本發(fā)明涉及測(cè)試技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種基于雙級(jí)預(yù)失真的超寬帶復(fù)雜格式矢量調(diào)制誤差修正方法。

背景技術(shù)：

通過(guò)矢量信號(hào)發(fā)生器的矢量調(diào)制功能發(fā)生的信號(hào)主要分為兩類，多音調(diào)制信號(hào)和復(fù)雜調(diào)制信號(hào)(例如QPSK、FSK、QAM等)。I/Q矢量調(diào)制器作為實(shí)現(xiàn)矢量調(diào)制的關(guān)鍵部件，經(jīng)過(guò)多年的發(fā)展，其性能得到了顯著提升。盡管如此，目前主流I/Q矢量調(diào)制器的調(diào)制誤差仍然很明顯，不容忽視。尤其是在大調(diào)制帶寬條件下，矢量調(diào)制誤差的幅相頻率響應(yīng)特性高低起伏明顯，各頻點(diǎn)多種調(diào)制誤差交疊互耦，使高精度矢量調(diào)制面臨巨大挑戰(zhàn)。

首先介紹單頻點(diǎn)矢量調(diào)制誤差特性。圖1給出了典型的矢量調(diào)制鏈路示意圖，主要由傳輸通道和矢量調(diào)制器兩部分組成。圖1中，V_i和V_q分別表示I/Q兩路輸入基帶信號(hào)，V^m表示調(diào)制輸出信號(hào)。影響矢量調(diào)制精度的誤差因素較多，其中3種占主導(dǎo)地位的調(diào)制誤差包括：I/Q兩路基帶信號(hào)傳輸通道增益不平衡誤差(圖中增益分別用g_i和g_q表示)、直流偏置分量造成的載波泄漏(圖中直流偏置分量分別用a_i和a_q表示)和載波正交度誤差一個(gè)經(jīng)過(guò)嚴(yán)謹(jǐn)設(shè)計(jì)的矢量調(diào)制電路，在進(jìn)行誤差修正之前，這3種主要矢量調(diào)制誤差的典型值大約是：增益不平衡度2-3％、載波正交度誤差2-3°、載波泄漏大約占總量程的2-3％。在此量級(jí)誤差的影響下，信號(hào)鏡像噪聲抑制僅為30dB左右，造成的交調(diào)失真大約是0.3dB，無(wú)法滿足調(diào)制精度要求，必須對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行誤差補(bǔ)償修正。

對(duì)于寬帶矢量調(diào)制，由于工作波段內(nèi)各頻點(diǎn)的調(diào)制誤差相互耦合、疊加，使各種誤差的解析表達(dá)異常復(fù)雜。以多音調(diào)制為例，如圖2所示，由于上述3種主要誤差在各頻點(diǎn)的影響程度各異，導(dǎo)致各音的鏡像噪聲幅值差異明顯，使交調(diào)噪聲雜亂分布，最終造成多音調(diào)制信號(hào)嚴(yán)重失真，無(wú)法使用。對(duì)于寬帶復(fù)雜調(diào)制格式，帶來(lái)的影響是EVM顯著惡化，嚴(yán)重超標(biāo)。

目前，比較通用的方法是模擬補(bǔ)償修正方法，即利用專用模擬電路，在特定的工作條件下，對(duì)矢量調(diào)制電路進(jìn)行誤差補(bǔ)償修正。進(jìn)而將得到的補(bǔ)償值用于正常工作狀態(tài)，來(lái)實(shí)現(xiàn)矢量調(diào)制誤差的近似補(bǔ)償，下面詳細(xì)介紹此種方法的工作原理。

圖3是矢量調(diào)制誤差模擬校準(zhǔn)方法的示意圖，校準(zhǔn)補(bǔ)償回路主要由校準(zhǔn)源、傳輸通道、補(bǔ)償電路、矢量調(diào)制器和補(bǔ)償控制器等部分組成，其主要工作原理為：

