專利名稱：使用相位展開的dat輔助頻率偏移檢測的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在包括至少一個發(fā)射機和一個接收機的無線電通信系統(tǒng)中的頻率誤差的校正。
接收機接收的信號為復(fù)數(shù)信號，該信號典型地以某種方式編碼。本發(fā)明對于OFDM信號特別有利，同時對于其它的編碼原理，如CPFSK也非常有用。下面將參考OFDM信號對本發(fā)明進行描述。
OFDM符號為基于塊的信號，該信號可以借助于幀發(fā)射。這樣的幀的起點需要被精確地檢測，檢測合適的時刻以開始新OFDM幀的采樣的方法被稱為“幀同步”。獲取幀同步的常用方法包括在OFDM符號(導(dǎo)頻符號)中以及在一個新幀的起點(前同步碼符號)插入一些同步符號。前同步碼(preamble)符號可以被接收機用來為OFDM幀同步產(chǎn)生必需的時序并用來校正頻率不精確(載波頻率偏移)。該載波頻率偏移可由，即RF部分的非理想向下混頻、多普勒效應(yīng)和非理想解調(diào)引入。載波頻率偏移也可能由于發(fā)射機和接收機中的本地振蕩器的不精確導(dǎo)致。載波頻率偏移引入了OFDM系統(tǒng)中的載波間干擾(ICI)，這是由于來自一個子載波的信號分量導(dǎo)致了在相鄰的子載波之間的干擾。通過該ICI無法再維持子載波的正交性，而OFDM信號依靠正交性組合起來，因此系統(tǒng)性能將會下降。OFDM信號的子信道帶寬或載波間的間隔遠小于OFDM信號的信號帶寬。在OFDM系統(tǒng)中的一個小的頻率偏移導(dǎo)致信噪比(SNR)的顯著下降。因此，存在很多理由以為了盡可能快并準確地校正頻率誤差。
在OFDM信號中校正相位或頻率誤差的各種方法已經(jīng)公知，并可以參考歐洲專利申請，如1028564和795985以及WO 98/00946。
在WO 98/00946中公開的技術(shù)專用于頻域，并在輸入的信號上執(zhí)行了快速傅立葉變換(FFT)之后運用。上面提及的歐洲專利申請公開了混合的技術(shù)，它允許在時域中糾正誤差，但是校正誤差必需的信息只有在FFT之后才能獲得。這會帶來這樣的問題，即校正的執(zhí)行能有多快。一個常見的缺點是FFT運算要求精確的時間同步。還有一個缺點是現(xiàn)有的技術(shù)顯示出太過于限制性的捕獲范圍。
本發(fā)明的一個目的在于提供一種檢測頻率誤差的方法，該方法以比現(xiàn)有技術(shù)具有更大的捕獲范圍工作。
根據(jù)本發(fā)明，這在時域中是可能的。根據(jù)本發(fā)明可以克服眾所周知的時域中的問題，因為不執(zhí)行FFT運算，從而加速了頻率誤差檢測同時避免了時間同步。
本發(fā)明的目的是如下實現(xiàn)的，即輸入的復(fù)數(shù)信號的相位用反正切函數(shù)計算，展開函數(shù)從反正切函數(shù)的輸出信號中產(chǎn)生，通過展開函數(shù)去除了反正切函數(shù)引入的模2π限制，從而產(chǎn)生了絕對相位表示，并且頻率誤差通過比較在時域移動了預(yù)定時間的相位表示值來確定。
本發(fā)明的一個特點是，它可以專有地工作在時域(兩個時刻之間的時間差而不用注意時間同步)。眾所周知，相位可以由信號的同相和正交分量的反正切計算來確定，但是反正切函數(shù)具有限制在±π模2π的范圍，這也是眾所周知的，這引入了導(dǎo)致了相位和±π模糊的非線性。本發(fā)明是基于發(fā)現(xiàn)反正切函數(shù)引入的模2π限制可以通過展開函數(shù)的方法消除，以便于可以通過比較平移了預(yù)定時間的相位表示值來確定頻率誤差。
準確性依賴于復(fù)數(shù)信號是如何編碼的。下面的詳細描述將給出一個例子，其中OFDM信號包括特定的前同步碼，該前同步碼在IEEEP802.11a/D7.0中定義，在下面將被稱為“IEEE前同步碼”。已經(jīng)驚人地發(fā)現(xiàn)通過在具有上述的IEEE前同步碼的信號上展開函數(shù)的方式獲得的絕對的相位表示為平滑的曲線。曲線越平滑則本發(fā)明檢測頻率誤差的速度越快并且精確度越高。
