本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域,尤其涉及一種低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法。
背景技術(shù):
在無線通信系統(tǒng)中,發(fā)射信號經(jīng)過無線信道后,受信道多普勒效應(yīng)和多徑效應(yīng)的影響,會發(fā)生不同程度的畸變,為了消除信道對信號的影響,需要借助信道估計與均衡器。其中,信道估計精度對能否正確解調(diào)起著至關(guān)重要的作用。設(shè)計良好的信道估計算法可有效抵抗多普勒效應(yīng)和多徑效應(yīng)引起的碼間干擾,從而降低無線通信系統(tǒng)的誤碼率。在現(xiàn)有的信道估計算法中,迭代信道估計因其具有良好的估計性能被廣泛應(yīng)用,迭代信道估計的主要思想是將解調(diào)器或譯碼器輸出的數(shù)據(jù)作為已知信息,進(jìn)行重新調(diào)制或編碼,并利用重新生成的調(diào)制符號或編碼比特進(jìn)行迭代信道估計,從而提高信道估計的精度。lir,kain,chenk等人在文章“newmethodofimplementationforchannelestimationinltesystembasedongpp”(internationalicstconferenceoncommunicationsandnetworkinginchina,2012)中介紹了一種基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法,來解決信道估計問題。該方法的實施步驟是:第一,利用接收導(dǎo)頻信號和最小二乘ls算法估計得到導(dǎo)頻子載波上的信道響應(yīng);第二,利用導(dǎo)頻子載波上的信道響應(yīng)和線性插值方法計算出數(shù)據(jù)子載波上的信道響應(yīng)。該算法在準(zhǔn)靜態(tài)信道中能夠較精確地估計出信道頻域響應(yīng),并且該算法實現(xiàn)復(fù)雜度低。該方法存在的不足之處是:在多普勒效應(yīng)和多徑效應(yīng)比較嚴(yán)重的信道中,信道估計性能下降明顯。eriklindén在文章“iterativechannelestimationinlteuplink”(royalinstituteoftechnology,2014)中介紹了一種基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法,來解決移動信道估計問題。該方法的實施步驟是:第一,利用接收導(dǎo)頻信號和最小二乘ls算法估計得到導(dǎo)頻子載波上的信道響應(yīng);第二,利用導(dǎo)頻信號的信道估計響應(yīng)和線性插值方法來獲得數(shù)據(jù)子載波上的信道響應(yīng);第三,通過對接收信號進(jìn)行均衡、解映射及譯碼處理獲得軟譯碼數(shù)據(jù)信息;第四,利用軟譯碼數(shù)據(jù)信息進(jìn)行;第五,對重新編碼進(jìn)行第二次信道估計,并利用加權(quán)因子來提高其估計精度;第六,對接收信號進(jìn)行如上步驟的幾次迭代后,獲得最終的信道估計值。該算法利用軟譯碼數(shù)據(jù)信息進(jìn)行迭代信道估計,有效的提高了信道估計性能。該方法存在的不足之處是:由于該算法迭代過程中對軟譯碼數(shù)據(jù)信息進(jìn)行了重新編碼,因此,實現(xiàn)復(fù)雜度高,數(shù)據(jù)處理時延大,
并且在迭代次數(shù)較少時,算法收斂速度比較慢。
綜上所述,現(xiàn)有技術(shù)存在的問題是:現(xiàn)有迭代信道估計在時變多徑信道及迭代次數(shù)較少的情況下估計精度不高,導(dǎo)致系統(tǒng)誤碼率升高,系統(tǒng)性能下降。
技術(shù)實現(xiàn)要素:
針對現(xiàn)有技術(shù)存在的問題,本發(fā)明提供了一種低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法。
本發(fā)明是這樣實現(xiàn)的,一種低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法,所述低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法利用了解調(diào)器輸出的軟比特信息進(jìn)行迭代信道估計,無需重新編碼;使用權(quán)重因子來修正信道估計值;
所述權(quán)重因子計算公式如下:
其中,w<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k子載波上的權(quán)重因子值,
進(jìn)一步,所述低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法包括以下步驟:
步驟一,迭代信道估計初始化:用戶根據(jù)需求設(shè)定最大迭代次數(shù)m的值;將當(dāng)前迭代次數(shù)m置零;
步驟二,計算用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值;
步驟三,計算頻域均衡數(shù)據(jù),利用接收到的用戶頻域數(shù)據(jù)和用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值h<i,k>,計算出頻域均衡數(shù)據(jù)x<i,k>,計算公式如下:
其中,x<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上接收到的頻域均衡數(shù)據(jù),y<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上接收到的用戶頻域數(shù)據(jù),h<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值,<i,k>表示第i個單載波頻分多址sc-fdma符號中第k個子載波的位置序號,集合
步驟四,計算解調(diào)星座符號,對頻域均衡數(shù)據(jù)x<i,k>進(jìn)行離散傅里葉逆變換idft處理,計算出解調(diào)星座符號,計算公式如下:
其中,