首先將輸入端切換到校準(zhǔn)源模式，設(shè)定待校準(zhǔn)頻率點(diǎn)，然后進(jìn)行以下三個(gè)步驟：

(1)利用校準(zhǔn)源將IQ兩路信號(hào)置零，在射頻輸出端通過(guò)包絡(luò)檢測(cè)器監(jiān)測(cè)輸出電壓，根據(jù)DSP中的預(yù)存校準(zhǔn)數(shù)據(jù)列表，逐一設(shè)置補(bǔ)償電路中的偏置電壓補(bǔ)償參數(shù)，遍歷所有數(shù)據(jù)列表后，選擇包絡(luò)檢測(cè)器輸出電壓最小的參數(shù)取值作為此頻率點(diǎn)的直流偏置補(bǔ)償值；

(2)在直流偏置補(bǔ)償值生效的前提下，利用校準(zhǔn)源將IQ兩路信號(hào)分別設(shè)置為(0，1)、(1，0)，與第一步類似，逐一設(shè)置衰減器參數(shù)，遍歷IQ增益平衡補(bǔ)償預(yù)存校準(zhǔn)列表數(shù)據(jù)后，選擇IQ兩路上述兩種取值下輸出信號(hào)包絡(luò)電壓差值最小的補(bǔ)償參數(shù)取值，作為工作狀態(tài)下的增益不平衡校準(zhǔn)補(bǔ)償參數(shù)值；

(3)在前兩組校準(zhǔn)參數(shù)生效的前提下，校準(zhǔn)源分別輸出(1，0)、(0，1)、(-1，0)、(0，-1)四個(gè)值，逐一設(shè)置移相器調(diào)整參數(shù)，遍歷正交度誤差補(bǔ)償預(yù)存校準(zhǔn)列表數(shù)據(jù)后，選擇IQ兩路上述四種取值下，輸出信號(hào)包絡(luò)電壓兩兩差值均值最小的校準(zhǔn)值作為正交度誤差校準(zhǔn)參數(shù)值。

然后，對(duì)每個(gè)頻率采樣點(diǎn)進(jìn)行以上三步校準(zhǔn)補(bǔ)償，從而建立全頻段矢量調(diào)制誤差的校準(zhǔn)列表。在正常工作狀態(tài)下，將輸入信號(hào)切換到基帶信號(hào)輸入模式，校準(zhǔn)源需要持續(xù)激勵(lì)，利用得到的校準(zhǔn)列表對(duì)矢量調(diào)制誤差進(jìn)行近似校準(zhǔn)。

現(xiàn)有技術(shù)方案存在以下不足：

(1)由于上述方法完全基于模擬器件，僅對(duì)載波頻點(diǎn)誤差進(jìn)行修正，進(jìn)而將此頻點(diǎn)的補(bǔ)償數(shù)據(jù)用于全工作波段，不考慮誤差的幅相頻響的影響，因此僅對(duì)單頻點(diǎn)或者窄帶調(diào)制誤差的修正有效，無(wú)法對(duì)寬帶調(diào)制誤差做出有效修正；

(2)由于模擬器件自身帶寬特性的束縛，會(huì)限制整機(jī)的工作帶寬的擴(kuò)展，對(duì)大調(diào)制帶寬信號(hào)會(huì)帶來(lái)嚴(yán)重失真；

(3)上述方法需要一系列復(fù)雜的模擬電路，包括：校準(zhǔn)源、衰減器、偏置電壓產(chǎn)生電路和移相器等，由于模擬器件自身的性能存在個(gè)體差異，校準(zhǔn)精度受到限制；

(4)通過(guò)校準(zhǔn)過(guò)程建立的補(bǔ)償參數(shù)列表是在校準(zhǔn)源單獨(dú)激勵(lì)下得到的，正常工作狀態(tài)下的實(shí)際基帶信號(hào)與校準(zhǔn)狀態(tài)差別較大，只能做到近似校準(zhǔn)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為解決上述現(xiàn)有技術(shù)中的不足，本發(fā)明提出一種基于雙級(jí)預(yù)失真的超寬帶復(fù)雜格式矢量調(diào)制誤差修正方法。

