本發(fā)明屬于5g通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，尤其涉及濾波器組多載波技術(shù)中的降低峰均值比的技術(shù)。
背景技術(shù)：
：目前，移動通信網(wǎng)絡(luò)正在由第四代移動通信技術(shù)(4g)向第五代移動通信技術(shù)(5g)演進(jìn)，5g波形和平臺需要具有高度靈活性和靈敏度，才能準(zhǔn)確地根據(jù)每個應(yīng)用的要求來部署合適的技術(shù)、頻譜和帶寬，并支持面向未來服務(wù)與終端類型的高效復(fù)用。4g中采用的正交頻分復(fù)用技術(shù)(ofdm)已不能很好地滿足5g的新特性，近年來，許多研究團(tuán)隊致力于尋找ofdm的替代波形，濾波器組多載波技術(shù)(fbmc)、通用濾波器多載波技術(shù)(ufmc)、廣義頻分復(fù)用技術(shù)(gfdm)[6]相繼被提出。gfdm最主要的優(yōu)點在于其卓越的靈活性，數(shù)據(jù)可通過跨時域和頻域的二維模塊結(jié)構(gòu)傳播，同時由于使用可調(diào)整的脈沖成形濾波器，使信號表現(xiàn)出好的頻率定位，因此，gfdm是一個有競爭力的5g波形的備選方案。gfdm作為一種典型的基于多載波調(diào)制的概念波形，輸出信號是多個子載波信號的疊加，當(dāng)各子載波信號的相位大概率一致時，勢必導(dǎo)致較高的峰均值功率比(papr)。papr過高使功率放大器易達(dá)到飽和，從而導(dǎo)致信號的非線性失真，降低系統(tǒng)ber性能，同時增加帶外功率泄漏，因此，如何有效抑制gfdm系統(tǒng)的峰均值功率比，是優(yōu)化系統(tǒng)性能的關(guān)鍵問題之一。文獻(xiàn)[al-juboorigr,doufexia,nixar.systemlevel5gevaluationofgfdmwaveformsinanlte-aplatform[c]//internationalsymposiumonwirelesscommunicationsystems.poznan:ieeepress,2016:335-340.]和文獻(xiàn)[rashwang,kenshis,matinm.analysisofpaprhybridreductiontechniquebasedonptsandslm[c]//ieee7thannualcomputingandcommunicationworkshopandconference.lasvegas:ieeepress,2017:1-4.]同時提到了利用選擇映射算法(slm)和部分序列傳輸技術(shù)(pts)使系統(tǒng)papr得到抑制，這兩種算法計算復(fù)雜度比較高，但不會改變gfdm信號的頻譜。文獻(xiàn)[sendreil，s,michailown,etal.iterativereceiverforclippedgfdmsignals[c]//internationalconferenceradioelektronika.bratislava:ieeepress,2014:1-4.]提出一種運用于接收端的基于限幅的迭代檢測干擾消除算法，在提高系統(tǒng)papr性能的同時緩解由于限幅引起的非線性失真，且迭代次數(shù)越多性能越好，但計算復(fù)雜度也就越高。文獻(xiàn)[sharifian,z,omidi,mj,farhang,a,etal.polynomial-basedcompressinganditerativeexpandingforpaprreductioningfdm[c]//internationalconferenceonelectricalengineering.tehran:ieeepress,2015:518-523.]提出一種基于多項式的壓擴(kuò)算法，該算法屬于一對一映射，在接收端可以通過相應(yīng)的逆變換恢復(fù)原始的發(fā)送信號，但在降低papr的同時也會增加運算量和犧牲ber性能。