本申請涉及無線通信技術領域，尤其涉及基于復數調制的濾波器組的多載波(FBMC)信號發(fā)送和接收的方法及其裝置。

背景技術：

隨著信息產業(yè)的快速發(fā)展，特別是來自移動互聯網和物聯網(IoT,internet of things)的增長需求，給未來移動通信技術帶來前所未有的挑戰(zhàn)。如根據國際電信聯盟ITU的報告ITU-R M.[IMT.BEYOND 2020.TRAFFIC]，可以預計到2020年，移動業(yè)務量增長相對2010年(4G時代)將增長近1000倍，用戶設備連接數也將超過170億，隨著海量的IoT設備逐漸滲透到移動通信網絡，連接設備數將更加驚人。為了應對這前所未有的挑戰(zhàn)，通信產業(yè)界和學術界已經展開了廣泛的第五代移動通信技術(5G)的研究，面向2020年代。目前在ITU的報告ITU-R M.[IMT.VISION]中已經在討論未來5G的框架和整體目標，其中對5G的需求展望、應用場景和各項重要性能指標做了詳細說明。針對5G中的新需求，ITU的報告ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]提供了針對5G的技術趨勢相關的信息，旨在解決系統吞吐量顯著提升、用戶體驗一致性、擴展性以支持IoT、時延、能效、成本、網絡靈活性、新興業(yè)務的支持和靈活的頻譜利用等顯著問題。

調制波形和多址方式是無線通信空中接口(Air-interface)設計的重要基礎，在5G也不會例外。當前，多載波調制(Multi-carrier Modulation,MCM)技術家族中的典型代表正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技術被廣泛地應用于廣播式的音頻和視頻領域以及民用通信系統中，例如第三代移動通信合作伙伴項目(3rd Generation Partnership Project，3GPP)制定的Evolved Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA)協議對應的長期演進(Long Term Evolution，LTE)系統，歐洲的數字視頻廣播(Digital Video Broadcasting,DVB)和數字音頻廣播(Digital Audio Broadcasting,DAB)、甚高速數字用戶環(huán)路(Very-high-bit-rate Digital Subscriber Loop,VDSL)、IEEE802.11a/g無線局域網(Wireless Local Area,WLAN)、IEEE802.22無線城域網(Wireless Regional Area Network,WRAN)和IEEE802.16全球微波互聯接入(World Interoperability for Microwave Access,WiMAX)等等。

OFDM技術的基本思想是將寬帶信道劃分為多個并行的窄帶子信道/子載波，使得在頻率選擇性信道中傳輸的高速數據流變?yōu)樵诙鄠€并行的獨立平坦子信道上傳輸的低速數據流，因此大大增強了系統抵抗多徑干擾的能力,且OFDM可以利用快速反傅里葉變換(IFFT)和快速傅里葉變換(FFT)實現簡化的調制和解調方式；其次，通過添加循環(huán)前綴(Cyclic Prefix,CP)使跟信道的線性卷積變?yōu)閳A周卷積，從而根據圓周卷積的性質，當CP長度大于信道最大多徑時延時，利用簡單的單抽頭頻域均衡就可實現無符號間干擾(Inter-symbol Interference,ISI)接收,從而降低接收機處理復雜度。雖然基于CP-OFDM調制波形能很好的支持4G時代的移動寬帶(Mobile Broadband,MBB)業(yè)務需求，不過由于5G將面臨更具挑戰(zhàn)和更豐富的場景，這使得CP-OFDM在5G的場景中出現很大的限制或者不足之處，主要表現在：

(1)添加CP來抵抗ISI在5G低時延傳輸的場景會極大的降低頻譜利用率，因為低時延傳輸將極大縮短OFDM的符號長度，而CP的長度只是受制于信道的沖擊響應，那么CP的長度跟OFDM的符號長度之比會大大增加，這樣的開銷造成頻譜效率損失非常大，是難以接受的。

(2)嚴格的時間同步要求在5G的IoT場景中會造成很大的閉環(huán)同步維護所需的信令開銷，而且嚴格的同步機制造成數據幀結構無彈性，不能很好的支持多種業(yè)務的不同的同步需求。

(3)OFDM采用矩形脈沖成形(Rectangular Pulse)使得其頻域旁瓣滾降很慢，造成很大的帶外泄露。因此OFDM對頻偏(CarrierFrequencyOffset，CFO)非常敏感。然而5G將會有很多的碎片化頻譜靈活接入/共享的需求，OFDM的高帶外泄露極大的限制了頻譜接入的靈活性或者說需要很大的頻域保護帶從而降低了頻譜的利用率。