本發(fā)明的技術(shù)方案是這樣實(shí)現(xiàn)的：

一種基于雙級(jí)預(yù)失真的超寬帶復(fù)雜格式矢量調(diào)制誤差修正方法，其環(huán)路包括：標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)生成模塊、I級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器、II級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器、原點(diǎn)偏移補(bǔ)償器、傳輸通道和矢量調(diào)制器；

I級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器以成型濾波器預(yù)失真的方式，反向抵消誤差的幅相頻響起伏特性；II級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器將整個(gè)工作波段中經(jīng)過(guò)I級(jí)預(yù)失真均衡的具有寬帶特性的調(diào)制誤差即I/Q增益不平衡和增益不平衡正角度誤差予以修正；原點(diǎn)偏移補(bǔ)償器則通過(guò)模擬器件的方式修正窄帶特性調(diào)制誤差即載波泄露。

可選地，上述基于雙級(jí)預(yù)失真的超寬帶復(fù)雜格式矢量調(diào)制誤差修正方法，具體包括以下步驟：

步驟(1)、寬帶矢量調(diào)制誤差幅相頻響特性測(cè)定：

首先，提出多參數(shù)可編輯嵌入式掃頻激勵(lì)信號(hào)模型，如式(1)：

在此模型中，和分別表示I/Q兩路注入激勵(lì)信號(hào)，λ和ω分別代表了掃頻信號(hào)的幅度增益和群時(shí)延；當(dāng)λ＝1且ω＝0時(shí)，式(1)是單音調(diào)制的標(biāo)準(zhǔn)基帶信號(hào)模型，將此模型式(1)中參數(shù)設(shè)為λ＝1ω＝0，嵌入到被測(cè)矢量信號(hào)發(fā)生器的基帶發(fā)生模塊中，通過(guò)調(diào)節(jié)λ和ω兩個(gè)參數(shù)，逐漸改善鏡像噪聲直至達(dá)到預(yù)定閾值；在完成全工作波段內(nèi)的各取樣點(diǎn)的參數(shù)調(diào)節(jié)之后，得到一組λ和ω的不同取值，這些取值的高低起伏特性即為信號(hào)寬帶矢量調(diào)制誤差幅相頻響特性；

步驟(2)、成型濾波器預(yù)失真：

首先，根據(jù)步驟(1)中測(cè)定的寬帶矢量調(diào)制幅相頻響特性，經(jīng)過(guò)增益參數(shù)取倒數(shù)、群時(shí)延參數(shù)取反的操作后，得到補(bǔ)償濾波器的理想幅相頻響特性；然后，經(jīng)過(guò)固定階數(shù)的fft變換得到一組與成型濾波器階數(shù)相同的補(bǔ)償濾波器參數(shù)；

然后，將得到的補(bǔ)償濾波器系數(shù)與原成型濾波器系數(shù)點(diǎn)乘，完成成型濾波器的預(yù)失真；

最后，將預(yù)失真后的濾波器系數(shù)嵌入到基帶信號(hào)發(fā)生模塊，完成工作波段調(diào)制誤差幅相頻響特性的均衡；

步驟(3)、基于數(shù)模融合的調(diào)制誤差修正：

步驟(31)，將傳輸通道和矢量調(diào)制器看成一個(gè)整體，輸入矢量寫為：輸出調(diào)制信號(hào)包絡(luò)V^m寫為

V^m＝M(V^c+A)， (2)

其中，

式中，g_i和g_q為I/Q兩路基帶信號(hào)傳輸通道增益，a_i和a_q為直流偏置分量，為載波正交度誤差；

采取以下誤差補(bǔ)償器，

V^c＝CV^o+B， (4)

