T121～T12n輸入的信號(hào)，切換至端子13或端子14的回路，由模擬開(kāi)關(guān)1041，1042…104n構(gòu)成。這里，從PN符號(hào)發(fā)生器6(圖2)輸出的PN符號(hào)加上端子T121～T12n上。
圖5為表示圖1的模擬開(kāi)關(guān)1041(1042～104n也同一結(jié)構(gòu))的構(gòu)成的圖。在這個(gè)圖中，M20為n型MOS晶體管，其漏極與端子T111連接，源極與端子T131連接，柵極與端子T121連接。M21為p型MOS晶體管，其漏極與端子T111連接，源極與端子T141連接，柵極與上述端子T121連接。
模擬開(kāi)關(guān)的端子T131～端子T13n共同連接，再與圖1所示的T13連接。另外，模擬開(kāi)關(guān)的端子T141～端子T14n共同連接，再與圖1所示的T14連接。
其次，圖1的105為電流加法器，它使流入端子T15的電流和將流入端子T16的電流，利用反向裝置106反向后的電流相加，將加法的結(jié)果輸出至輸出端子T17。換言之，它將流入端子T16的電流，從流入端子T15的電流中減去，將其結(jié)果輸出至輸出端子T17。
圖6為表示圖1的電流加法器105的構(gòu)成例子的圖。在這個(gè)圖中，M30為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A30，與電源Vdd連接，同時(shí)，與端子T16連接，其柵極與漏極連接，源極接地。M31為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A31，與電源Vdd連接，同時(shí)與端子T15連接，柵極與MOS晶體管M30的柵極連接，源極接地。
M32為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A32，與電源Vdd連接，同時(shí)與端子T15連接，柵極與漏極連接，源極接地。M33為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A33與電源Vdd連接，同時(shí)與端子T17連接，柵極與n型MOS晶體管M32的柵極連接，源極接地。這里，恒電流源A30～A34的電流值相同。另外，由上述MOS晶體管M30，M31，恒電流源A30，A31構(gòu)成的回路，由MOS晶體管M32，M33，恒電流源A32，A33構(gòu)成的回路分別構(gòu)成電流反射鏡(カ-レントミラ-)回路。
作為基本構(gòu)成，電流源A30和A31的電流值相等，n型MOS晶體管M30和M31的“柵寬/柵長(zhǎng)比”相等。同樣，電流源A32和A33的電流值相等，n型MOS晶體管M32和M33的“柵寬/柵長(zhǎng)比”相等。這樣，可以進(jìn)行以下所示的動(dòng)作。
在這樣的構(gòu)成中，當(dāng)令從端子T16流入的電流為Im時(shí)，從端子T15流入MOS晶體管M31的電流也為Im。結(jié)果，當(dāng)令從端子T15流入的總電流為Ip時(shí)，從端子T15流入MOS晶體管M32的電流為(Ip-Im)，因而，從輸出端子T17向外部方向輸出的電流Iout為(Ip-Im)。
在電流源A30和A31的電流值，n型晶體管M30和M31的“柵寬/柵長(zhǎng)比”，電流源A32和A33的電流值，n型晶體管M32和M33的“柵寬/柵長(zhǎng)比”不相等的情況下，輸出電流一般為(αIp-βIm)。式中，α，β為由各個(gè)電流源的電流值和各個(gè)n型MOS晶體管的“柵寬/柵長(zhǎng)比”決定的值。