上述不足主要是由CP-OFDM自身的固有特性造成的，盡管通過采取一定的措施可以降低這些缺點造成的影響，但同時會增加系統設計的復雜度，且無法從根本上解決問題。

正因為如此，如ITU的報告ITU-R M.[IMT.FUTURE TECHNOLOGY TRENDS]所述，一些新的基于多載波調制的波形調制技術被納入5G的考慮范圍之內。其中，基于濾波器組的多載波(Filter Bank Multiple Carrier，FBMC)調制技術成為熱點研究對象之一，由于其提供了成型濾波器(Prototype Filter)設計的自由度，可以采用時頻域聚焦性(Time/frequency Localization,TFL)很好的濾波器對傳輸波形 進行脈沖成型，使得傳輸信號能表現出多種較優(yōu)的特性，包括：不需要CP來對抗ISI從而提高頻譜效率，較低的帶外泄露從而很好的支持靈活的碎片化頻譜接入，以及對頻偏不敏感的特性。比較典型的FBMC系統通常使用一種叫做偏置正交幅度調制(Offset Quadrature Amplitude Modulation，OQAM)的技術來達到頻譜效率最大化，所以通常稱這種技術為FBMC/OQAM系統，也可稱作OFDM/OQAM系統。關于FBMC如何用于數字通信可以簡單參考一篇早期文獻“Analysis and design of OFDM/OQAM systems based on filter bank theory”,IEEE Transactions on Signal Processing,Vol.50,No.5,2002。

FBMC有一些OFDM所不具備的良好特性，從而在5G研究中獲得關注，不過其本身固有的一些缺點使得其在無線通信系統中應用也存在著不少挑戰(zhàn)，這些急需解決的挑戰(zhàn)正在被不斷的研究中。其中一個顯著的問題就是使用FBMC的系統為了獲得最大的頻譜效率，必須使用FBMC/OQAM或OFDM/OQAM的調制方式。這種調制方式下的載波間僅存在實數域正交而非純正交的關系，這就意味著每個載波上的信號會受到相鄰載波上信號的干擾，這些干擾可以通過提取實虛部的方式在接收端消除。然而，這種虛部干擾可能在某些場景下無法獲得完全的消除，從而降低系統的可靠性。例如，在信道存在較大頻率選擇性和時變特性的時候，傳統的均衡將無法保障干擾為純虛，從而導致殘余干擾使得系統性能下降。更為嚴重的是，當FBMC/OQAM與多天線傳輸方法結合時，可能帶來災難性的后果。例如傳統的STBC(Space-Time Block Coding，空時分組編碼)里，Alamouti碼(Alamouti code)需要傳輸的信號為復數，而由于虛部干擾的隨機性，Alamouti code與FBMC/OQAM的結合非常困難。