文獻(xiàn)[tiwaris,dasss,bandyopadhyaykk.precodedgeneralisedfrequencydivisionmultiplexingsystemtocombatinter-carrierinterference:performanceanalysis[j].ietcommunications,2015,15(9):1829-1841.]提出一種交織頻分多址技術(shù)(ifdma)來降低gfdm系統(tǒng)的papr，交織頻分多址技術(shù)可以看作一種多載波頻譜擴(kuò)展技術(shù)，不僅不會增加系統(tǒng)誤碼率而且可以降低非線性信道對gfdm信號的影響，但是對papr的抑制效果不夠理想。技術(shù)實現(xiàn)要素：本發(fā)明旨在解決以上現(xiàn)有技術(shù)的問題。提出了一種有效降低papr的基于預(yù)編碼矩陣的gfdm信號papr抑制方法。本發(fā)明的技術(shù)方案如下：一種基于預(yù)編碼矩陣的gfdm信號papr抑制方法，其包括以下步驟：步驟一：利用改進(jìn)預(yù)編碼矩陣對gfdm系統(tǒng)的每個時隙中的傳輸數(shù)據(jù)序列進(jìn)行線性變換，得到新的傳輸數(shù)據(jù)矩陣，所述改進(jìn)預(yù)編碼矩陣必須滿足兩個基本條件：一是行與行之間相互正交，二是矩陣元素的模值為1，；步驟二：對新得到的傳輸數(shù)據(jù)矩陣再通過gfdm調(diào)制，得到gfdm發(fā)送信號，gfdm發(fā)送信號加上循環(huán)前綴cp后，送入信道發(fā)送。進(jìn)一步的，所述改進(jìn)預(yù)編碼矩陣采用離散傅里葉變換矩陣、哈達(dá)碼變換矩陣、離散hartley變換矩陣中的一種。進(jìn)一步的，所述離散傅里葉變換預(yù)編碼矩陣的構(gòu)造包括：根據(jù)離散傅里葉變換性質(zhì)，離散傅里葉變換矩陣定義為m,n＝0,1,...,k-1，改寫成矩陣形式為：k表示總的載波數(shù)fk表示k階的離散傅里葉矩陣。進(jìn)一步的，所述哈達(dá)碼變換預(yù)編碼矩陣的構(gòu)造具體包括：根據(jù)哈達(dá)碼變換預(yù)編碼矩陣變換性質(zhì)，哈達(dá)碼變換預(yù)編碼矩陣是元素只含有-1和+1的正交矩陣，它是由循環(huán)定義產(chǎn)生的，具體構(gòu)造如下：m1＝[1],......要成功構(gòu)造哈達(dá)碼矩陣，k的大小要求必須滿足：k、k/12或k/20的值必須為2的冪。進(jìn)一步的，所述離散hartley變換預(yù)編碼矩陣的構(gòu)造具體包括：離散hartley變換是一種基于實數(shù)域的類似傅里葉變換的線性映射h:xn→hn，其中xn和hn都表示實數(shù)集，那么k點的離散hartley變換可以表示為：令由此推出離散hartley變換矩陣h＝{hm,n}k×k中的元素為：根據(jù)三角函數(shù)輔助角公式，等式(21)可以改寫成：再由歐拉公式，可以得到：而且所以hm,n的模值為1。本發(fā)明的優(yōu)點及有益效果如下：本發(fā)明利用正交的預(yù)編碼矩陣對各時隙傳輸?shù)膹?fù)數(shù)據(jù)序列進(jìn)行處理，降低各序列之間的相關(guān)性，從而使gfdm信號的瞬時功率降低，達(dá)到抑制gfdm系統(tǒng)papr的目的，而且由于本發(fā)明屬于線性處理過程，在接收端，可以通過預(yù)編碼矩陣的逆運算重建初始數(shù)據(jù)，所以本發(fā)明不會對系統(tǒng)的ber性能造成影響。附圖說明圖1是本發(fā)明提供優(yōu)選實施例gfdm系統(tǒng)發(fā)送端模型圖2基于預(yù)編碼矩陣的papr抑制算法模型圖3不同papr抑制算法的性能比較圖4高斯信道中不同算法的ber性能比較圖5k＝128不同算法的發(fā)送端復(fù)雜度圖6k＝128，i＝16不同算法的接收端復(fù)雜度比較具體實施方式下面將結(jié)合本發(fā)明實施例中的附圖，對本發(fā)明實施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、詳細(xì)地描述。所描述的實施例僅僅是本發(fā)明的一部分實施例。