其次，圖1的107為I/VC(電流/電壓轉(zhuǎn)換器)，它將從端子T18輸入的電流值轉(zhuǎn)換為電壓值，從端子T19輸出。圖7為表示這個(gè)I/VC107的構(gòu)成例子的圖。在圖7中，OP2為運(yùn)算放大器，R2為插入運(yùn)算放大器OP2的(-)端子和輸出端之間的電阻。
在以上說(shuō)明中，使用回路記號(hào)作為電流源進(jìn)行了說(shuō)明。在實(shí)際的回路中，可以利用圖14A和14B所示的結(jié)構(gòu)。圖14A為取出包含圖4，圖6，圖11的電流源的回路部分的回路，在這個(gè)圖中，M301為n型MOS晶體管，其源極接地，柵極與漏極連接，另外，漏極通過(guò)電流源A30與電源Vdd連接。
圖14B為表示圖14A所示的電流源A301的具體回路的圖。在這個(gè)圖中，M302為n型MOS晶體管，與圖14A所示的M301為同一結(jié)構(gòu)。M303為p型MOS晶體管，其漏極與M302的漏極連接，源極與Vdd連接。在這個(gè)構(gòu)成中，當(dāng)M303的柵極上加上適當(dāng)?shù)碾妷篤EE時(shí)，p型MOS晶體管M303可作為電流源工作。電流源的電流J由p型MOS晶體管的“柵長(zhǎng)”，“柵寬/柵長(zhǎng)比”和柵極電壓決定。在回路構(gòu)成后，要控制電流源的電流J的情況下，可通過(guò)改變柵極電壓VEE進(jìn)行控制。
其次，參照?qǐng)D1，圖2和圖8，說(shuō)明上述一個(gè)實(shí)施例的動(dòng)作。圖8為表示頻譜擴(kuò)散的發(fā)射波的解調(diào)處理的圖。首先，圖2的天線1接收經(jīng)過(guò)頻譜擴(kuò)散調(diào)制、再由載波運(yùn)送的發(fā)射波。關(guān)于8A所示的接收的發(fā)射波，可利用圖9來(lái)說(shuō)明。圖9為用于說(shuō)明頻譜擴(kuò)散調(diào)制處理流程的波形圖。
圖9所示的數(shù)據(jù)組由128個(gè)芯片構(gòu)成。首先，在發(fā)送9A所示的基本頻帶數(shù)據(jù)“1”的情況下，將9B所示的PN符號(hào)和基本頻帶數(shù)據(jù)“1”相乘。
這里，PN符號(hào)稱為模擬噪聲符號(hào)。作為這個(gè)PN符號(hào)，已知有m序列符號(hào)，Gold符號(hào)，正交m序列符號(hào)，正交Gold符號(hào)，由沃爾什函數(shù)產(chǎn)生的正交符號(hào)等。特別是，在正交符號(hào)的情況下，具有以下的特性。自相關(guān)函數(shù)在相位差為零時(shí)，其相關(guān)值為最大值。而互相關(guān)函數(shù)，在相位差為零時(shí)，相關(guān)值為零。由于有這個(gè)特征，正交符號(hào)可說(shuō)是適用于CDMA通道分割的符號(hào)。根據(jù)本實(shí)施例的相關(guān)器5中，利用加在開(kāi)關(guān)矩陣103上的T121～T12n的信號(hào)，對(duì)于無(wú)論怎樣的符號(hào)都能進(jìn)行相關(guān)操作。
另外，通過(guò)經(jīng)乘法處理擴(kuò)散調(diào)制的9C的信號(hào)和9E所示的載波進(jìn)行乘法處理，可得到9D所示的頻譜擴(kuò)散的發(fā)射波。
又，例如，在發(fā)送基本頻帶數(shù)據(jù)“0”的情況下，擴(kuò)散調(diào)制的數(shù)據(jù)可得出相對(duì)于9C所示的波形相位相反的波形。對(duì)與9C相位相反的波形和9E所示的載波進(jìn)行乘法處理，可得出數(shù)據(jù)“0”的發(fā)射波。