其中，

步驟(22)，進(jìn)行參數(shù)B和C的辨識(shí)過(guò)程：

首先，進(jìn)行直流偏置誤差補(bǔ)償參數(shù)B的辨識(shí)，采取最小二乘辨識(shí)準(zhǔn)則：先將基帶信號(hào)置零，即V^o＝0；通過(guò)調(diào)整參數(shù)B使包絡(luò)檢測(cè)器的檢測(cè)值V^e取得最小值；由于檢波二極管的特性，檢測(cè)值V^e在最小值附近呈現(xiàn)凸函數(shù)性質(zhì)，表示為：

V^e(B)≈G^e||B+A||²+Γ^e， (7)

其中，Γ^e是檢波二極管的固有檢測(cè)偏置，G^e是檢波反饋電路增益，這兩個(gè)值均為固定值；

接下來(lái)，將參數(shù)B取一組特殊值，計(jì)算出相應(yīng)的一組V^e的取值，進(jìn)而將此組B和V^e的取值作為已知量，參數(shù)A作為未知量，通過(guò)最小二乘的方式求得參數(shù)A的最優(yōu)估計(jì)值

最后，根據(jù)的關(guān)系，求得參數(shù)B的最優(yōu)估計(jì)值即矢量調(diào)制誤差的直流偏置誤差；

在確定直流偏置參數(shù)的取值之后，接下來(lái)做誤差補(bǔ)償器中參數(shù)C的辨識(shí)：

根據(jù)式(5)的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，將參數(shù)C重新定義為：

其中，d和f表示待辨識(shí)參數(shù)，ε₁和ε₂表示可調(diào)參數(shù)；

將輸入量V^o分別取值：

從而得到一組檢波反饋取值：通過(guò)調(diào)節(jié)參數(shù)d和f，使實(shí)現(xiàn)參數(shù)辨識(shí)，“≈”表示當(dāng)誤差小于既定范圍停止搜索，參數(shù)d和f的搜尋方法如下：

經(jīng)級(jí)數(shù)展開得到以下關(guān)系式：

進(jìn)而得到

其中δ是步進(jìn)參數(shù)，這里δG^eΛ取值數(shù)值小的正數(shù)，以保證式(10)的收斂；

步驟(23)，在得到B和C的參數(shù)估計(jì)值之后，將B的數(shù)值送入原點(diǎn)偏移補(bǔ)償器的DAC器件中，實(shí)現(xiàn)對(duì)載波泄露的抑制；將C的數(shù)值代入基帶信號(hào)發(fā)生模塊的數(shù)值計(jì)算過(guò)程中，將I/Q兩路的數(shù)字值通過(guò)直接的加和乘運(yùn)算實(shí)現(xiàn)預(yù)失真，從而完成對(duì)全工作波段的調(diào)制誤差的整體修正。

可選地，在所述多參數(shù)可編輯嵌入式掃頻激勵(lì)信號(hào)模型中，采用遍歷搜索的方式完成參數(shù)調(diào)節(jié)。

本發(fā)明的有益效果是：

(1)綜合考慮了全工作波段信號(hào)鏈路幅相頻響特性對(duì)各種調(diào)制誤差的影響，通過(guò)雙級(jí)預(yù)失真的方式做到了工作波段整體誤差的均衡歸一和同步降低，對(duì)于寬帶矢量調(diào)制誤差具有顯著的修正作用；

(2)最大程度的采用了預(yù)失真方式實(shí)現(xiàn)，與現(xiàn)有技術(shù)方法比較，節(jié)省了80％的模擬修正電路，明顯消除了模擬器件自身的性能存在個(gè)體差異隱患，提高了誤差修正精度；

(3)提出了多參數(shù)可編輯嵌入式掃頻激勵(lì)信號(hào)模型，保證了被測(cè)矢量信號(hào)發(fā)生器的測(cè)試狀態(tài)和工作狀態(tài)的一致性。

