本發(fā)明屬于無線通信的技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種基于完全互補序列的抵抗多徑干擾方法。

背景技術(shù)：

MIMO技術(shù)已經(jīng)成為無線廣播網(wǎng)絡(luò)當中至關(guān)重要的一部分，空時編碼也被廣泛應(yīng)用于通信系統(tǒng)當中以提高性能表現(xiàn)及通信穩(wěn)定性。MIMO系統(tǒng)通過空分復(fù)用來大幅提高系統(tǒng)的傳輸速率，進而提高系統(tǒng)性能。在眾多空時編碼設(shè)計方案中，空時塊碼和空時格碼被認為是主流的技術(shù)實現(xiàn)方式。為了提高空時編碼性能，研究者們做了很大的努力致力于進一步的研究，比如采用了成對互補碼的空時互補編碼等。

現(xiàn)存的傳統(tǒng)空時編碼策略大部分聚焦于符號層面，然而忽視了多徑干擾方面的思考，當碼間串擾存在于無線信道當中時，系統(tǒng)性能將會嚴重惡化。此外，由于衰落系數(shù)會隨著符號塊而變化，傳統(tǒng)的空時編碼將會失去其在多徑衰落信道中的優(yōu)勢。為了解決這種問題，多樣的方式已經(jīng)被發(fā)展和提出，比如自適應(yīng)均衡技術(shù)，參見Dezhina E V,Ryasny Y V,Chernykh Y S.Analysis of adaptive equalization of tone-frequency channel method[C]//International Conference on Actual Problems of Electronics Instrument Engineering.IEEE,2014.空時糾錯碼技術(shù)，參見M.Lalam,K.Amis,and D.Leroux,“Space-time error correcting codes,”IEEE Trans.Wireless Commun.,vol.7,no.5,pp.1472–1476,May 2008.。然而，這些設(shè)計僅僅適用于慢衰落和平坦衰落信道條件。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問題是，提供一種應(yīng)用MIMO系統(tǒng)中基于完全互補序列的抵抗多徑衰落干擾方法。

為解決上述問題，本發(fā)明采用如下的技術(shù)方案：

一種基于完全互補序列的抵抗多徑干擾方法，擴頻后的第n用戶基帶信號S_n(t)為：S_n(t)＝C_n(t)D_n(t)，其中，D_n(t)為用戶數(shù)據(jù)，C_n(t)為擴頻的完全互補序列，即，

其中，T_c為子脈沖時間，R_c為碼片速率，L為序列長度，A_n,i和B_n,i輪流從發(fā)射天線T1發(fā)射第n個用戶的數(shù)據(jù)，A_n,j和B_n,j輪流從發(fā)射天線T2發(fā)射第n個用戶的數(shù)據(jù)，T_ab為從a_n,i到b_n,i的時延，rect_c(t)為矩形窗函數(shù)，{A_n,B_n}為N對多相完全互補序列，i＝1,2...,N，j＝1,2...,N，i≠j，

第n用戶基帶信號S_n(t)等效表示為：

其中，和分別為發(fā)射天線T1和T2的傳輸信號，結(jié)合公式(1)和(2)，得到：

其中，D_n(t)為用戶數(shù)據(jù)，p(t)表示歸一化能量，

第n用戶基帶信號S_n(t)進一步表示為：

在瑞利衰落信道等效模型中，在發(fā)射天線T_k與接收天線R_k之間傳輸?shù)男诺烂}沖響應(yīng)為：

其中，為衰落信道的復(fù)衰減因子，M為T_k和R_k之間的多徑條數(shù)，為第m徑的均勻相位分布，

在接收端，由天線R_k接收的第n用戶的信號表示為：

其中，v_n(t)為噪聲及其他加性干擾的總和，為R_k的接收信號，

解擴之后的信號Y_n(t)為如下：

其中，RK代表總的接收天線數(shù)，T_b代表每比特時間；

解擴之后的信號Y_n(t)的多徑干擾部分為W(t)為：

其中，TK為總的發(fā)射天線數(shù)，τ₁表示傳輸時延。

作為優(yōu)選，其中，T_d為脈沖持續(xù)時間，R_d為符號速率，d_n為第n個用戶的原始數(shù)據(jù)。

作為優(yōu)選，E_b代表每比特信號能量。

本發(fā)明的技術(shù)方案，采用基于完全互補序列擴頻技術(shù)設(shè)計用于傳輸?shù)挠脩艋鶐盘枺鐾耆パa序列通過對原始互補序列對的變化來構(gòu)建的，甚至在非同步情形下，完全互補序列的正交性依然能夠被保持；這種完美的正交特性可以以抵抗MIMO系統(tǒng)當中的多徑衰落。與現(xiàn)有技術(shù)相比，完全互補序列具有最理想的相關(guān)特性，相比于傳統(tǒng)的擴頻碼擴頻方式具有優(yōu)越性能。