其次，從圖2的天線輸入的，圖8中的8A所示的發(fā)射波，在混合器2中，與局部信號(hào)發(fā)生器3輸出的頻率信號(hào)混合變成頻率為載波和上述信號(hào)之差的頻率的IF(中頻)信號(hào)。再利用載波同步檢波器4對(duì)這個(gè)IF信號(hào)進(jìn)行檢波，轉(zhuǎn)換為基于9B所示的PN符號(hào)和基本頻帶數(shù)據(jù)的信號(hào)。另外，相關(guān)器5，對(duì)這個(gè)載波同步檢波器4的輸出信號(hào)和PN符號(hào)發(fā)生器6產(chǎn)生的PN符號(hào)取相關(guān)。這里，PN符號(hào)發(fā)生器6輸出的PN符號(hào)，當(dāng)然與上述的發(fā)射時(shí)的PN符號(hào)是相同的。
其次，詳細(xì)來(lái)說(shuō)明圖1所示的相關(guān)器5的動(dòng)作。首先，從載波同步檢波器4輸出的擴(kuò)散調(diào)制數(shù)據(jù)(參見(jiàn)圖8中的8B)，從端子T1輸入V/IC101中，這個(gè)V/IC101將它轉(zhuǎn)換為電流，然后依次地輸出至CDF/F1021中。另外，從這個(gè)V/IC101輸出的電流數(shù)據(jù)，基于時(shí)鐘脈沖W1和W2，依次向CDF/F1021～CDF/F102n移位，并讀入CDF/F1021～CDF/F102n中。
現(xiàn)在，利用圖4和圖10，詳細(xì)說(shuō)明CDF/F1021～CDF/F102n的動(dòng)作。圖10為表示CDF/F1021動(dòng)作的時(shí)間圖。時(shí)鐘脈沖W2為使時(shí)鐘脈沖W1相位反轉(zhuǎn)的時(shí)鐘脈沖。一般，時(shí)鐘脈沖W1和W2的“1”狀態(tài)可以為不重疊的狀態(tài)。
首先，在比圖10所示的時(shí)刻t1稍微前一點(diǎn)的時(shí)刻，從V/IC101流入CDF/F102的電流為10C所示的電流Iin。這個(gè)電流Iin從端子T61輸入MOS晶體管M1的漏極，當(dāng)恒電流源A1～A5的電流值分別為J時(shí)，流入MOS晶體管M1的電流值為(J+Iin)。
另外，在時(shí)刻t1，當(dāng)10A所示的時(shí)鐘脈沖W1為“1”，10B所示的時(shí)鐘脈沖W2為“0”時(shí)，通過(guò)開(kāi)關(guān)SW1(圖4)的關(guān)閉，MOS晶體管M1的柵極和MOS晶體管M2的柵極短路。開(kāi)關(guān)SW2打開(kāi)，MOS晶體管M3的柵極和MOS晶體管M4的柵極變?yōu)閿嚅_(kāi)狀態(tài)。
當(dāng)開(kāi)關(guān)SW1為“1”時(shí)，MOS晶體管M1和M2構(gòu)成電流反射鏡(カ-レントミラ-)回路，而與MOS晶體管M1相同的電流(J+Iin)流入MOS晶體管M2中。這樣，從MOS晶體管M2的漏極流入MOS晶體管M3的漏極的電流Is(參見(jiàn)圖4)為Is＝-Iin(參見(jiàn)圖10中的10D)。MOS晶體管M3的電流為(J-Iin)。另外，這時(shí)，MOS晶體管M2的柵極/源極之間的寄生電容C1被充電。上述的過(guò)程即為電流采樣過(guò)程。
其次，當(dāng)在時(shí)刻t2，時(shí)鐘脈沖W1為“0”，時(shí)鐘脈沖W2為“1”時(shí)，開(kāi)關(guān)SW1打開(kāi)，MOS晶體管M1的柵極和MOS晶體管M2的柵極處在斷開(kāi)狀態(tài)。這時(shí)，MOS晶體管M2的電流由寄生電容C1保持，因而，電流Is的值也保持為-Iin。這個(gè)過(guò)程即為電流的保持過(guò)程。