步驟五,獲得軟比特信息;
步驟六,終止條件判斷;判斷當(dāng)前迭代次數(shù)m是否滿足迭代終止條件m>m,若當(dāng)前迭代次數(shù)m滿足終止條件,則終止迭代,并將調(diào)制器輸出的軟比特信息輸出;若不滿足終止條件,則執(zhí)行步驟七,并將當(dāng)前迭代次數(shù)m加1;
步驟七,計算重構(gòu)調(diào)制符號數(shù)據(jù):
步驟八,計算離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù),對步驟七中計算出的重構(gòu)調(diào)制符號數(shù)據(jù)
其中,
步驟九,計算離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的方差和協(xié)方差;
步驟十,利用導(dǎo)頻插入公式,計算組幀數(shù)據(jù),利用步驟八中計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)
其中,
步驟十一,利用加權(quán)最小二乘ls信道估計方法,計算加權(quán)l(xiāng)s信道估計值;
步驟十二,計算權(quán)重因子,利用權(quán)重因子計算公式,計算出權(quán)重因子,計算公式如下:
其中,w<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k子載波上的權(quán)重因子值,
步驟十三,計算零階多項式模型擬合系數(shù)和三階多項式模型擬合系數(shù)矩陣;
步驟十四,利用信道長度估計方法,獲得最優(yōu)信道長度lopt;
步驟十五,利用離散余弦變換dct濾波方法,計算出濾波后的三階多項式模型擬合系數(shù);
步驟十六,更新用戶處信道頻域特性值。
進(jìn)一步,所述步驟二具體包括:
(a):利用接收導(dǎo)頻數(shù)據(jù)和本地導(dǎo)頻數(shù)據(jù),按照下式計算導(dǎo)頻信道頻域特性值
其中,
(b):對導(dǎo)頻信道頻域特性值
其中,h<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值,
所述步驟五具體包括:
(a)按照下式計算出第i個sc-fdma符號對應(yīng)的信道平均能量值ei:
其中,h<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k子載波上的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值,md為離散傅里葉變換dft點數(shù),<i,k>表示第i個單載波頻分多址sc-fdma符號中第k個子載波的位置序號,
(b)利用解調(diào)星座符號
其中,
(c)按照下式計算軟比特信息
其中,
所述步驟七具體包括:
(a)按照下式計算軟比特信息
其中,
(b)按照下式計算軟比特信息
其中,
(c)利用概率
其中,
進(jìn)一步,所述步驟九具體包括:
(a)利用步驟八中計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)
其中,σ2表示離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的方差,md表示離散傅里變換dft點數(shù),nsub表示一個子幀中用戶數(shù)據(jù)sc-fdma符號總數(shù),
(b)利用步驟二中計算出的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值h<i,k>和步驟8中計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)
其中,δ表示離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的協(xié)方差值,h<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值,y<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上接收到的用戶頻域數(shù)據(jù),
所述步驟十一具體包括:
(a)利用計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的方差σ2,按照下式計算第i個sc-fdma符號對應(yīng)的方差
其中,
(b)利用計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的協(xié)方差δ,按照下式計算第i個sc-fdma符號對應(yīng)的協(xié)方差δi:
其中,δi表示第i個sc-fdma符號對應(yīng)的協(xié)方差,集合
(c)利用計算出的組幀數(shù)據(jù)
其中,
所述步驟十三包括:
(1)利用計算出的加權(quán)l(xiāng)s信道估計值
其中,
(2)利用計算出的加權(quán)l(xiāng)s信道估計值
其中,
其中,g(i)表示基函數(shù),
所述步驟十四具體包括:
1)按照下式對計算出的零階多項式模型擬合系數(shù)
其中,
2)按照下式計算信道總能量ec:
3)按照下式計算信道殘余噪聲方差:
其中,
4)按照下式計算信道殘余噪聲方差
其中,ρl表示信道長度為l時信道殘余噪聲方差
5)按照下式計算出最優(yōu)信道長度lopt:
其中,argmax表示使目標(biāo)函數(shù)取最小值時的變量值,γ表示用戶根據(jù)信道狀態(tài)設(shè)定的判決門限值。
進(jìn)一步,所述步驟十五具體包括:
(a)按照下式對計算出的三階多項式模型擬合系數(shù)矩陣
其中,
(b)利用計算出的最優(yōu)信道長度lopt,按照下式對dct變換值
(c)按照下式數(shù)據(jù)
其中,
進(jìn)一步,所述步驟十六具體包括:
(a)利用得到的濾波后的三階多項式模型擬合系數(shù)
其中,
(b)利用計算出的最新迭代信道頻域特性估計值
其中,<i,k>表示第i個單載波頻分多址sc-fdma符號中第k個子載波的位置序號,集合