附圖說(shuō)明

為了更清楚地說(shuō)明本發(fā)明實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對(duì)實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡(jiǎn)單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實(shí)施例，對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來(lái)講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為典型的矢量調(diào)制鏈路示意圖；

圖2為寬帶多音調(diào)制實(shí)測(cè)結(jié)果(誤差未修正)示意圖；

圖3為現(xiàn)有的矢量調(diào)制誤差模擬校準(zhǔn)方法原理圖；

圖4為本發(fā)明的雙級(jí)預(yù)失真誤差修正方法原理圖；

圖5(a，b，c)是雙級(jí)預(yù)失真誤差修正效果示意圖；

圖6(a，b)是信號(hào)鏈路調(diào)制誤差幅相頻響測(cè)定示意圖。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對(duì)本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

當(dāng)今各種高端用頻設(shè)備所用的電磁信號(hào)呈現(xiàn)寬帶化和復(fù)雜化的快速發(fā)展趨勢(shì)，其發(fā)展的核心決定因素之一是大調(diào)制帶寬條件下復(fù)雜矢量調(diào)制精度的跨越式提升。目前的高端矢量信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)品均具有寬帶矢量調(diào)制功能，然而由于寬帶矢量調(diào)制誤差修正技術(shù)發(fā)展的滯后，導(dǎo)致了矢量調(diào)制精度隨調(diào)制帶寬的增加而迅速惡化。當(dāng)碼元速率大于40Msym/s，即調(diào)制帶寬大于80MHz時(shí)，EVM往往大于5％，很多情況下無(wú)法滿足實(shí)際的測(cè)試需求。目前矢量信號(hào)發(fā)生器整機(jī)大都采用基波矢量調(diào)制加矢量上變頻的設(shè)計(jì)方案，此方案由于其本質(zhì)特性決定了在寬帶矢量調(diào)制誤差的補(bǔ)償修正過(guò)程中受到了以下三方面難題的制約：(1)既有基于模擬器件的修正方式對(duì)寬帶誤差修正造成帶寬束縛；(2)寬帶長(zhǎng)信號(hào)鏈路調(diào)制誤差幅相頻率響應(yīng)測(cè)試?yán)щy；(3)復(fù)雜調(diào)制下，調(diào)制信息充滿整個(gè)工作頻段，無(wú)法得到基于頻點(diǎn)的信號(hào)模型，調(diào)制誤差建模困難。

本發(fā)明提出了一種基于雙級(jí)預(yù)失真的超寬帶復(fù)雜格式矢量調(diào)制誤差修正方法，提出基于數(shù)模融合的矢量調(diào)制誤差修正、寬帶多參數(shù)可編輯的多音調(diào)制基帶信號(hào)嵌入式建模、以及基于成型濾波器預(yù)失真的寬帶復(fù)雜調(diào)制誤差修正，克服了上述三方面的難題，實(shí)現(xiàn)了矢量誤差修正方法從模擬到數(shù)字、從單頻點(diǎn)到寬帶、從多音調(diào)制到復(fù)雜調(diào)制的三個(gè)跨越，有效提高了大調(diào)制帶寬條件下復(fù)雜格式矢量調(diào)制的精度。

下面結(jié)合說(shuō)明書附圖對(duì)本發(fā)明的方法進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。

如圖4所示，本發(fā)明提出的誤差修正方法，其環(huán)路包括：標(biāo)準(zhǔn)信號(hào)生成模塊、I級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器、II級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器、原點(diǎn)偏移補(bǔ)償器、傳輸通道和矢量調(diào)制器。其中，傳輸通道和矢量調(diào)制器是調(diào)制誤差主要的產(chǎn)生部位，因此，主要關(guān)注以下三種占主導(dǎo)地位的誤差：I/Q兩路基帶信號(hào)傳輸通道增益不平衡誤差(圖4中增益分別用g_i和g_q表示)、直流偏置分量造成的載波泄漏(圖4中直流偏置分量分別用a_i和a_q表示)和載波正交度誤差