另一方面，當(dāng)在時(shí)刻t2，開(kāi)關(guān)SW2關(guān)閉時(shí)，MOS晶體管M3的柵極和MOS晶體管M4與M5的柵極短路。這樣，流入MOS晶體管M4和M5的電流，為與MOS晶體管M3的電流相同的電流(J-Iin)。結(jié)果，如10E所示，電流Iout(圖4)變?yōu)殡娏鱅in，電流Iout則從端子T91輸出。從端子T101輸出的電流也相同。這時(shí)，MOS晶體管M4，M5的柵極/源極之間的寄生電容C2充電。
其次，當(dāng)在時(shí)刻t3，當(dāng)時(shí)鐘脈沖W1為“1”，時(shí)鐘脈沖W2為“0”時(shí)，下一個(gè)電流數(shù)據(jù)被讀入采樣保持回路SH1中。這時(shí)，開(kāi)關(guān)SW2為“0”，而輸出電流Iout由寄生電容C2保持。
依次進(jìn)行上述的采樣和保持處理，這樣就可在CDF/F1021～102n中，依次設(shè)置與輸入端子T1的PN符號(hào)的各個(gè)芯片值相對(duì)應(yīng)的電流值。
其次，分別從CDF/F1021～102n輸出的電流，由開(kāi)關(guān)回路103集中在電流加法器105的端子T15或端子T16上，即進(jìn)行電流加法運(yùn)算。
例如，當(dāng)令CDF/F的數(shù)目為10，PN符號(hào)為1111110000時(shí)，CDF/F1021～1026的輸出電流，通過(guò)開(kāi)關(guān)回路103，流入端子T15，而CDF/F1027～10210的輸出電流，通過(guò)開(kāi)關(guān)回路103，流入端子T16。因此，CDF/F1021～1026的各個(gè)輸出電流之和的電流流入端子T15，而CDF/F1027～10210的各個(gè)輸出電流之和的電流流入端子T16。
另外，在電流加法器105中，端子T15的電流和使端子T16的電流反向的電流相加，其結(jié)果從端子T17輸出。因此，根據(jù)上述例子，當(dāng)在CDF/F1021～10210中設(shè)置與PN符號(hào)相同的電流數(shù)據(jù)1111110000時(shí)，電流加法器105的輸出電流為峰值(參見(jiàn)圖8中的8C)，因而，從I/VC107輸出峰值電壓。
即當(dāng)在CDF/F1021～102n中，設(shè)置與從PN符號(hào)發(fā)生器6(圖2)輸出的PN符號(hào)同相位的數(shù)據(jù)時(shí)，圖1的相關(guān)器5輸出正的峰值，而當(dāng)設(shè)置反相位的數(shù)據(jù)時(shí)，輸出負(fù)的峰值。亦即，利用CDF/F1021～102n接收PN擴(kuò)散調(diào)制的基本頻帶數(shù)據(jù)“1”時(shí)，輸出正的峰值，“0”時(shí)，輸出負(fù)的峰值。另外，這個(gè)峰值在解調(diào)器7(圖2)中進(jìn)行積分，回復(fù)至原來(lái)的基本頻帶數(shù)據(jù)。
根據(jù)上述實(shí)施例的電流相加型的相關(guān)器5，與使用先前的硅處理(Siプロセス)的CMOS大規(guī)模集成電路的數(shù)字式匹配濾波器比較，可以得到回路簡(jiǎn)單化、高速化和消耗電力低的顯著效果。以下，表示基于計(jì)算機(jī)仿真的兩者的比較。
CMOS大規(guī)模集成電路 電流加法型數(shù)字式匹配濾波器 相關(guān)器(128個(gè)芯片，7位) (128芯片，S/N40dB)①晶體管數(shù)加法部 75,770 8*1延遲部 50,176 3,584*2合計(jì)125,946 3,592②最高動(dòng)作頻率100MHz 4.46千兆赫(GHz)③消耗電力180mW(100MHz)202mW(4.46GHz)*1加法部-電流加法器105，*2延遲部-CDF/F1021～102n及開(kāi)關(guān)回路103。