本發(fā)明解決上述技術(shù)問題的技術(shù)方案是：gfdm多載波系統(tǒng)發(fā)送端基本模型如圖1所示。二進(jìn)制序列b通過qam調(diào)制完成相應(yīng)的星座映射，得到一個由復(fù)數(shù)據(jù)符號組成的序列d＝(d0,d1,...,dn,...,dmk-1)t，經(jīng)過串并變換后形成k路包含m個符號的并行數(shù)據(jù)流dk＝{d0,k,d1,k,...,dm-1,k}t,(k＝0,1,...,k-1)，每路信號經(jīng)過采樣因子為n(n≥k，以滿足奈奎斯特準(zhǔn)則)的上采樣后，每個子載波上便具有mn個符號。然后進(jìn)入下一個關(guān)鍵步驟——濾波。gfdm系統(tǒng)最主要的優(yōu)勢之一就是可以靈活選擇濾波器的類型。每路信號用各自循環(huán)的脈沖成形濾波器進(jìn)行濾波，濾波器周期為mn，即其中g(shù)[n]表示原型濾波器。接著被各自子載波的中心頻率調(diào)制后疊加得到發(fā)送信號x[n]，為了緩解符號間干擾(isi)，在每個gfdm信號前加上循環(huán)前綴(cp)，最后將信號送入無線信道進(jìn)行傳輸。發(fā)送信號x[n]可以表示為：令gm,k表示原型濾波器g[n]脈沖響應(yīng)時移和頻移后的版本。等式(1)可以變型為：令n＝k，那么發(fā)送信號可以用線性矩陣表示為：x＝ad(3)若令gm,k＝(gm,k[n])t，等式(3)中的a可以表示為：a＝[g0,0,...,g0,n-1,g0,1,...,gm-1,n-1](4)假設(shè)信道脈沖響應(yīng)h等于或小于循環(huán)前綴cp的長度，同時接收端已知信道狀態(tài)信息且系統(tǒng)完美同步，當(dāng)移去循環(huán)前綴后，由接收信號時域采樣矢量y可以寫成：y＝hx+n(5)其中h大小為mn×mn的循環(huán)信道矩陣，其第一列為[ht0t]t。如果在agwn信道中，h＝i，且不需要循環(huán)前綴。接收信號y經(jīng)過頻域均衡(fde)對信道失真進(jìn)行補償?shù)玫剑簽榱讼蛞种朴捎谠谳d波間的非正交引起的載波間干擾(ici)，通常利用匹配濾波接收機(mf)、迫零接收機(zf)、最小均方誤差接收機(mmse)等三種線性gfdm接收機重建gfdm系統(tǒng)發(fā)送數(shù)據(jù)，于是分別有：mf接收機是保證在某一特定的時刻的輸出信噪比(snr)最大的線性接收機。若是ofdm系統(tǒng)，bmf＝ah可以將循環(huán)信道矩陣h對角化這是因為是對角矩陣，可以在沒有ici的前提下分開各子載波信道，但是在gfdm系統(tǒng)中，mf接收機卻不能完全消除ici，所以另一種線性接收機即——zf接收機被提出。然而由于本身具有較大的值，所以當(dāng)它和y相乘時，會導(dǎo)致噪聲放大，這是zf接收機潛在且固有的特征，噪聲放大會降低各自并行高斯信道的有效信道增益，在多徑信道中尤為明顯，但是這個不足之處，可以通過mmse接收機得到解決。其中，bmf，bzf，bmmse分別為mf、zf、mmse解調(diào)矩陣?；陬A(yù)編碼矩陣的papr抑制算法最早提出時用來降低ofdm系統(tǒng)的papr[14]，由于在gfdm信號的產(chǎn)生原理不同于ofdm，其初始信號是跨時域和頻域傳播的二維數(shù)據(jù)塊，所以該算法不能直接套用在gfdm中，本文對預(yù)編碼矩陣變換法進(jìn)行改進(jìn)，使其適用于gfdm系統(tǒng)。為此，本章首先分析gfdm信號的歸一化瞬時功率，得到：令為復(fù)數(shù)據(jù)符號平移后的版本，那么其自相關(guān)函數(shù)為：式中，rm(k1,k2)——同一時隙不同載波間符號的自相關(guān)函數(shù)將等式(11)代入等式(10)得到：從上式中可以看出，gfdm信號的瞬時歸一化功率與濾波器的歸一化功率以及同一時隙不同載波間信號的相關(guān)性有關(guān)。而papr為信號最大功率與平均功率的比值，所以要降低系統(tǒng)的papr可以從兩方面入手，一是降低濾波器的歸一化功率，二是如脈沖成形濾波器的歸一化功率一定，則可以考慮通過特殊的線性變換矩陣，破壞初始輸入數(shù)據(jù)之間的相關(guān)性，使信號的瞬時功率變小，從而使papr降低。