(c)返回到步驟三。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種應(yīng)用所述低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法的無線通信系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種應(yīng)用所述低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法的sc-fdma系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種應(yīng)用所述低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法的ofdm系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一目的在于提供一種應(yīng)用所述低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法的移動無線通信系統(tǒng)。
本發(fā)明的優(yōu)點及積極效果為:可用于多普勒效應(yīng)和多徑效應(yīng)比較嚴(yán)重的無線通信系統(tǒng),例如sc-fdma(single-carrierfrequency-divisionmultiplexing)系統(tǒng)和ofdm(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)系統(tǒng)等,實現(xiàn)移動環(huán)境下的信道估計。由于本發(fā)明信道估計方法利用了解調(diào)器輸出的軟比特信息進(jìn)行迭代信道估計,無需重新編碼,克服了現(xiàn)有技術(shù)復(fù)雜度高和數(shù)據(jù)處理時延大的問題,使得本發(fā)明具有低復(fù)雜度和高處理速度的優(yōu)點,可適用于移動無線通信系統(tǒng);使用了權(quán)重因子來修正信道估計值,克服了現(xiàn)有技術(shù)估計精度低和迭代收斂速度慢的問題,大大提高了迭代信道估計的性能,適用于移動無線通信系統(tǒng)。
附圖說明
圖1是本發(fā)明實施例提供的低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法流程圖。
圖2是本發(fā)明實施例提供的低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法實現(xiàn)流程圖。
圖3是本發(fā)明實施例提供的實現(xiàn)結(jié)構(gòu)框圖。
圖4是本發(fā)明實施例提供的在信道多普勒頻移為546hz條件下的誤碼率性能仿真圖。
圖5是本發(fā)明實施例提供的在信道多普勒頻移為546hz條件下的吞吐率性能仿真圖。
圖6是本發(fā)明實施例提供的在信道多普勒頻移為819hz條件下的誤碼率性能仿真圖。
圖7是本發(fā)明實施例提供的在信道多普勒頻移為819hz條件下的吞吐率性能仿真圖。
具體實施方式
為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白,以下結(jié)合實施例,對本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解,此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明,并不用于限定本發(fā)明。
下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的應(yīng)用原理作詳細(xì)的描述。
如圖1所示,本發(fā)明實施例提供的低復(fù)雜度的加權(quán)l(xiāng)s軟迭代移動信道估計方法包括以下步驟:
s101:迭代信道估計初始化;計算用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值;計算頻域均衡數(shù)據(jù);
s102:獲得解調(diào)星座符號;計算軟比特信息;判斷終止條件;計算重構(gòu)調(diào)制符號數(shù)據(jù);計算dft預(yù)編碼數(shù)據(jù);計算dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的方差和協(xié)方差;
s103:插入導(dǎo)頻,計算組幀數(shù)據(jù);計算加權(quán)l(xiāng)s信道估計值和權(quán)重因子;計算零階和三階多項式模型擬合系數(shù);計算最優(yōu)信道長度;
s104:三階多項式模型擬合系數(shù)濾波;更新用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值。
下面結(jié)合具體實施例對本發(fā)明的應(yīng)用原理作進(jìn)一步的描述。
如圖2和圖3所示,本發(fā)明的實施例以ltesc-fdma系統(tǒng)為實施例給出了具體實現(xiàn)過程,其具體實現(xiàn)步驟如下:
步驟1:迭代信道估計初始化:
(1a)用戶根據(jù)需求設(shè)定最大迭代次數(shù)m的值;
(1b)將當(dāng)前迭代次數(shù)m置零。
步驟2:計算用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值:
(2a):利用接收導(dǎo)頻數(shù)據(jù)和本地導(dǎo)頻數(shù)據(jù),按照下式計算導(dǎo)頻信道頻域特性值
其中,
(2b):對導(dǎo)頻信道頻域特性值
其中,h<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值,
步驟3:計算頻域均衡數(shù)據(jù):
利用接收到的用戶頻域數(shù)據(jù)和用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值h<i,k>,計算出頻域均衡數(shù)據(jù)x<i,k>,計算公式如下:
其中,x<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上接收到的頻域均衡數(shù)據(jù),y<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上接收到的用戶頻域數(shù)據(jù),h<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值,<i,k>表示第i個單載波頻分多址sc-fdma符號中第k個子載波的位置序號,集合