技術實現要素：

本發(fā)明提供一種基于復數調制的FBMC信號發(fā)送和接收方法，以解決FBMC調制方式應用于無線通信系統中時面臨的載波間干擾的問題。

本申請公開了一種基于復數調制的濾波器組的多載波FBMC信號發(fā)送方法，包括：

對復數信號a進行預編碼得到X＝Ta，其中，T為預編碼矩陣，T為干擾矩陣I的右奇異值矩陣的共軛轉秩；

使用FBMC調制方式發(fā)送X。

較佳的，對干擾矩陣I進行奇異值分解：I＝WΣH^H，其中，H^H為右奇異值矩陣，W為左奇異值矩陣，Σ為對角矩陣，所述預編碼矩陣T＝H。

較佳的，預編碼矩陣進一步包含功率分配矩陣：T＝HP，其中，功率分配矩陣P為對角矩陣。

較佳的，所述干擾矩陣I是根據FBMC調制方式下載波間的干擾系數構成的矩陣。

較佳的，所述進行預編碼為對頻域上多個子載波上的復數信號進行的聯合預編碼。

較佳的，所述使用FBMC調制方式發(fā)送X包括按照公式(1)生成基帶發(fā)射信號：

其中：(·)_m,n表示頻時點；

X_m,n為在第n個符號的第m個子載波上發(fā)送的復數調制信號；

τ₀為符號周期：τ₀＝1/(v₀)；v₀是載波間的間隔；

g是原型濾波器函數，其時域沖擊響應長度為τ₀的K倍，K為濾波器的重疊因子；

g_m,n(t)為調制X_m,n的整體合成濾波器函數。

本申請還提供了一種發(fā)射機，包括：預編碼模塊和發(fā)送模塊，其中：

所述預編碼模塊，用于對復數信號a進行預編碼得到X＝Ta，其中，T為預編碼矩陣，T為干擾矩陣I的右奇異值矩陣的共軛轉秩；

所述發(fā)送模塊，用于使用FBMC調制方式發(fā)送X。

本申請還提供了一種基于復數調制的濾波器組的多載波FBMC信號接收方法，包括：

使用FBMC解調方式檢測接收信號；

對接收信號進行后處理得到Y＝Uy，其中，y為接收信號，Y為后處理后的信號，U為后處理矩陣，U為干擾矩陣I的左奇異值矩陣的共軛轉秩。

較佳的，對干擾矩陣I進行奇異值分解：I＝WΣH^H，其中，H^H為右奇異值矩陣，W為左奇異值矩陣，Σ為對角矩陣，令所述后處理矩陣U＝W^H。

較佳的，所述干擾矩陣I是根據FBMC調制方式下載波間的干擾系數構成的矩陣。

較佳的，所述進行后處理為對頻域上多個子載波上的復數信號進行的聯合后 處理。

本申請還提供了一種接收機，包括：接收模塊和后處理模塊，其中：

所述接收模塊，用于使用FBMC解調方式檢測接收信號；

所述后處理模塊，用于對接收信號進行后處理得到Y＝Uy，其中，y為接收信號，Y為后處理后的信號，U為后處理矩陣，U為干擾矩陣I的左奇異值矩陣的共軛轉秩。

由上述技術方案可見，本申請在基于復數調制的FBMC系統中，發(fā)射端通過采用干擾矩陣的右奇異值矩陣的共軛轉秩對復數信號進行預編碼，并且接收端采用干擾矩陣的左奇異值矩陣的共軛轉秩對接收信號進行后處理，使得載波間干擾(ICI)得以成功消除，從而解決了將FBMC調制方式應用于無線通信系統時所遇到的障礙，實現了對FBMC技術的有效利用。

附圖說明

圖1為本申請一種基于復數的QAM-FBMC信號生成示意圖；

圖2為本申請一實施例中發(fā)送端的處理流程示意圖；

圖3為本申請一實施例中接收端的處理流程示意圖；

圖4為OFDM和QAM-FBMC的誤碼率比較圖；

圖5為本申請一較佳發(fā)射機的組成結構示意圖；

圖6為本申請一較佳接收機的組成結構示意圖。

具體實施方式

為使本申請的目的、技術方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下參照附圖并舉實施例，對本申請作進一步詳細說明。

采用基于濾波器組多載波技術的調制方式FBMC，可以獲得具有更好時頻聚焦性的信號波形，例如基于各向同性正交變換算法(Isotropic Orthogonal Transform Algorithm，IOTA)、基于擴展高斯函數(Extended Gaussian Function，EGF)和歐洲PHYDYAS等原型濾波器函數。FBMC使用時頻域聚焦性(Time/Frequency Localization,TFL)很好的成型濾波器對每個子載波的信號進行脈沖成型(Pulse Shaping)，這使得：1)FBMC可以不需要CP也能極大抑制多徑帶來的ISI,不僅相對OFDM能帶來更高的頻譜效率和能量效率，同時可以在更大的時間誤差下獲得良好的接收可靠性，從而允許非嚴格同步的傳輸；2)得益于良好的頻率聚焦性，FBMC可以在極窄的頻率資源內傳輸信號并保持非常低的帶外泄露，從而可以較 好的抑制由于多普勒或相位噪聲等帶來的載波間干擾(ICI)。因此，FBMC在認知無線電、碎片化的頻帶接入和非同步傳輸等場景下具有極大的潛力。

為獲得FBMC的最高頻譜效率，需要使用偏置正交幅度調制(OQAM：Offset Quadrature Amplitude Modulation)技術,稱為FBMC/OQAM或OFDM/OQAM，本文后續(xù)全部簡稱為OQAM。在OQAM中，一個QAM符號被分成兩路信號，分別被交替調制到一個子載波的實部或虛部并通過在時間上交錯的方法發(fā)送。在接收端，如果沒有信道的影響，交替提取每個子載波上信號的實部和虛部，即可恢復發(fā)送信號。然而，OQAM調制方法無法避免載波間的虛部干擾，這在許多場景中限制了其應用，例如Alamouti coding無法適用于OQAM調制中。為此，本申請?zhí)峁┮环N基于復數信號的FBMC系統(QAM-FBMC)，其基帶發(fā)射信號可以表示為：