這里，在CMOS大規(guī)模集成電路數(shù)字式匹配濾波器中，(128個(gè)芯片，7位)意味著PN符號(hào)的符號(hào)長(zhǎng)為128芯片，CMOS數(shù)字式匹配濾波器前段的A/D轉(zhuǎn)換器的量化位數(shù)為7位。采樣取雙重采樣，即用芯片速率2倍的頻率對(duì)匹配濾波器的輸入信號(hào)進(jìn)行采樣。CMOS大規(guī)模集成電路數(shù)字式匹配濾波器的最高動(dòng)作頻率為100MHz。
這意味著，作為芯片速率，可以進(jìn)行50兆赫(Mcps)的接收信號(hào)的相關(guān)操作。CMOS大規(guī)模集成電路數(shù)字式匹配濾波器的消耗電力為在電源電壓1.8V，100MHz的時(shí)鐘下，動(dòng)作時(shí)消耗的電力。消耗電力與動(dòng)作時(shí)鐘頻率成比例增加。這里所示的最高動(dòng)作頻率和消耗電力，為使用作為設(shè)計(jì)規(guī)則的0.2μm的CMOS處理時(shí)的回路值。
在電流加法型相關(guān)器中，(128芯片，S/N40dB)意味著PN符號(hào)的符號(hào)長(zhǎng)為128芯片。采樣為雙重采樣，即用芯片速率2倍的頻率對(duì)匹配濾波器的輸入信號(hào)進(jìn)行采樣。電流加法型相關(guān)器的最高動(dòng)作頻率為4.46千兆赫(GHz)。這是回路的截止頻率，相當(dāng)于最高動(dòng)作時(shí)鐘頻率。
由于是雙重采樣，最大動(dòng)作芯片速度為4.46GHz的一半(2.23千兆赫)。作為芯片速率，意味著可進(jìn)行50兆赫(Mcps)的接收信號(hào)的相關(guān)操作。在電流加法型相關(guān)器的情況下，消耗電力為與相關(guān)器的動(dòng)作時(shí)鐘頻率無(wú)關(guān)的一定值。這里，動(dòng)作頻率和消耗電力為使用作為設(shè)計(jì)規(guī)則的0.2μm的CMOS處理，動(dòng)作電源電壓為1.0V時(shí)的值。
這樣，根據(jù)上述實(shí)施例的相關(guān)器，與先前的CMOS大規(guī)模集成電路匹配濾波器比較，首先，晶體管數(shù)可大幅度減少。結(jié)果，在制造大規(guī)模集成電路時(shí)，大規(guī)模集成電路的芯片面積可以做得小，價(jià)格可以便宜。另外，先前的匹配濾波器，特別是加法部中必須要有多個(gè)晶體管，由于這樣，動(dòng)作速度只能在100MHz以下，射頻(RF)和中頻(IF)帶的匹配不可能。與其相對(duì)，上述實(shí)施例那樣的相關(guān)器，由于采用了電流加法運(yùn)算，加法部回路極其簡(jiǎn)單，結(jié)果，可得到4.46GHz的快速的動(dòng)作速度，因此，也可能達(dá)至RF、IF帶的匹配。
又，先前的匹配濾波器，動(dòng)作頻率越高，消耗電力越大。由于這樣，假如用1GHz的時(shí)鐘頻率工作，消耗電力可達(dá)1.8W。與此相對(duì)，上述實(shí)施例的相關(guān)器，由于使用電流相加運(yùn)算，頻率不會(huì)改變電力的消耗，即使在4GHz以上動(dòng)作，電力消耗也是200mW，這是其優(yōu)點(diǎn)。另外，在大規(guī)模集成電路的情況下，上述實(shí)施例的相關(guān)器可以用通常標(biāo)準(zhǔn)的大規(guī)模集成電路的工藝過(guò)程制造，這也是其優(yōu)點(diǎn)。