在一個優(yōu)選實施例中，展開函數(shù)累加了k次2π，其中k取決于未展開函數(shù)，由此，如果最后校正的樣本和當(dāng)前樣本之間的差小于-π，則k將加1，如果最后校正的樣本和當(dāng)前樣本之間的差大于π，則k將減1。
重要的是應(yīng)當(dāng)明白本發(fā)明的原理可以一般性的運用，但是包括特定的專用前同步碼信號和數(shù)據(jù)信號的輸入信號是經(jīng)常涉及的。
本發(fā)明也涉及一種裝置，用于執(zhí)行在接收機中檢測頻率誤差的方法。
該裝置包括復(fù)數(shù)相位計算器，用于在信號的同相和正交分量的逐個樣本的基礎(chǔ)上計算輸入復(fù)數(shù)信號的相位，并對輸入信號的同相和正交分量執(zhí)行反正切函數(shù)；相位展開模塊，如果相位以大于π的絕對值通過了復(fù)平面的同相軸，用于消除相位不連續(xù)性；和比較器模塊，設(shè)置為以預(yù)定的時間間隔比較相位信號值的差，所述值的差表示復(fù)數(shù)相位計算器的輸入信號的頻率誤差。
已經(jīng)發(fā)現(xiàn)當(dāng)相位展開模塊插入到復(fù)數(shù)相位計算器和比較器模塊之間時能達到最好的結(jié)果，但是也將看到將比較器模塊插入到復(fù)數(shù)相位計算器和相位展開模塊之間是可能的。在任何情況下，信號處理以平均值估計器電路中結(jié)束是具有優(yōu)勢的。
本發(fā)明還涉及一種設(shè)計復(fù)數(shù)前同步碼信號的方法。這在前面已經(jīng)解釋了，另一方面，IEEE前同步碼包括平滑的相位表示，但是另一方面，本發(fā)明認為前同步碼可以被優(yōu)化。根據(jù)本發(fā)明，通過在第一前同步碼信號上執(zhí)行判決步驟，在判決信號的多個同相的和正交分量的樣本值上執(zhí)行反正切函數(shù)，在第二和進一步的前同步碼信號上判決并執(zhí)行各自的反正切函數(shù)，并選擇具有最平滑的平滑曲線信號的前同步碼信號，從而找到了最優(yōu)的前同步碼。
一個優(yōu)選實施例包括精確選擇前同步碼信號，該前同步碼信號包含最小的誤差連同近似于正弦波形的反正切函數(shù)。
最后，本發(fā)明還涉及一種計算機可讀媒體，它包含了用于使計算機檢測復(fù)數(shù)通信信號的頻率誤差的程序。根據(jù)本發(fā)明，一種程序包含了如權(quán)利要求14所述的步驟。
參考此后描述的實施例，本發(fā)明的這些以及其它方面將會更加明顯，并加以闡明。


圖1示出了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的一個典型的OFDM發(fā)射機的方框圖。
圖2示出了一個OFDM訓(xùn)練結(jié)構(gòu)。
圖3示出了OFDM物理層(PHY)的發(fā)射機和接收機的例子的方框圖。
圖4示出了12個IEEE前同步碼符號的同相(上面部分)和正交(下面部分)分量。
圖5示出了在復(fù)平面(上面部分)和在相位域(下面部分)中IEEE前同步碼相位的表示。
圖6示出了展開函數(shù)Un的可能的曲線。
圖7示出了α＝0的未展開的和展開的IEEE前同步碼相位。
圖8示出了帶有一個載波間間隔α＝1的載波偏移的IEEE前同步碼相位。
圖9示出了非線性頻率誤差檢測器(FED)的優(yōu)選實施例的方框圖。
圖10示出了沒有頻率偏移(α＝0)和Δf＝312.5kHz頻率偏移(一個載波間間隔，α＝1)的16樣本延遲的IEEE前同步碼相位。
圖11示出了對不同的載波頻率偏差α＝0，1，3，7的非線性頻率誤差檢測器(FED)的輸出。
圖12示出了本發(fā)明的最佳模式的方框圖。
圖13示出了用于本發(fā)明最佳模式的算法的流程圖。
圖14示出了非線性頻率誤差檢測器(FED)的另一個優(yōu)選實施例的方框圖。