步驟4:計算解調(diào)星座符號:
對頻域均衡數(shù)據(jù)x<i,k>進(jìn)行離散傅里葉逆變換idft處理,計算出解調(diào)星座符號,計算公式如下:
其中,
步驟5:獲得軟比特信息:
軟解調(diào)器利用最大后驗概率max-log-map解調(diào)方法對解調(diào)星座符號
(5a)按照下式計算出第i個sc-fdma符號對應(yīng)的信道平均能量值ei:
其中,h<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k子載波上的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值,md為離散傅里葉變換dft點數(shù),<i,k>表示第i個單載波頻分多址sc-fdma符號中第k個子載波的位置序號,
(5b)利用解調(diào)星座符號
其中,
(5c)按照下式計算軟比特信息
其中,
步驟6:終止條件判斷:
判斷當(dāng)前迭代次數(shù)m是否滿足迭代終止條件m>m,若當(dāng)前迭代次數(shù)m滿足終止條件,則終止迭代,并將調(diào)制器輸出的軟比特信息輸出;若不滿足終止條件,則執(zhí)行步驟(7),并將當(dāng)前迭代次數(shù)m加1。
步驟7:計算重構(gòu)調(diào)制符號數(shù)據(jù):
(7a)按照下式計算軟比特信息
其中,
(7b)按照下式計算軟比特信息
其中,
(7c)利用概率
其中,
步驟8:計算離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù):
對步驟7中計算出的重構(gòu)調(diào)制符號數(shù)據(jù)
其中,
步驟9:計算離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的方差和協(xié)方差:
(9a)利用步驟8中計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)
其中,σ2表示離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的方差,md表示離散傅里變換dft點數(shù),nsub表示一個子幀中用戶數(shù)據(jù)sc-fdma符號總數(shù),
(9b)利用步驟2中計算出的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值h<i,k>和步驟8中計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)
其中,δ表示離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的協(xié)方差值,h<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上的用戶數(shù)據(jù)處信道頻域特性值,y<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k個子載波上接收到的用戶頻域數(shù)據(jù),
步驟10:利用導(dǎo)頻插入公式,計算組幀數(shù)據(jù):
利用步驟8中計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)
其中,
步驟11:利用加權(quán)最小二乘ls信道估計方法,計算加權(quán)l(xiāng)s信道估計值:
(11a)利用步驟(9a)中計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的方差σ2,按照下式計算第i個sc-fdma符號對應(yīng)的方差
其中,
(11b)利用步驟(9b)中計算出的離散傅里葉變換dft預(yù)編碼數(shù)據(jù)的協(xié)方差δ,按照下式計算第i個sc-fdma符號對應(yīng)的協(xié)方差δi:
其中,δi表示第i個sc-fdma符號對應(yīng)的協(xié)方差,集合
(11c)利用步驟10中計算出的組幀數(shù)據(jù)
其中,
步驟12:計算權(quán)重因子:
利用權(quán)重因子計算公式,計算出權(quán)重因子,計算公式如下:
其中,w<i,k>表示第i個sc-fdma符號中第k子載波上的權(quán)重因子值,
步驟13:計算零階多項式模型擬合系數(shù)和三階多項式模型擬合系數(shù)矩陣:
(13a)利用步驟11中計算出的加權(quán)l(xiāng)s信道估計值
其中,
(13b)利用步驟11中計算出的加權(quán)l(xiāng)s信道估計值
其中,
其中,g(i)表示基函數(shù),
步驟14:利用信道長度估計方法,獲得最優(yōu)信道長度lopt:
(14a)按照下式對步驟(13a)中計算出的零階多項式模型擬合系數(shù)
其中,
(14b)按照下式計算信道總能量ec:
(14c)按照下式計算信道殘余噪聲方差:
其中,
(14d)按照下式計算信道殘余噪聲方差
其中,ρl表示信道長度為l時信道殘余噪聲方差
(14e)按照下式計算出最優(yōu)信道長度lopt:
其中,argmax表示使目標(biāo)函數(shù)取最小值時的變量值,γ表示用戶根據(jù)信道狀態(tài)設(shè)定的判決門限值。
步驟15:利用離散余弦變換dct濾波方法,計算出濾波后的三階多項式模型擬合系數(shù):
(15a)按照下式對步驟(13b)中計算出的三階多項式模型擬合系數(shù)矩陣
其中,
(15b)利用步驟14中計算出的最優(yōu)信道長度lopt,按照下式對dct變換值
(15c)按照下式數(shù)據(jù)
其中,
步驟16:更新用戶處信道頻域特性值。
(16a)利用(15)得到的濾波后的三階多項式模型擬合系數(shù)
其中,
(16b)利用步驟(16a)中計算出的最新迭代信道頻域特性估計值
其中,<i,k>表示第i個單載波頻分多址sc-fdma符號中第k個子載波的位置序號,集合
(16c)返回到第(3)步。
下面結(jié)合仿真對本發(fā)明的應(yīng)用效果作詳細(xì)的描述。
(1)仿真條件