在使用利用切換電容的模擬匹配濾波器時(shí)，必須將具有非常精密的數(shù)值的電容導(dǎo)入大規(guī)模集成電路的工藝過(guò)程中，而在利用本電流加法型匹配濾波器時(shí)，可以利用通常供給所謂ASIC彎曲機(jī)(ベンダ-)的標(biāo)準(zhǔn)的Si處理，構(gòu)成全部回路。
圖11為表示圖1的CDF/F1021～CDF/F102n的另一構(gòu)成例子的回路圖。在這個(gè)圖中，M50為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A51，與電源Vdd連接，柵極通過(guò)開(kāi)關(guān)SW12與漏極連接。n型MOS晶體管M50的漏極，通過(guò)開(kāi)關(guān)SW11，與端子T16連接。
M51為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A52與電源Vdd連接，柵極通過(guò)開(kāi)關(guān)SW22與漏極連接。n型MOS晶體管M51的漏極通過(guò)開(kāi)關(guān)SW21與n型MOS晶體管M50的漏極連接，同時(shí)，又與端子T91連接。
M52為源極接地的n型MOS晶體管，其漏極通過(guò)恒電流源A53與電源Vdd連接，柵極與n型MOS晶體管M51的柵極連接。n型MOS晶體管M52的漏極與端子T101連接。
下面，參照?qǐng)D13來(lái)說(shuō)明圖11所示的CDF/F的動(dòng)作。令恒電流源A51～A53的電流為J。首先，當(dāng)在時(shí)刻t1，13A所示的時(shí)鐘脈沖W1為“1”，13B所示的時(shí)鐘脈沖W2為“0”時(shí)，開(kāi)關(guān)SW11一開(kāi)關(guān)SW12關(guān)閉，從端子T61輸入的13C所示的電流Iin供給n型MOS晶體管M50的漏極。
另外，流入n型MOS晶體管M50的電流為恒電流源A51的供給電流和電流Iin的合計(jì)電流以(J+Iin)。
其次，當(dāng)在時(shí)刻t2，時(shí)鐘脈沖W1為“0”，時(shí)鐘脈沖W2為“ 1”時(shí)，開(kāi)關(guān)SW11，SW12打開(kāi)，開(kāi)關(guān)SW21，SW22關(guān)閉。
這時(shí)，利用n型MOS晶體管M50的柵極/源極之間的寄生電容，將晶體管M50的電流保持為(J+Iin)。因此，Is為-Iin。結(jié)果，MOS晶體管M51的電流為(J-Iin)。同樣，MOS晶體管M52的電流也為(J-Iin)。
其次，當(dāng)在時(shí)刻t3，時(shí)鐘脈沖W1為“1”，W2為“0”時(shí)，開(kāi)關(guān)SW11，SW12，再次關(guān)閉，開(kāi)關(guān)SW21，SW22打開(kāi)。這時(shí)，MOS晶體管M51和M52的電流(J-Iin)由其柵極/源極之間的寄生電容保持，結(jié)果，作為電流Iout的電流Iin，從恒電流源A52流入端子T91。又，在這時(shí)，電流Iin也同樣，從MOS晶體管M52的漏極流入端子T101。
采用上述圖11的回路時(shí)，與上述的圖4的回路比較，可以減少恒電流源數(shù)目。
圖12為表示根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例的符號(hào)分割或多重通訊裝置(接收端)的構(gòu)成的方框圖。在這個(gè)圖中，201為天線，它接收從圖中沒(méi)有示出的發(fā)射器發(fā)出的發(fā)射波。202為混合器，它使接收的發(fā)射波與局部信號(hào)發(fā)生器3產(chǎn)生的信號(hào)波混合，輸出中頻(IF)信號(hào)。204為與圖1所示的相關(guān)器5同樣構(gòu)成的相關(guān)器，它可對(duì)可編程的PN符號(hào)發(fā)生器205產(chǎn)生的PN符號(hào)和IF信號(hào)取相關(guān)，輸出相關(guān)信號(hào)。206為解調(diào)器，它可以輸入的相關(guān)信號(hào)為基礎(chǔ)，再現(xiàn)基本頻帶信號(hào)。