圖1圖示了根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的一個典型的OFDM發(fā)射機的方框圖。正交頻分復(fù)用(OFDM)是一種魯棒性的技術(shù)，用于通過信道有效地發(fā)送數(shù)據(jù)。該技術(shù)使用在一個信道帶寬中的多個子載波頻率(子載波)來發(fā)送數(shù)據(jù)。與許多常規(guī)的傳輸方式，比如頻分復(fù)用(FDM)相比，這些子載波被設(shè)置為最優(yōu)的帶寬效率，這浪費了大部分信道帶寬以為了分開并隔離子載波頻率頻譜并由此避免載波間干擾(ICI)。相反，雖然OFDM子載波的頻譜在OFDM信道帶寬上明顯地重疊，但OFDM仍然允許分辨和恢復(fù)調(diào)制到每個子載波上的信息。此外，OFDM與其它常規(guī)的數(shù)據(jù)傳輸方式相比，不易受到由于多路徑衰減引起的數(shù)據(jù)損失的影響，這是由于使用了長度大于信道脈沖響應(yīng)長度的OFDM符號從而防止了符號間干擾。此外，將數(shù)據(jù)編碼到OFDM子載波可以利用頻率分集以減輕頻率選擇性衰減引起的損失。OFDM信號傳輸?shù)囊话阍砜梢詤⒖紙D1來描述，圖1為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的一種典型的OFDM發(fā)射機的方框圖。OFDM發(fā)射機10接收基帶數(shù)據(jù)比特12的流作為它的輸入。這些輸入數(shù)據(jù)比特12立即饋送到編碼器14，它以每Tg+Ts秒B個比特片段獲取這些數(shù)據(jù)比特12，其中Ts為OFDM符號間隔，Tg為循環(huán)前綴或保護間隔。編碼器14典型地使用塊和/或卷積的編碼方式以將誤差校正和/或誤差檢測冗余引入到B個比特片段，接著將編碼的比特細分為2N個m比特的子片段。整數(shù)m的典型范圍為2至6。在典型的OFDM傳輸系統(tǒng)中，存在2N+1個OFDM子載波，包括了零頻率DC子載波，它一般不用來發(fā)送數(shù)據(jù)，因為它沒有頻率從而沒有相位。由此，編碼器14通常地對2N個m比特的子片段執(zhí)行2m-ary的正交幅度調(diào)制(QAM)編碼，以便于將m比特的子片段映射到預(yù)定的在2m-ary群中對應(yīng)的復(fù)數(shù)值點上。在群中的每個復(fù)數(shù)值點表示相位和幅度的離散值。以此方式，編碼器14給2N個m比特的子片段中的每一個分配一個對應(yīng)的復(fù)數(shù)值的2m-ary的QAM子符號ck＝ak+jbk，其中-N≤k≤N，以便生成編碼B個數(shù)字比特的頻域子符號序列。另外，零頻率的子載波通常被分配c0＝0。編碼器14接著將子符號序列連同任意附加的用于插值以簡化濾波的零傳遞到離散傅立葉逆變換(IDFT)，或者更優(yōu)選的傳遞到快速傅立葉逆變換(IFFT)16。一旦從編碼器14接收到OFDM頻域子符號序列，IFFT 16在子符號序列上執(zhí)行快速傅立葉逆變換。換言之，它使用每個復(fù)數(shù)值的子符號ck，來調(diào)制在符號間隔Ts上的2N+1個子載波頻率中對應(yīng)的一個的相位和幅度。子載波由exp(-2πjfkt)給出，并且因此具有基帶頻率fk＝(k/Ts)，其中k為頻率編號并且為在-N≤k≤N范圍中的整數(shù)。IFFT 16由此生成持續(xù)時間為Ts的數(shù)字時域OFDM符號，由下式給出u(t)=Σk=-NNckexp(-2πjfkt)0≤t≤Ts]]>作為由Ts秒的符號間隔上頻域子符號對OFDM子載波離散值調(diào)制的結(jié)果，每個OFDM子載波在頻域顯示sinc x＝(sin x)/x的頻譜。通過在頻域中將2N+1個子載波中的每一個隔開1/Ts，每個sinc x頻譜的子載波的最初峰值和每個其它子載波的頻譜的零值相重合。這樣，雖然子載波的頻譜相重疊，它們保持互相正交。注意調(diào)制的子載波非常有效地填充信道帶寬。如圖1中示出的，由IFFT 16產(chǎn)生的數(shù)字時域OFDM符號接著傳遞到數(shù)字信號處理器(DSP)18。DSP 18對數(shù)字時域OFDM符號執(zhí)行附加的頻譜整形，并且還在每個符號上加上長度為Tg的循環(huán)前綴或保護間隔。循環(huán)前綴通常只是部分符號的重復(fù)，循環(huán)前綴典型地要比OFDM信道脈沖響應(yīng)更長，從而，用于防止在連續(xù)符號之間的符號間干擾(ISI)。