技術(shù)特征：

1.一種基于雙級(jí)預(yù)失真的超寬帶復(fù)雜格式矢量調(diào)制誤差修正方法，其特征在于，其環(huán)路包括：標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)生成模塊、I級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器、II級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器、原點(diǎn)偏移補(bǔ)償器、傳輸通道和矢量調(diào)制器；

I級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器以成型濾波器預(yù)失真的方式，反向抵消誤差的幅相頻響起伏特性；II級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器將整個(gè)工作波段中經(jīng)過(guò)I級(jí)預(yù)失真均衡的具有寬帶特性的調(diào)制誤差即I/Q增益不平衡和增益不平衡正角度誤差予以修正；原點(diǎn)偏移補(bǔ)償器則通過(guò)模擬器件的方式修正窄帶特性調(diào)制誤差即載波泄露。

2.如權(quán)利要求1所述的一種基于雙級(jí)預(yù)失真的超寬帶復(fù)雜格式矢量調(diào)制誤差修正方法，其特征在于，具體包括以下步驟：

步驟(1)、寬帶矢量調(diào)制誤差幅相頻響特性測(cè)定：

首先，提出多參數(shù)可編輯嵌入式掃頻激勵(lì)信號(hào)模型，如式(1)：

V_i^c＝λ(k)sin(2πkft+ω(k))

V_q^c＝cos(2πkft) (1)

k＝1，2，…，N

在此模型中，V_i^c和V_q^c分別表示I/Q兩路注入激勵(lì)信號(hào)，λ和ω分別代表了掃頻信號(hào)的幅度增益和群時(shí)延；當(dāng)λ＝1且ω＝0時(shí)，式(1)是單音調(diào)制的標(biāo)準(zhǔn)基帶信號(hào)模型，將此模型式(1)中參數(shù)設(shè)為λ＝1ω＝0，嵌入到被測(cè)矢量信號(hào)發(fā)生器的基帶發(fā)生模塊中，通過(guò)調(diào)節(jié)λ和ω兩個(gè)參數(shù)，逐漸改善鏡像噪聲直至達(dá)到預(yù)定閾值；在完成全工作波段內(nèi)的各取樣點(diǎn)的參數(shù)調(diào)節(jié)之后，得到一組λ和ω的不同取值，這些取值的高低起伏特性即為信號(hào)寬帶矢量調(diào)制誤差幅相頻響特性；

步驟(2)、成型濾波器預(yù)失真：

首先，根據(jù)步驟(1)中測(cè)定的寬帶矢量調(diào)制幅相頻響特性，經(jīng)過(guò)增益參數(shù)取倒數(shù)、群時(shí)延參數(shù)取反的操作后，得到補(bǔ)償濾波器的理想幅相頻響特性；然后，經(jīng)過(guò)固定階數(shù)的fft變換得到一組與成型濾波器階數(shù)相同的補(bǔ)償濾波器參數(shù)；

然后，將得到的補(bǔ)償濾波器系數(shù)與原成型濾波器系數(shù)點(diǎn)乘，完成成型濾波器的預(yù)失真；

最后，將預(yù)失真后的濾波器系數(shù)嵌入到基帶信號(hào)發(fā)生模塊，完成工作波段調(diào)制誤差幅相頻響特性的均衡；

步驟(3)、基于數(shù)模融合的調(diào)制誤差修正：

步驟(31)，將傳輸通道和矢量調(diào)制器看成一個(gè)整體，輸入矢量寫(xiě)為：V^c＝[V_i^c，V_q^c]^T，輸出調(diào)制信號(hào)包絡(luò)V^m寫(xiě)為

V^m＝M(V^c+A)， (2)

其中，

式中，g_i和g_q為I/Q兩路基帶信號(hào)傳輸通道增益，a_i和a_q為直流偏置分量，為載波正交度誤差；

采取以下誤差補(bǔ)償器，

V^c＝CV^o+B， (4)