另外，也可能作為數(shù)字式相關(guān)器構(gòu)成圖2所示的相關(guān)器5。這時(shí)，并列設(shè)置M個(gè)相關(guān)器5，在端子T1之前，量化位數(shù)連接M位的A/D轉(zhuǎn)換器，在端子T19后面，連接M位的D/A轉(zhuǎn)換器。
如圖12所示那樣，當(dāng)在IF(中頻)帶使用時(shí)，要如下那樣進(jìn)行設(shè)計(jì)。問(wèn)題是CDF/F的數(shù)目和動(dòng)作時(shí)鐘的頻率。當(dāng)令I(lǐng)F頻率為fIF，芯片長(zhǎng)為N，芯片速率為Cchip，采樣系數(shù)為Ms時(shí)，CDF/F的數(shù)目＝(N×fIF×Ms)÷Cchip式中采樣系數(shù)Ms，在雙重采樣時(shí)為2。當(dāng)令I(lǐng)F頻率(fIF)為200MHz，芯片長(zhǎng)(N)為128，芯片速率(Cchip)為500Mcps，進(jìn)行雙重采樣(Ms＝2)時(shí)，CDF/F的數(shù)目為(128×200(MHz)×2)÷50(Mcps)＝1024這時(shí)，由于是雙重采樣，因此，必須以200MHz的2倍的400MHz的采樣頻率進(jìn)行采樣。根據(jù)本發(fā)明的電流加法型相關(guān)器的最高動(dòng)作時(shí)鐘頻率，由各個(gè)CDF/F的動(dòng)作速度決定。即使CDF/F的段數(shù)增加，加法回路對(duì)動(dòng)作頻率也沒(méi)有影響。因此，如上所述，即使CDF/F的數(shù)目增加至1024，仍可能在4.46GHz以下高速動(dòng)作。因此，十分可能用400MHz進(jìn)行采樣。另一方面，使用先前的CMOS大規(guī)模集成電路數(shù)字式匹配濾波器，即使利用0.2μm的處理，速度受加法回路限制，只能用100MHz采樣。
如以上所述，采用本發(fā)明可得到下列效果。
(1)能夠與長(zhǎng)的擴(kuò)散符號(hào)對(duì)應(yīng)；(2)可以容易變更擴(kuò)散符號(hào)，可編程性優(yōu)越；(3)動(dòng)作速度快，即使在RF、IF帶，也能動(dòng)作；(4)消耗電力少，適合于作為攜帶用終端；(5)在大規(guī)模集成電路情況下，不需要特別的工藝過(guò)程，利用標(biāo)準(zhǔn)的Si處理，即可以制造大規(guī)模集成電路。
權(quán)利要求
1.一種符號(hào)分割式多重通訊裝置，其特征是它具有接收裝置，電壓-電流轉(zhuǎn)換裝置，電流延遲裝置，加減法裝置和再現(xiàn)裝置；該接收裝置將電波轉(zhuǎn)換為接收的電氣信號(hào)；該電壓-電流轉(zhuǎn)換裝置將上述電氣信號(hào)轉(zhuǎn)換為電流信號(hào)；該電流延遲裝置利用時(shí)鐘脈沖的定時(shí)，依次讀入上述電流信號(hào)；該加減法裝置根據(jù)擴(kuò)散符號(hào)，對(duì)上述電流延遲裝置的各個(gè)輸出電流進(jìn)行加減運(yùn)算；該再現(xiàn)裝置基于上述加減法裝置的輸出，再現(xiàn)發(fā)射信號(hào)。
2.如權(quán)利要求1所述的符號(hào)分割式多重通訊裝置，其特征是，上述接收裝置接收上述電波，將該接收的信號(hào)轉(zhuǎn)換為中頻信號(hào)。