其中：(·)_m,n表示頻時點(Frequency-time Point)；

X_m,n為在第n個符號的第m個子載波上發(fā)送的復數調制信號；

τ₀為符號周期：τ₀＝1/(v₀)；v₀是載波間的間隔；

g是原型濾波器函數，其時域沖擊響應長度一般為τ₀的K倍，這樣的話導致相鄰的(2K-1)個符號的時域波形會部分重疊，所以K通常也稱為濾波器的重疊因子(Overlapping Factor)；

g_m,n(t)為調制X_m,n的整體合成濾波器函數(Synthesis Filter)。

可以看出基于復數的FBMC系統的符號率與基于實數的OQAM系統的符號率相同。圖1為一個QAM-FBMC系統的信號生成流程示意圖。

由于使用了復數調制，載波間的干擾無法利用提取實虛部的方法消除。載波間的干擾系數可以定義為：

β_m,n,m',n'＝<g_m,n|g_m',n'> (2)

其中，<·|·>表示內積。

由上述可見，QAM-FBMC系統為一個非正交系統，如果不進行特殊處理，將無法正確傳輸信號。

實施例一:

在本實施例中，將詳細說明如何使用本申請?zhí)岢龅姆椒ń鉀Q復數FBMC系統中的干擾問題。本實施例給出一個基于特殊濾波器參數的方法，但是本方法可以拓展到任何其他的濾波器參數。

表1為使用PHYDYAS濾波器的OQAM系統中的載波間干擾系數。

表1

需要注意的是，表1中每兩列數據表示間隔為τ₀/2的兩個OQAM信號之間的干擾。在本申請中，由于系統使用了周期為τ₀的復數信號(QAM)，相應的載波間干擾系數可以由表2表示。

表2：使用PHYDYAS濾波器的QAM-FBMC系統干擾示意

如表2所示，一個載波僅對相同符號的上下兩個相鄰載波以及對相鄰符號的相鄰載波產生干擾。假設我們僅考慮頻域上一個子帶包含12個子載波的情況，其發(fā)射信號為a_n＝[a_1,n,a_2,n,...,a_12,n]^T，則其接收信號y_n＝[y_1,n,y_2,n,...,y_12,n]^T可以表示為：

y_n＝I_na_n+I_n-1a_n-1+I_n+1a_n+1 (3)

其中：

對干擾矩陣I_n進行奇異值分解(Singular Value Decomposition),可以得到：

I_n＝WΣH^H (4)

因此，如果對發(fā)射信號使用H進行預編碼，在接收端使用W^H進行后處理，我們可以得到Y_n：

Y_n＝Σa_n+W^HI_n-1Ha_n-1+W^HI_n+1Ha_n+1 (5)

由于Σ是對角矩陣，所以a_n符號中的載波間干擾(ICI)被完全消除了。除此以外，基于表2，我們知道I_n-1＝I_n+1＝γ(I-D)，其中γ為一個標量，D為一個單位矩陣。由此，公式(5)可以寫成：

Y_n＝Σa_n+γ(Σ-D)a_n-1+γ(Σ-D)a_n+1 (6)

由于Σ是對角矩陣并且D為一個單位矩陣，我們知道a_n-1,a_n+1符號帶來的載波間干擾被完全消除了，僅殘留ISI。比較公式(3)和(6)，通過發(fā)射端預編碼和接收端后處理的方法，本實施例成功地消除了全部ICI，僅殘留部分ISI，一個簡單的迫零運算就可以消除殘留的ISI。本實施例的發(fā)射端處理流程如圖2所示，同時圖3給出了接收端的流程示意圖。

根據圖2，發(fā)射端處理流程主要包括：

1)對數據比特進行復數調制得到復數信號；

2)對復數信號進行基于子帶的預編碼得到預編碼后的矩陣X＝Ta，其中，a為復數信號，T為預編碼矩陣，T為干擾矩陣I的右奇異值矩陣的共軛轉秩；

3)對預編碼后的矩陣進行FBMC調制；

4)將調制后的信號發(fā)送。

根據圖3，接收端處理流程主要包括：

1)使用FBMC解調方式檢測接收信號；

2)對接收信號進行后處理得到Y＝Uy，其中，y為接收信號，Y為后處理后的信號，U為后處理矩陣，U為干擾矩陣I的左奇異值矩陣的共軛轉秩；

3)對后處理后的信號進行迫零干擾消除；

4)對干擾消除后的信號進行數據檢測。

實施例二:

