本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，具體涉及一種基于門限值的子載波分組方法。本發(fā)明涉及基于索引調(diào)制的正交頻分復(fù)用(ofdm-im)技術(shù)和交織索引調(diào)制正交頻分復(fù)用(isim-ofdm)技術(shù)。

背景技術(shù)：

正交頻分復(fù)用(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，ofdm)技術(shù)在第四代移動通信系統(tǒng)中扮演著重要的角色。ofdm系統(tǒng)可以有效對抗多徑效應(yīng)的同時又極大的提高了頻譜效率，但對頻偏較敏感同時又有著較高的峰均比(papr)。近些年，有學(xué)者提出頻域索引調(diào)制技術(shù)與正交頻分復(fù)用技術(shù)相結(jié)合，即基于索引調(diào)制的正交頻分復(fù)用(ofdm-im)技術(shù)。其思想是不僅激活子載波可以傳輸調(diào)制信號，而且可以傳輸其靜默子載波的位置信息，從而彌補靜默子載波不發(fā)送數(shù)據(jù)造成的損失。靜默子載波的存在使得多普勒頻移所帶來的子載波間的干擾降低，使得系統(tǒng)對頻偏不敏感。同時，大量靜默子載波的存在又降低了整個輸出符號的峰均比。

對于有n個子載波的ofdm-im，可以被分成g個塊，每個塊含有l(wèi)＝n/g個子載波。假設(shè)每個塊激活子載波個數(shù)為k，每個激活子載波被映射到m階的數(shù)字調(diào)制星座圖上。其余的l-k個子載波為靜默子載波。因此，對于任意一個子載波塊，為索引比特，c2＝klog2m為調(diào)制比特。每個塊的傳輸總比特就為c＝c1+c2。在ofdm-im系統(tǒng)，子載波塊x^g,g＝0,1,…,g-1是索引調(diào)制的基本單位：

x^g＝[0,…0,sg,0,0,…0,sg,1,0,…0,…sg,k-1,0,…0]^t

其中sg,k(k＝0,1,…,k-1)為m-qam星座點符號，定義λ為所有可能的發(fā)送信號向量的集合，則x^g∈λ。以l＝2,k＝1，bpsk調(diào)制為例，則λ為：

從而，一幀ofdm-im發(fā)射符號可以表示為：

x＝[x0,x1,…,xg-1]^t

通常，索引調(diào)制的正交頻分復(fù)用(ofdm-im)技術(shù)發(fā)射符號子載波鄰接放置。但由于實際衰落信道間存在相關(guān)性，降低了系統(tǒng)的誤碼率性能。因此，有學(xué)者提出交織子載波索引調(diào)制ofdm(isim-ofdm)技術(shù)，該技術(shù)是對傳統(tǒng)ofdm-im系統(tǒng)的改進(jìn)，主要思想是將相鄰子載波改為交織放置方式，這樣可以使每個子載波塊過的信道近似獨立，從而提高系統(tǒng)性能。

由于ofdm-isim采用子載波交織技術(shù)，每個塊中的子載波是不相鄰的，所以第g個塊的發(fā)送信號在頻域上就可以表示為：

一個ofdm-isim符號就可以表示為：

當(dāng)接收端采用最大似然檢測(ml,maximumlikelihood)時，ofdm-isim的ber并集界表達(dá)式為：

這里是第g個塊的成對出錯概率(pep,pairwiseerrorprobability)，可以近似表示為：

其中，h^g∈c^l×l表示信道相關(guān)系數(shù)矩陣，n0,f為噪聲功率，λ表示可能的發(fā)射信號與估計信號歐氏距離為dmin(h^g)的平均個數(shù)，emin表示發(fā)射信號與估計信號的出錯比特個數(shù)。q(·)表示q函數(shù)，dmin(h^g)表示在信道為h^g的最小歐氏距離，表達(dá)式為：

由公式(2)可以看出，增大鄰近星座點的最小歐氏距離，ber性能可以得到改善。因此相對與傳統(tǒng)ofdm-im，ofdm-isim系統(tǒng)的ber性能更優(yōu)。但子載波交織分配并非最佳的分配方式。不同的信道信息對系統(tǒng)誤碼率的性能影響不同，因此，本發(fā)明通過估計獲取的信道信息，提出最優(yōu)的子載波分配方法，從而最大程度增大最小歐氏距離，改善系統(tǒng)誤碼率性能。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于，針對上述問題，提出最優(yōu)的子載波分配方法。