接下來，本文對預(yù)編碼矩陣變換法進(jìn)行改進(jìn)，使其適用于gfdm。假設(shè)變換矩陣為p＝{pij}k×k，令xm＝{xm(k)}1×k，數(shù)據(jù)塊xm經(jīng)過線性變換矩陣p處理后得到其中這里pi為矩陣p的第i行矢量。此時x′m(k)的自相關(guān)函數(shù)為：其中，rp(i)為pi的自相關(guān)函數(shù)。由等式(15)可以得出結(jié)論：預(yù)編碼矩陣變換后的信號相關(guān)性由預(yù)編碼矩陣行與行間元素的相關(guān)性決定，因此選擇合適的預(yù)編碼矩陣對初始符號進(jìn)行處理，通過向初始符號間引入正交性來有效降低系統(tǒng)的峰均值功率比。這樣的預(yù)編碼矩陣必須滿足兩個基本條件：一是行與行之間相互正交，二是矩陣元素pi,j的模值為1。根據(jù)上述分析，本節(jié)基于預(yù)編碼矩陣的papr抑制算法(precoding-gfdm)，其數(shù)學(xué)模型如圖2所示。在該precoding-gfdm系統(tǒng)中，qam調(diào)制后的復(fù)數(shù)據(jù)符號序列d＝{dn}mk×1在m個時隙中和k個載波上傳播，所以有n＝mk+k。然后經(jīng)過預(yù)編碼矩陣變換，即每個dm左乘以一個k×k的預(yù)編碼矩陣p得到：其中dm＝{dm,0,...,dm,k,...,dm,k-1}t表示在第m個時隙傳播的包含k個復(fù)數(shù)據(jù)信號矢量。接著將得到的新的數(shù)據(jù)塊進(jìn)行g(shù)fdm調(diào)制，記調(diào)制矩陣為a，得到gfdm發(fā)送信號為：為了設(shè)計適合的預(yù)編碼矩陣，根據(jù)第3節(jié)分析知道，預(yù)編碼矩陣必須滿足兩個基本條件：一是行與行之間相互正交，二是矩陣元素的模值為1。目前滿足上述條件且效果比較好的預(yù)編碼矩陣有三種，分別是離散傅里葉變換矩陣(dft)[15]、哈達(dá)碼變換矩陣(wht)[16]及離散hartley變換矩陣(dht)[17]，由此可以得到三種基于預(yù)編碼矩陣的gfdm信號papr抑制方案。這三種預(yù)編碼的矩陣構(gòu)造如下：(1)離散傅里葉變換預(yù)編碼矩陣方案(dft-precoding)根據(jù)dft變換性質(zhì)，dft矩陣定義為m,n＝0,1,...,k-1，改寫成矩陣形式為：(2)哈達(dá)碼變換預(yù)編碼矩陣方案(wft-precoding)根據(jù)wft變換性質(zhì)，wft矩陣是元素只含有-1和+1的正交矩陣，它是由循環(huán)定義產(chǎn)生的，具體構(gòu)造如下：m1＝[1],......要成功構(gòu)造哈達(dá)碼矩陣，k的大小要求必須滿足：k、k/12或k/20的值必須為2的冪。(3)離散hartley變換預(yù)編碼矩陣方案(dht-precoding)離散hartley變換是一種基于實數(shù)域的類似傅里葉變換的線性映射h:xn→hn，其中xn和hn都表示實數(shù)集。那么k點的離散hartley變換可以表示為：令由此推出離散hartley變換矩陣h＝{hm,n}k×k中的元素為：根據(jù)三角函數(shù)輔助角公式，等式(21)可以改寫成：再由歐拉公式，可以得到：而且易見，所以hm,n的模值為1。在接收端，移去cp后經(jīng)過頻域均衡得到：其中wmn表示傅里葉矩陣，h表示信道，n表示高斯白噪聲。假設(shè)采用zf接收機對信號進(jìn)行處理，即bzf＝(aah)-1ah，解調(diào)之后得到的預(yù)編碼符號矢量為：其中為等效噪聲。最后通過等式(26)回復(fù)原始數(shù)據(jù)。在多載波系統(tǒng)中，常用復(fù)數(shù)乘法的次數(shù)來衡量系統(tǒng)實現(xiàn)的復(fù)雜度。設(shè)原始的gfdm發(fā)送端實現(xiàn)復(fù)雜度為ω，接下來本小節(jié)對不同papr抑制算法對系統(tǒng)計算成本的影響一一進(jìn)行分析。