3.如權(quán)利要求1所述的符號(hào)分割式多重通訊裝置，其特征是，上述接收裝置接收上述電波，將該接收的電波轉(zhuǎn)換為基本頻帶信號(hào)。
4.如權(quán)利要求1所述的符號(hào)分割式多重通訊裝置，其特征是，上述電流延遲裝置由數(shù)目為上述擴(kuò)散符號(hào)的芯片數(shù)的2倍的電流觸發(fā)器構(gòu)成。
5.如權(quán)利要求4所述的符號(hào)分割式多重通訊裝置，其特征是，上述電流觸發(fā)器由第一采樣/保持回路和第二采樣/保持回路串聯(lián)構(gòu)成；該第一采樣/保持回路利用第一時(shí)鐘脈沖的上升邊，對(duì)輸入電流采樣，而用上述第一時(shí)鐘脈沖的下降邊，對(duì)輸入電流進(jìn)行保持；該第二采樣/保持回路利用第二時(shí)鐘脈沖的上升邊，對(duì)輸入電流采樣，而用上述第二時(shí)鐘脈沖的下降邊，對(duì)輸入電流進(jìn)行保持。
6.如權(quán)利要求1所述的符號(hào)分割式多重通訊裝置，其特征是，上述加減法裝置由擴(kuò)散符號(hào)輸出裝置，開(kāi)關(guān)裝置和減法裝置構(gòu)成；該擴(kuò)散符號(hào)輸出裝置輸出上述擴(kuò)散符號(hào)；該開(kāi)關(guān)裝置基于上述擴(kuò)散符號(hào)輸出裝置的輸出，分別將上述電流延遲裝置的各個(gè)輸出，與第一或第二電流路徑連接，進(jìn)行電流相加運(yùn)算；該減法裝置將上述第二電流路徑的電流，從上述第一電流路徑的電流中減去。
7.如權(quán)利要求6所述的符號(hào)分割式多重通訊裝置，其特征是，上述減法裝置將第一、第二電流反射鏡回路串聯(lián)，將上述第二電流路徑的電流供給上述第一電流反射鏡回路的輸入端，將上述第一電流路徑的電流供給上述第一電流反射鏡回路的輸出端和上述第二電流反射鏡回路的輸入端，從上述第二電流反射鏡回路的輸出端獲得輸出。
8.如權(quán)利要求1所述的符號(hào)分割式多重通訊裝置，其特征是，上述再現(xiàn)裝置由電流-電壓轉(zhuǎn)換器和解調(diào)器構(gòu)成；該電流-電壓轉(zhuǎn)換器將上述加減法裝置的輸出轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)；該解調(diào)器對(duì)上述電流-電壓轉(zhuǎn)換器的輸出進(jìn)行積分，再現(xiàn)發(fā)射信號(hào)。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種符號(hào)分割式多重通信裝置,它可與長(zhǎng)的擴(kuò)散符號(hào)對(duì)應(yīng),可在RF、IF帶動(dòng)作,擴(kuò)散符號(hào)容易變更,且消耗電力少。其中相關(guān)器使用切換電流方式,利用電流相加運(yùn)算檢測(cè)相關(guān)。電壓/電流轉(zhuǎn)換器將輸入信號(hào)的電壓值轉(zhuǎn)換為電流值。電流觸發(fā)器可對(duì)轉(zhuǎn)換的電流用時(shí)鐘脈沖的時(shí)間序列進(jìn)行采樣和保持。開(kāi)關(guān)矩陣改變電流觸發(fā)器的輸出電流的流動(dòng)路徑。電流加法器可進(jìn)行開(kāi)關(guān)矩陣的輸出電流的加法運(yùn)算,對(duì)輸入信號(hào)和RN符號(hào)取相關(guān)。
文檔編號(hào)H04J13/00GK1191431SQ98100539
公開(kāi)日1998年8月26日 申請(qǐng)日期1998年2月17日 優(yōu)先權(quán)日1997年2月17日
發(fā)明者坪內(nèi)和夫, 益一哉, 藤田康仁 申請(qǐng)人:坪內(nèi)和夫