附圖說明

圖1a為完全互補序列擴頻MIMO系統(tǒng)發(fā)射結(jié)構(gòu)示意圖；

圖1b為完全互補序列擴頻MIMO系統(tǒng)接收結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為傳輸幀結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3a為2×1傳統(tǒng)偽隨機序列擴頻MIMO系統(tǒng)示意圖；

圖3b為2×1完全互補序列擴頻MIMO系統(tǒng)示意圖；

圖3c為2×2傳統(tǒng)偽隨機序列擴頻MIMO系統(tǒng)示意圖；

圖3d為2×2完全互補序列擴頻MIMO系統(tǒng)示意圖；

圖4為m序列和完全互補序列在2×1天線MIMO系統(tǒng)下的誤碼率性能比較，其中，圖4a為m序列在單徑和多徑系統(tǒng)的誤碼率性能比較的示意圖，圖4b為完全互補序列在單徑和多徑系統(tǒng)的誤碼率性能比較的示意圖；

圖5為m序列和完全互補序列在2×1天線MIMO多徑系統(tǒng)下的誤碼率性能比較的示意圖；

圖6為m序列和完全互補序列在2×2天線MIMO多徑系統(tǒng)下的誤碼率性能比較的示意圖；

圖7為完全互補序列擴頻在2×1和2×2MIMO多徑系統(tǒng)下的誤碼率性能比較示意圖。

具體實施方式

以下結(jié)合具體實施例，并參照附圖，對本發(fā)明進一步詳細說明。

關(guān)于完全互補序列的完美正交特性表述為：自相關(guān)函數(shù)對于除了零位移的所有位移都必須是零，互相關(guān)函數(shù)對于所有可能的位移也必須為零。假定{A_n,B_n}由N對L長的多相完全互補序列組成。并且如果{A_n,B_n}滿足如下的相關(guān)函數(shù)定義式，那么它們就能被成為完全互補序列：

(i)對所有的i＝1,2...,N,

(ii)對所有的1≤i,j≤N,i≠j,

公式(1)和(2)分別代表完全互補序列的自相關(guān)函數(shù)和互相關(guān)函數(shù)表示式；其中，和分別描述了A_i及B_i的循環(huán)自相關(guān)函數(shù)，表示A_i與A_j的循環(huán)互相關(guān)函數(shù)，相似的，表示B_i與B_j的循環(huán)互相關(guān)函數(shù)，τ代表離散時間位移。

因為復(fù)多徑衰落影響的存在，傳輸信號將會產(chǎn)生嚴重的信號畸變，所以通過訓(xùn)練序列來進行頻域信道估計對于系統(tǒng)來說是非常必要的。為了簡便，選取了802.11a中使用長訓(xùn)練序列的算法來做信道估計，具體的傳輸幀結(jié)構(gòu)組成方式如圖2所示。在發(fā)射端，隊每個用戶設(shè)定了1000幀，每一幀由1bit導(dǎo)頻和6bits數(shù)據(jù)符號組成。在插入導(dǎo)頻之后，進行反向傅里葉變換IFFT以及擴頻的步驟。在接收端，將會在傅里葉變換FFT之后進行信道估計，并得到用于信號補償?shù)墓浪闶д嫦禂?shù)矩陣；接下來，給出公式推導(dǎo)。

如圖1a所示，首先，給出N對多相完全互補序列{A_n,B_n}的定義式，如下所示：

其中，{A_n,B_n}∈(1,i,-1,-i)滿足完全正交性，組成完全互補序列。

擴頻后的第n用戶基帶信號表示為：

S_n(t)＝C_n(t)D_n(t),(4)

其中，C_n(t)為擴頻序列，具體表示如下所示：

其中，T_c為子脈沖時間(碼片時間)，碼片速率為R_c,R_c＝1/T_c，L為序列長度，對于給定的發(fā)射天線數(shù)為2時，A_n,i和B_n,i輪流從發(fā)射天線T1發(fā)射第n個用戶的數(shù)據(jù)，同理，A_n,j和B_n,j輪流從發(fā)射天線T2發(fā)射第n個用戶的數(shù)據(jù)，T_ab表示從a_n,i到b_n,i的時延，rect_c(t)代表矩形窗函數(shù)，如下所示：