其中，

$B=\left[\begin{array}{c}{b}_i\\ b_q\end{array}\right]=-A.---\left(6\right)$

步驟(22)，進(jìn)行參數(shù)B和C的辨識(shí)過(guò)程：

首先，進(jìn)行直流偏置誤差補(bǔ)償參數(shù)B的辨識(shí)，采取最小二乘辨識(shí)準(zhǔn)則：先將基帶信號(hào)置零，即V^o＝0；通過(guò)調(diào)整參數(shù)B使包絡(luò)檢測(cè)器的檢測(cè)值V^e取得最小值；由于檢波二極管的特性，檢測(cè)值V^e在最小值附近呈現(xiàn)凸函數(shù)性質(zhì)，表示為：

V^e(B)≈G^e||B+A||²+Γ^e， (7)

其中，Γ^e是檢波二極管的固有檢測(cè)偏置，G^e是檢波反饋電路增益，這兩個(gè)值均為固定值；

接下來(lái)，將參數(shù)B取一組特殊值，計(jì)算出相應(yīng)的一組V^e的取值，進(jìn)而將此組B和V^e的取值作為已知量，參數(shù)A作為未知量，通過(guò)最小二乘的方式求得參數(shù)A的最優(yōu)估計(jì)值

最后，根據(jù)的關(guān)系，求得參數(shù)B的最優(yōu)估計(jì)值即矢量調(diào)制誤差的直流偏置誤差；

在確定直流偏置參數(shù)的取值之后，接下來(lái)做誤差補(bǔ)償器中參數(shù)C的辨識(shí)：

根據(jù)式(5)的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，將參數(shù)C重新定義為：

其中，d和f表示待辨識(shí)參數(shù)，ε₁和ε₂表示可調(diào)參數(shù)；

將輸入量V^o分別取值：

$V_1^o={\[0,\mathrm{\Λ}\]}^T,V_2^o={\[\mathrm{\Λ},0\]}^T,V_3^o={\[\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}\]}^T/\sqrt{2},V_4^o={\[-\mathrm{\Λ},\mathrm{\Λ}\]}^T/\sqrt{2};$

從而得到一組檢波反饋取值：通過(guò)調(diào)節(jié)參數(shù)d和f，使實(shí)現(xiàn)參數(shù)辨識(shí)，“≈”表示當(dāng)誤差小于既定范圍停止搜索，參數(shù)d和f的搜尋方法如下：

經(jīng)級(jí)數(shù)展開(kāi)得到以下關(guān)系式：

$\begin{array}{c}{V}_1^o-V_2^o\≈{\mathrm{\Λ\ϵ}}_1,\\ V_3^o-V_4^o\≈{\mathrm{\Λ\ϵ}}_2,\end{array}---\left(9\right)$

進(jìn)而得到

$\begin{array}{c}d(k+1)=d\left(k\right)-{\mathrm{\δG}}^e{\mathrm{\Λ\ϵ}}_1,\\ f(k+1)=f\left(k\right)-{\mathrm{\δG}}^e{\mathrm{\Λ\ϵ}}_2,\end{array}---\left(10\right)$

其中δ是步進(jìn)參數(shù)，這里δG^eΛ取值數(shù)值小的正數(shù)，以保證式(10)的收斂；

步驟(23)，在得到B和C的參數(shù)估計(jì)值之后，將B的數(shù)值送入原點(diǎn)偏移補(bǔ)償器的DAC器件中，實(shí)現(xiàn)對(duì)載波泄露的抑制；將C的數(shù)值代入基帶信號(hào)發(fā)生模塊的數(shù)值計(jì)算過(guò)程中，將I/Q兩路的數(shù)字值通過(guò)直接的加和乘運(yùn)算實(shí)現(xiàn)預(yù)失真，從而完成對(duì)全工作波段的調(diào)制誤差的整體修正。

3.如權(quán)利要求2所述的一種基于雙級(jí)預(yù)失真的超寬帶復(fù)雜格式矢量調(diào)制誤差修正方法，其特征在于，在所述多參數(shù)可編輯嵌入式掃頻激勵(lì)信號(hào)模型中，采用遍歷搜索的方式完成參數(shù)調(diào)節(jié)。