在本實施例中，我們給出一些功率分配的實例。

在公式(6)中，對角矩陣Σ每個元素對每個子載波上的信號進行功率的調整。因此一個直接的功率分配原則為將所有接收信號的功率歸一化，也就是使用HΣ^-1對信號進行預編碼。這種方法能夠有效的獲得一致的接收信號強度，但是由于Σ^-1中包含高能量分量，這種功率分配原則會導致發(fā)送功率的增加。

另外一種功率分配原則為依據注水原理進行功率分配。然而，在發(fā)送功率受限的情況下，依據注水原理進行的功率分配會在某些載波上導致較高的誤碼率。因此，一種更可行的方法為避免在低效的載波上進行信號傳輸。例如，假設Σ＝diag(Σ₁,Σ₂,...，Σ₁₂)，并且Σ₁≥Σ₂...≥Σ₁₂，則預編碼矩陣可以為HΣ^-1Π，其中Π＝diag(1,1,...，0,...，0)，同時，復數信號僅在非零的載波上發(fā)送。這樣，發(fā)送端將受限的發(fā)送功率集中在高效的載波上發(fā)送信號，而承受一定量的速率損失。

這里，我們給出仿真結果以展示所述方法的性能，仿真系統包含M＝256個子載波，重復系數為K＝4，數據塊包含14個復數FBMC符號，濾波器為PHYDYAS濾波器，信道為ETU信道，速度50km/h，調制方式為QPSK。仿真使用12個子載波進行性能評估，發(fā)射端使用歸一化的發(fā)射功率，功率分配原則為1個子載波上不傳輸任何信號：Π＝diag(1,1,...,1,0)，接收端使用后處理和迫零法進行干擾消除。圖4展示了使用本方法的誤碼率曲線。作為比較，一個OFDM系統被引入當做參考。從圖中可以看到，兩者的誤碼率保持一致，證明FBMC系統里的干擾被完全消除，不造成性能損失。注意，此時FBMC系統有1/12的速率損失，而OFDM由于CP的原因有1/8的速率損失，因此FMBC仍然能夠保持較高的傳輸效率。

實施例三：

本實施例說明如何使用本申請方法在FBMC系統中實現Alamouti coding傳輸。假設系統為2*1的MIMO系統，在天線端口#1上，偶數個QAM信號a＝[a₁,a_2,...,a_n]首先被預編碼得到：y₁＝Σ^-1Ha，隨后通過FBMC調制并在天線端口#1上發(fā)送信號。 在天線端口#2上，通過預編碼得到：y₂＝Σ^-1Hb，然后通過FBMC調制y₂并發(fā)送。

在接收端，首先在接收天線上對接收信號進行FBMC解調，得到Y然后分別使用W^H進行后處理并使用迫零法則進行ISI干擾消除，得到后處理信號：Q＝[Q₁,Q₂,...,Q_n]，并根據Q進行Alamouti解碼(Alamouti decoding)。

對應于上述方法，本申請?zhí)峁┝艘环N發(fā)射機，其組成結構如圖5所示，該發(fā)射機包括：預編碼模塊和發(fā)送模塊，其中：

所述預編碼模塊，用于對復數信號a進行預編碼得到X＝Ta，其中，T為預編碼矩陣，T為干擾矩陣I的右奇異值矩陣的共軛轉秩；

所述發(fā)送模塊，用于使用FBMC調制方式發(fā)送X。

對應于上述方法，本申請?zhí)峁┝艘环N接收機，其組成結構如圖6所示，該接收機包括：接收模塊和后處理模塊，其中：

所述接收模塊，用于使用FBMC解調方式檢測接收信號；

所述后處理模塊，用于對接收信號進行后處理得到Y＝Uy，其中，y為接收信號，Y為后處理后的信號，U為后處理矩陣，U為干擾矩陣I的左奇異值矩陣的共軛轉秩。

以上所述僅為本申請的較佳實施例而已，并不用以限制本申請，凡在本申請的精神和原則之內，所做的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本申請保護的范圍之內。