本發(fā)明的技術(shù)方案是：

ofdm索引調(diào)制系統(tǒng)中有n個子載波，包括以下步驟：

s1、將n個子載波分成m個塊，每個子載波塊包含l＝n/m個子載波，每個子載波塊中選擇k個子載波為激活載波,k<l，并根據(jù)發(fā)送比特進(jìn)行索引調(diào)制；

s2、根據(jù)信道信息，選取初始門限值集合t，集合長度為nt；

s3、根據(jù)門限值t(i),i∈nt，計算信道信息的f范數(shù)值，然后其分為兩組，小于t(i)的為hle，大于t(i)的為hgr；

s4、將hgr從大到小排序得到長度為ngr；hle從小到大排序得到長度為nle；若ngr>nle，得到序列：

否則得到序列：

其中表示的第j個值，同理表示的第j個值；

s5、根據(jù)公式

計算出在門限值取t(i)時的總歐氏距離di；

s6、循環(huán)s3到s5，計算出所有門限值對應(yīng)的總歐氏距離；選擇總歐氏距離最大的一組pl，將pl中每對匹配作為最終匹配結(jié)果ι，由公式得到最終子載波分組方法，其中x為初始發(fā)送信號，為最終分組后的發(fā)送信號。

本發(fā)明的技術(shù)方案，針對isim-ofdm子載波的交織分配并非最佳分配方式，提出一種基于門限值的子載波分配方法，按照門限值選擇信道信息，構(gòu)造合理的分組方式，最后遍歷多個門限值，得出最優(yōu)子載波分配方法。本發(fā)明的有益效果是：子載波不鄰接放置可以減弱信道間相關(guān)性，同時增大了一個ofdm-im塊符號的最小歐氏距離，提升系統(tǒng)誤碼率性能。除此之外，該方法相對于其他方法復(fù)雜度更低。

附圖說明

圖1是系統(tǒng)框圖；

圖2是bpsk調(diào)制下所提出的算法與isim-ofdm的ber性能對比示意圖；

圖3是qpsk調(diào)制下所提出的算法與isim-ofdm的ber性能對比示意圖；

具體實施方式

下面結(jié)合附圖和實施例，詳細(xì)描述本發(fā)明的技術(shù)方案：

實施例1

本例中，子載波數(shù)1024個，調(diào)制方式為bpsk調(diào)制，索引調(diào)制方式為兩個子載波為一個子塊，每個子塊中有一個子載波激活，另外一個子載波不激活。設(shè)定門限值集合為(0.1，0.2，0.3)。本例采用以下步驟：

步驟1：根據(jù)傳輸比特進(jìn)行索引調(diào)制和bpsk調(diào)制；

步驟2：設(shè)定門限值集合(0.1，0.2，0.3)，選取門限值t(i)＝0.1，將獲取的信道信息大于t(i)的分為hgr，小于t(i)的為hle；

步驟3：根據(jù)hgr、hle得到分組序列，并計算總歐式距離di；

步驟4：依次取遍門限集合中的所有門限值，計算所有門限值對應(yīng)的總歐式距離。選擇總歐氏距離最大的子載波分配序列ι；

步驟3：將調(diào)制好后的數(shù)據(jù)做兩種操作：一種是進(jìn)行isim-ofdm交織分組，每個子塊中的子載波間隔512；另一種進(jìn)行之前得到的分配序列ι分組；

步驟4：兩組數(shù)據(jù)分別過信道，并統(tǒng)計兩種方式得到ber。

根據(jù)圖2可得，基于門限值選擇的ofdm-im在相同條件下，可獲得比isim-ofdm更好的ber性能(圖2所示的結(jié)果是采用本例中的上述方法仿真20萬次獲得)。

實施例2

本例中，子載波數(shù)1024個，調(diào)制方式為qpsk調(diào)制，索引調(diào)制方式為兩個子載波為一個子塊，每個子塊中有一個子載波激活，另外一個子載波不激活。設(shè)定門限值集合為(0.1，0.2，0.3)。本例采用以下步驟：

步驟1：根據(jù)傳輸比特進(jìn)行索引調(diào)制和qpsk調(diào)制；

步驟2：設(shè)定門限值集合(0.1，0.2，0.3)，選取門限值t(i)＝0.1，將獲取的信道信息大于t(i)的分為hgr，小于t(i)的為hle；

步驟3：根據(jù)hgr、hle得到分組序列，并計算總歐式距離di；

步驟4：依次取遍門限集合中的所有門限值，計算所有門限值對應(yīng)的總歐式距離。選擇總歐氏距離最大的子載波分配序列ι；

步驟3：將調(diào)制好后的數(shù)據(jù)做兩種操作：一種是進(jìn)行isim-ofdm交織分組，每個子塊中的子載波間隔512；另一種進(jìn)行之前得到的分配序列ι分組；

步驟4：兩組數(shù)據(jù)分別過信道，并統(tǒng)計兩種方式得到ber。

根據(jù)圖2可得，基于門限值選擇的ofdm-im在相同條件下，可獲得比isim-ofdm更好的ber性能(圖2所示的結(jié)果是采用本例中的上述方法仿真20萬次獲得)。