在大調(diào)制帶寬條件下，由于矢量信號(hào)發(fā)生器信號(hào)長(zhǎng)鏈路各級(jí)組件幅頻頻響的影響，工作波段內(nèi)的各種誤差的幅相頻響特性跌宕起伏明顯，如圖5a所示。I級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器成型濾波器預(yù)失真的方式，反向抵消誤差的幅相頻響起伏特性，使整個(gè)工作波段內(nèi)的誤差均衡近似為一條直線，如圖5b所示。II級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器將整個(gè)工作波段中經(jīng)過(guò)I級(jí)預(yù)失真均衡的具有寬帶特性的調(diào)制誤差：I/Q增益不平衡和增益不平衡正角度誤差予以修正；原點(diǎn)偏移補(bǔ)償器則通過(guò)模擬器件的方式修正窄帶特性調(diào)制誤差：載波泄露。在解決了各種調(diào)制誤差耦合問題的同時(shí)，顯著減少了DAC分辨率的損失，最終的修正效果示意圖如圖5c所示。

下面詳細(xì)介紹本發(fā)明誤差修正方法的各個(gè)步驟。

步驟(1)、寬帶矢量調(diào)制誤差幅相頻響特性測(cè)定：

本發(fā)明首先根據(jù)矢量信號(hào)發(fā)生器本身的功能特點(diǎn)，提出一種多參數(shù)可編輯嵌入式掃頻激勵(lì)信號(hào)模型式(1)：

在此模型中，和分別表示I/Q兩路注入激勵(lì)信號(hào)，λ和ω分別代表了掃頻信號(hào)的幅度增益和群時(shí)延。當(dāng)λ＝1且ω＝0時(shí)，式(1)是單音調(diào)制的標(biāo)準(zhǔn)基帶信號(hào)模型，由于非理想特性的引入，導(dǎo)致在不同頻點(diǎn)，即參數(shù)k不同取值時(shí)，鏡像噪聲高低不平。將此模型式(1)中參數(shù)設(shè)為λ＝1ω＝0，嵌入到被測(cè)矢量信號(hào)發(fā)生器的基帶發(fā)生模塊中，可以激勵(lì)產(chǎn)生如圖6a所示的結(jié)果。通過(guò)調(diào)節(jié)λ和ω兩個(gè)參數(shù)，會(huì)逐漸改善鏡像噪聲直至達(dá)到預(yù)定閾值，如圖6b所示。工程中可采用遍歷搜索的方式完成參數(shù)調(diào)節(jié)。在完成全工作波段(即實(shí)際調(diào)制帶寬)內(nèi)的各取樣點(diǎn)的參數(shù)調(diào)節(jié)之后，會(huì)得到一組λ和ω的不同取值，這些取值的高低起伏特性即為寬帶矢量調(diào)制誤差幅相頻響特性，如圖5a所示，從而完成相應(yīng)的測(cè)試。

步驟(2)、成型濾波器預(yù)失真：

本步驟是實(shí)現(xiàn)圖4中I級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器的過(guò)程。矢量信號(hào)發(fā)生器中基帶信號(hào)發(fā)生模塊常用的設(shè)計(jì)架構(gòu)，程序?yàn)V波器往往采取固定階數(shù)、參數(shù)時(shí)變的方式。根據(jù)此特點(diǎn)，本發(fā)明提出了基于固定階數(shù)成型濾波器預(yù)失真的寬帶調(diào)制誤差幅頻相應(yīng)特性均衡方法。