仿真系統(tǒng)為ltesc-fdma系統(tǒng),系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如下:turbo編碼,碼率為1/3,帶寬為3mhz,256點fft,有效子載波數(shù)為180,載波頻率為2.6ghz。初始信道估計(0次迭代)采用基于最小二乘的線性插值信道估計方法,信道采用lte標(biāo)準(zhǔn)定義的eva信道模型,仿真多普勒頻移為546hz(相當(dāng)于移動速度為227km/h)與819hz(相當(dāng)于移動速度為340km/h)兩種情況。
(2)仿真內(nèi)容
仿真一:在多普勒頻移為546hz的eva道模型下,對基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法、基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)以及本發(fā)明方法這三種方法進(jìn)行仿真,仿真出誤塊碼率隨信噪比的性能曲線,如圖4所示。仿真二:在多普勒頻移為546hz的eva道模型下,對基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法、基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)以及本發(fā)明方法這三種方法進(jìn)行仿真,仿真出吞吐率隨信噪比的性能曲線,如圖5所示。仿真三:在多普勒頻移為819hz的eva信道模型下,對基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法、基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)以及本發(fā)明方法這三種方法進(jìn)行仿真,仿真出誤塊碼率隨信噪比的性能曲線,如圖6所示。仿真四:在多普勒頻移為819hz的eva信道模型下,對基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法、基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)以及本發(fā)明方法這三種方法進(jìn)行仿真,仿真出吞吐率隨信噪比的性能曲線,如圖7所示。
(3)仿真結(jié)果分析
從仿真結(jié)果圖4可看出,誤塊率為1e-4時本發(fā)明1次迭代比基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)的誤碼率性能提升了大約3.6db,比基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法1次迭代的誤碼率性能提升了大約0.6db,比理想信道估計的誤碼率性能低大約2.2db;本發(fā)明3次迭代比基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)的誤碼率性能提升了大約4.2db,比基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法3次迭代的誤碼率性能低大約0.2db,比理想信道估計的誤碼率性能低大約1.6db。從仿真結(jié)果圖5可看出,吞吐率為1mbit/s時本發(fā)明1次迭代基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)的吞吐率性能提升了大約3.6db,比基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法1次迭代的吞吐率性能提升了大約0.5db,比理想信道估計的吞吐率性能低大約1.1db;本發(fā)明3次迭代比基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)的吞吐率性能提升了大約3.8db,比基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法3次迭代的誤碼率性能低大約0.1db,比理想信道估計的誤碼率性能低大約0.9db。從仿真結(jié)果圖6可看出,誤塊率為1e-4時本發(fā)明1次迭代比基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)的誤碼率性能提升了大約6db,比基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法1次迭代的誤碼率性能提升了大約0.7db,比理想信道估計的誤碼率性能低大約3.2db;本發(fā)明3次迭代比基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)的誤碼率性能提升了大約6.7db,比基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法3次迭代的誤碼率性能低大約0.4db,比理想信道估計的誤碼率性能低大約2.5db。從仿真結(jié)果圖7可看出,吞吐率為1mbit/s時本發(fā)明1次迭代基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)的吞吐率性能提升了大約4.1db,比基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法1次迭代的吞吐率性能提升了大約0.5db,比理想信道估計的吞吐率性能低大約1.6db;本發(fā)明3次迭代比基于最小二乘ls的線性插值信道估計方法(0次迭代)的吞吐率性能提升了大約4.5db,比基于譯碼軟信息的迭代信道估計方法3次迭代的誤碼率性能低大約0.2db,比理想信道估計的誤碼率性能低大約1.2db。
仿真結(jié)果表明,本發(fā)明適用于不同的時變多徑信道,在迭代次數(shù)較少時能夠獲得良好的信道估計性能,尤其在1次迭代時能有效提高迭代的收斂速度。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已,并不用以限制本發(fā)明,凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等,均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。