另外，在公式(4)中的D_n(t)為用戶數(shù)據(jù)，具體表達式如下：

其中，T_d＝LT_c為脈沖持續(xù)時間，符號速率為R_d,R_d＝1/T_d，d_n為第n個用戶的原始數(shù)據(jù)，p(t)表示歸一化能量：

其中，E_b代表每比特信號能量。

第n用戶基帶信號S_n(t)等效表示為：

和分別為發(fā)射天線T1和T2的傳輸信號。

通過把(5)代入(9)，能夠得到(10)與(11)如下所示：

將(10)與(11)合并后，第n用戶基帶信號S_n(t)進一步表示為：

在瑞利衰落信道等效模型中，在發(fā)射天線T_k與接收天線R_k之間傳輸?shù)男诺烂}沖響應(yīng)表示為：

其中，是一個復(fù)高斯隨機變量，表示衰落信道的復(fù)衰減因子，遵循瑞利分布，M為T_k和R_k之間的多徑條數(shù)，τ_m表示多徑時延，為第m徑的均勻相位分布，f_c為載波頻率。

如圖1b所示，在接收端，由天線R_k接收的第n用戶的信號表示為：

其中，v_n(t)為噪聲及其他加性干擾的總和，為R_k的接收信號。

解擴之后的信號Y_n(t)為如下：

其中，RK代表總的接收天線數(shù)，T_b代表每比特時間；表達式(15)中表示的信號能夠被拆分成三個部分：信號部分、加性噪聲部分以及多徑干擾部分。

信號部分如下：

噪聲部分表示如下：

最后為多徑干擾部分：

其中，TK為總的發(fā)射天線數(shù)，τ₁表示傳輸時延。

誤碼率的計算公式如下：

其中，為多徑干擾方差，為噪聲方差，Q(·)為高斯Q函數(shù)。

圖3描繪了不同擴頻模式的差別；在圖3當中，圖3(a)和圖3(b)描繪了2×1MIMO的情形，h1和h11代表從T1和T2到達接收天線的第1徑。h2和h22代表了第2徑，它們相比于第1徑有一些延遲。對于特殊的完全互補序列擴頻方式，序列B的操作要比A晚T_ab。

相似的，圖3(c)和圖3(d)描繪了2×2MIMO的情形。特別要指出的是，h3和h33代表交叉徑，它們的發(fā)射端與接收端天線是不對應(yīng)的，并且它們也具有不同的時延。在仿真模型中，我們僅僅設(shè)定兩條交叉徑，為了簡潔、合理并具有典型性，實驗設(shè)計與實際實現(xiàn)情況相比作了些省略處理。

本發(fā)明的性能仿真比較和算法分析如下：

采用仿真參數(shù)如表1所示，具體如下：

表1.仿真參數(shù)

在上表中，完全互補序列的長度指示的是A_n和B_n各自的長度。因為完全互補序列的生成方式不同于傳統(tǒng)的偽隨機序列(以m序列作為仿真對比)，所以選擇長度盡量接近的編碼來保證方正結(jié)果更加合理，更接近與實際情況。

在圖4中，比較了m序列和完全互補序列在2×1天線MIMO系統(tǒng)中對于多用戶信息傳輸?shù)男阅?。仿真中的信道為平衰落瑞利信道。在多徑仿真情形中，設(shè)定為兩徑并使得第2徑相對于第1徑的時延為20×10-8s，另外，第2徑的平均功率比第1徑低3dB。從結(jié)果曲線我們能夠容易得出，10用戶比2用戶的誤碼率更高，這個結(jié)果與預(yù)期的結(jié)果是一致的，因為當用戶數(shù)增加時，碼間串擾的存在會導(dǎo)致性能惡化，所以這是合理的。與單徑信道相比，當然多徑情況的誤碼率要差很多。

在圖5和圖6中分別比較了多徑情況下m序列和完全互補序列的誤碼率性能。在圖5中很顯然可發(fā)現(xiàn)隨著信噪比增加，m序列的性能漸漸下降。并且當信噪比接近20dB時，誤碼率曲線趨近與平穩(wěn)，不再變化。與之相對的，隨著信噪比增加，完全互補序列的性能表現(xiàn)就很好，性能曲線幾乎呈線性關(guān)系。這是因為完全互補序列擁有完美的正交性，所以它能夠有效抵抗多徑干擾。與2×1MIMO情形相似，2×2MIMO系統(tǒng)的性能在圖6中呈現(xiàn)相似的性能表現(xiàn)。

為了是仿真結(jié)果更加明顯，給出了圖7來比較完全互補序列在2×1和2×2MIMO情況下的性能。事實上，2×2MIMO情況的性能要比2×1MIMO差一些，因為當天線數(shù)增多時，系統(tǒng)會相應(yīng)的更復(fù)雜一些，換言之，當MIMO系統(tǒng)中的用戶數(shù)比較多時，這兩種情形在高性噪比下?lián)碛邢嗨频男阅鼙憩F(xiàn)。

以上實施例僅為本發(fā)明的示例性實施例，不用于限制本發(fā)明，本發(fā)明的保護范圍由權(quán)利要求書限定。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以在本發(fā)明的實質(zhì)和保護范圍內(nèi)，對本發(fā)明做出各種修改或等同替換，這種修改或等同替換也應(yīng)視為落在本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。