在發(fā)送端，clipping是直接對gfdm信號峰值進(jìn)行截取，沒有增加格外的運算量；pct算法將gfdm信號矢量的元素放入依次一個多項式壓縮器中，如果壓縮指令為p，那么每個元素經(jīng)歷的復(fù)數(shù)乘次數(shù)為(p+1)2/8，共有mk個元素；設(shè)slm算法遍歷搜尋最佳相位因子的次數(shù)為q，搜尋一次所需要的計算量為ω+mk；pts算法搜尋一次最佳相位因子的所需要的復(fù)數(shù)乘和slm算法一樣，設(shè)其分組數(shù)為v，可供選擇的相位旋轉(zhuǎn)因子數(shù)r，可知pts搜尋最佳相位旋轉(zhuǎn)因子的次數(shù)為vrv；dft-precoding、dht-precoding和wht-precoding一樣，都是分別將每個時隙的傳播的數(shù)據(jù)進(jìn)行矩陣變換，一次變換進(jìn)行k2次復(fù)數(shù)乘，所以增加的計算量為mk2。但是值得注意的是dft-precoding，可以利用fft降低實現(xiàn)復(fù)雜度，使增加的計算量變?yōu)閙klog2k。由等式(23)可知，dht矩陣變換相當(dāng)于一次fft和一次ifft后得到的信號序列再乘以復(fù)數(shù)1+j，所以增加的計算量為2mklog2k+mk。在接收端假設(shè)已知所有的邊帶信息且采用mf/zf接收機。clipping和pct都是使用的迭代接收機，設(shè)迭代次數(shù)為i，總結(jié)不同papr抑制算法的復(fù)雜度，得到表4.1。從表1中可以看出，在發(fā)送端，顯而易見clipping的復(fù)雜度最低。接下來比較pct和dft-precoding的復(fù)雜度。由于pct的計算量和p有關(guān)，若令k＝128，那么當(dāng)p>8時，pct的復(fù)雜度大于dft-precoding。slm的復(fù)雜度受搜尋次數(shù)q的影響，當(dāng)q值較小時，其復(fù)雜度小于wht-precoding，pts的復(fù)雜度隨分組數(shù)呈指數(shù)型增長在接收端，若時隙數(shù)m和載波數(shù)k保持不變，clipping和pct使用迭代的接收機對非線性失真進(jìn)行補償，使得接收端運算量大量增加。當(dāng)?shù)螖?shù)i一定，pct的復(fù)雜度大于clipping。假設(shè)接收端已知slm的最佳相位因子，那么slm反而成為所有算法中接收端復(fù)雜度最低的，其次是dft-precoding，再其次是dht-precoding，最后是wht-precoding。表1算法發(fā)送端復(fù)雜度ct接收端復(fù)雜度crclippingωi(2ω+km/2)pctω+km(p+1)2/8i[km(p+1)2/8+2ω+km/4]slmq(ω+km)ω+mkptsvrv(ω+mk)ω+mkdft-precodingω+mklog2kω+mklog2kdht-precodingω+2mklog2k+mkω+2mklog2k+mkwht-precodingω+mk2ω+mk2綜上所述，通過對不同算法的papr性能、ber性能以及實現(xiàn)復(fù)雜度進(jìn)行分析和比較，本文可以得出結(jié)論，上述所有的算法都能不同程度降低系統(tǒng)papr，其中clipping和pct的效果最好，但是在接收端，如果迭代次數(shù)比較少，會嚴(yán)重影響ber性能，迭代次數(shù)多又會大大增加接收端的復(fù)雜度。slm和預(yù)編碼算法都不會增加ber，但slm實現(xiàn)復(fù)雜度卻最高且papr抑制效果一般。預(yù)編碼算法中以dft-precoding的效果最佳，以引入少量的計算成本為代價，大大降低了系統(tǒng)的papr且不會引起信號的畸變。以上這些實施例應(yīng)理解為僅用于說明本發(fā)明而不用于限制本發(fā)明的保護(hù)范圍。在閱讀了本發(fā)明的記載的內(nèi)容之后，技術(shù)人員可以對本發(fā)明作各種改動或修改，這些等效變化和修飾同樣落入本發(fā)明權(quán)利要求所限定的范圍。當(dāng)前第1頁12