首先，根據(jù)步驟(1)中測(cè)定的寬帶矢量調(diào)制幅相頻響特性，經(jīng)過(guò)增益參數(shù)取倒數(shù)，群時(shí)延參數(shù)取反的操作后，可得到補(bǔ)償濾波器的理想幅相頻響特性。然后，經(jīng)過(guò)固定階數(shù)的fft變換可以得到一組與成型濾波器階數(shù)相同的補(bǔ)償濾波器參數(shù)。此補(bǔ)償濾波器的幅相頻響與理想的補(bǔ)償頻響存在一定的擬合誤差，但由于矢量信號(hào)發(fā)生器的幅相頻響特性起伏緩慢，因此這里的擬合誤差可忽略。上述成型濾波器、補(bǔ)充濾波器均包含在I級(jí)預(yù)失真誤差補(bǔ)償器中。

其次，將得到的補(bǔ)償濾波器系數(shù)與原成型濾波器系數(shù)點(diǎn)乘，即可完成成型濾波器的預(yù)失真。

最后，將預(yù)失真后的濾波器系數(shù)嵌入到基帶信號(hào)發(fā)生模塊，即可完成工作波段調(diào)制誤差幅相頻響特性的均衡，如圖5b所示。

步驟(3)、基于數(shù)模融合的調(diào)制誤差修正：

本發(fā)明針對(duì)3種主導(dǎo)調(diào)制誤差的自身特性，提出一種基于數(shù)模融合的調(diào)制誤差修正方法。將具有寬帶特性的I/Q增益不平衡和I/Q正角度誤差通過(guò)預(yù)失真的方式修正，將具有窄帶特性的原點(diǎn)偏移誤差利用模擬器件補(bǔ)償?shù)姆绞接枰孕拚?，從而在解決了多種誤差疊加耦合問題的同時(shí)，有效降低的DAC分辨率的損失，降低了所產(chǎn)生信號(hào)的量化噪聲。

在步驟(2)中，已將整個(gè)工作波段的調(diào)制誤差均衡近似為一條直線，即工作波段內(nèi)的調(diào)制誤差均與載波點(diǎn)的調(diào)制誤差近似，因此在II級(jí)預(yù)失真補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)中，僅考慮載波點(diǎn)的誤差修正即可，具體過(guò)程如下：

步驟(31)，如圖4所示，將矢量調(diào)制誤差的主要產(chǎn)生部位傳輸通道和矢量調(diào)制器看成一個(gè)整體，輸入矢量可寫為：再考慮三種主要誤差失真的作用下，輸出調(diào)制信號(hào)包絡(luò)V^m可寫為

V^m＝M(V^c+A)， (2)

其中，

為補(bǔ)償三種誤差，達(dá)到輸出調(diào)制信號(hào)包絡(luò)與原始基帶信號(hào)相等，即V^m＝V^o，可采取以下誤差補(bǔ)償器，

V^c＝CV^o+B， (4)

其中，

步驟(32)，進(jìn)行參數(shù)B和C的辨識(shí)過(guò)程，具體如下：首先進(jìn)行直流偏置誤差補(bǔ)償參數(shù)B的辨識(shí)，這里采取的是最小二乘辨識(shí)準(zhǔn)則：先將基帶信號(hào)置零，即：V^o＝0；通過(guò)調(diào)整參數(shù)B使包絡(luò)檢測(cè)器的檢測(cè)值V^e取得最小值；由于檢波二極管的特性，檢測(cè)值V^e在最小值附近呈現(xiàn)凸函數(shù)性質(zhì)，可表示為：

V^e(B)≈G^e||B+A||²+Γ^e， (7)

其中，Γ^e是檢波二極管的固有檢測(cè)偏置，G^e是檢波反饋電路增益，這兩個(gè)值均為固定值，不影響參數(shù)辨識(shí)；接下來(lái)，將B取一組特殊值，計(jì)算出相應(yīng)的一組V^e的取值，進(jìn)而將此組B和V^e的取值作為已知量，參數(shù)A作為未知量，通過(guò)最小二乘的方式求的參數(shù)A的最優(yōu)估計(jì)值最后，根據(jù)的關(guān)系，求得參數(shù)B的最優(yōu)估計(jì)值即矢量調(diào)制誤差的直流偏置誤差。因?yàn)闄z波電路噪聲的影響，這里需要大約8個(gè)B的特殊取值，才能得到最終的辨識(shí)值。

在確定直流偏置參數(shù)的取值之后，接下來(lái)做誤差補(bǔ)償器中參數(shù)C的辨識(shí)：參數(shù)C關(guān)系到I/Q增益不平衡誤差和載波正交度誤差的補(bǔ)償，根據(jù)式(5)的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，將參數(shù)C重新定義為：

其中，d和f表示待辨識(shí)參數(shù)，ε₁和ε₂表示可調(diào)參數(shù)。

總體思路是將輸入量V^o分別取值：

從而得到一組檢波反饋取值：通過(guò)調(diào)節(jié)參數(shù)d和f，使實(shí)現(xiàn)參數(shù)辨識(shí)。此處使用“≈”，表示當(dāng)誤差小于既定范圍即可停止搜索。參數(shù)d和f的搜尋方法如下：

經(jīng)級(jí)數(shù)展開可以得到以下關(guān)系式：

進(jìn)而得到

其中δ是步進(jìn)參數(shù)，這里δG^eΛ取值數(shù)值小的正數(shù)，以保證式(10)的收斂，根據(jù)實(shí)際驗(yàn)證，大約需要8次迭代。

步驟(33)，在得到B和C的參數(shù)估計(jì)值之后，將B的數(shù)值送入原點(diǎn)偏移補(bǔ)償器的DAC器件中，實(shí)現(xiàn)對(duì)載波泄露的抑制；將C的數(shù)值代入基帶信號(hào)發(fā)生模塊的數(shù)值計(jì)算過(guò)程中，將I/Q兩路的數(shù)字值通過(guò)直接的加和乘運(yùn)算實(shí)現(xiàn)預(yù)失真，從而完成對(duì)全工作波段的調(diào)制誤差的整體修正。

本發(fā)明提出的一種基于雙級(jí)預(yù)失真的超寬帶復(fù)雜格式矢量調(diào)制誤差補(bǔ)償修正方法，對(duì)于寬帶特性調(diào)制誤差采用數(shù)字預(yù)失真的方式予以修正，突破了現(xiàn)有技術(shù)方法中完全依賴于模擬器件的弊端，有效打破了模擬器件自身的帶寬特性束縛。

本發(fā)明提出的誤差修正方法，綜合考慮了全工作波段信號(hào)鏈路幅相頻響特性對(duì)各種調(diào)制誤差的影響，通過(guò)雙級(jí)預(yù)失真的方式做到了工作波段整體誤差的均衡歸一和同步降低，對(duì)于寬帶矢量調(diào)制誤差具有顯著的修正作用；而現(xiàn)有技術(shù)方法僅對(duì)單頻點(diǎn)或窄帶調(diào)制有效，對(duì)寬帶調(diào)制誤差無(wú)能為力。

本發(fā)明提出的誤差修正方法最大程度的采用了預(yù)失真方式實(shí)現(xiàn)，與現(xiàn)有技術(shù)方法比較，節(jié)省了80％的模擬修正電路，明顯消除了模擬器件自身的性能存在個(gè)體差異隱患，提高了誤差修正精度。

本發(fā)明提出了多參數(shù)可編輯嵌入式掃頻激勵(lì)信號(hào)模型，保證了被測(cè)矢量信號(hào)發(fā)生器的測(cè)試狀態(tài)和工作狀態(tài)的一致性；避免了現(xiàn)有技術(shù)方法依靠校準(zhǔn)源單獨(dú)激勵(lì)測(cè)試，正常工作狀態(tài)下的實(shí)際基帶信號(hào)與校準(zhǔn)狀態(tài)差別較大，只能做到近似校準(zhǔn)的弊端。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。