構(gòu)成循環(huán)擴展的頻譜整形的數(shù)字時域OFDM符號的實部和虛部值的數(shù)字部分接著分別傳遞到數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(DAC)20和22。DAC 20和22將時域OFDM符號的實部和虛部值數(shù)字部分分別以由時鐘電路2 4確定的轉(zhuǎn)換或抽樣速率fck_t轉(zhuǎn)換為同相和正交的OFDM模擬信號。該同相和正交OFDM信號接著分別被傳遞到混頻器26和28。在混頻器26和28中，來自DAC 20和22的同相和正交的OFDM信號分別用來調(diào)制同相的中頻(IF)信號和90°相移(正交)IF信號，以便于分別產(chǎn)生同相的IF OFDM信號和正交的IFOFDM信號。饋送到混頻器26的同相IF信號直接由本地振蕩器30產(chǎn)生，而饋送到混頻器28的90°相移的IF信號在饋送到混頻器28之前，通過在將本地振蕩器30產(chǎn)生的同相IF信號經(jīng)過90°移相器32來產(chǎn)生。這兩個同相和正交的IF OFDM信號接著在組合器34中組合，以形成合成的IF OFDM信號。在一些現(xiàn)有技術(shù)的發(fā)射機中，在執(zhí)行數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換之前IF混頻在數(shù)字域中使用數(shù)字合成器和數(shù)字混頻器執(zhí)行。該合成IF OFDM信號接著傳遞到射頻(RF)發(fā)射機40中。在本領(lǐng)域中存在并公知RF發(fā)射機40的許多變型，但是典型地，RF發(fā)射機40包括IF帶通濾波器42、RF混頻器44、RF載波頻率本地振蕩器46、RF帶通濾波器48、RF功率放大器50和天線52。RF發(fā)射機40從組合器34中獲得IF OFDM信號并用它來調(diào)制由RF本地振蕩器46產(chǎn)生的頻率為fct的傳輸載波，以此產(chǎn)生占用一個信道帶寬BW的RP OFDM調(diào)制的載波。由于整個的OFDM信號必須適合于該信道帶寬中，則信道帶寬必須至少為(1/Ts)·(2N+1)Hz寬，以容納所有被調(diào)制的OFDM子載波。
圖2圖解了OFDM訓(xùn)練結(jié)構(gòu)，即物理層收斂過程(PLCP)前同步碼，其中t1到t10指示短訓(xùn)練符號，并且T1和T2指示長訓(xùn)練符號。PLCP前同步碼后跟隨了信號字段和數(shù)據(jù)?？偟挠?xùn)練長度為16μs。圖2中的虛線界限指示了由于傅立葉逆變換的周期性導(dǎo)致的重復(fù)。一個短OFDM訓(xùn)練符號由12個子載波組成，它由復(fù)數(shù)數(shù)目的元素調(diào)制而成。
圖3圖解了OFDM物理層(PHY)的發(fā)射機和接收機例子的方框圖。OFDM發(fā)射機和接收機在IEEE P802.11a/D5.0標準中進一步詳細說明。OFDM PHY的主要規(guī)格列在下表中。
關(guān)注接收機，特別是自動頻率校正(AFC)時鐘恢復(fù)。如圖3所示，在輸入信號的載波頻率和振蕩器之間任何的頻率誤差或者未對準，由AFC時鐘恢復(fù)電路調(diào)整。這里提出的本發(fā)明位于電路元件AFC時鐘恢復(fù)中，由AFC時鐘恢復(fù)控制振蕩器，以及IQ檢測的時鐘恢復(fù)部分。
正如以前提出的，載波頻率偏移估計通過在同相和正交分量的逐個樣本的基礎(chǔ)上定義相位，而在時域中執(zhí)行。對每個輸入信號的相位定義可看成是輸入信號在相位域中的表示，其中相位域如下定義相位域以樣本為基礎(chǔ)將輸入復(fù)數(shù)信號(x(t))的每個同相(I(t))和正交(Q(t))分量之間的相位表示為時間的函數(shù)。
在相位域中，在輸入復(fù)數(shù)(同相，正交)樣本上用反正切函數(shù)計算相位將引入子載波模糊的問題。反正切函數(shù)具有限制在±π模2π的范圍。反正切函數(shù)的模2π引入了非線性，這導(dǎo)致了±π的相位模糊，這是由于±1/2的子載波模糊，正如結(jié)果中將看到的。
令載波頻率表達為Δf=α1NTs,α∈R---(1)]]>
兩個樣本之間的時間為Ts，N為OFDM信號的子載波數(shù)目，并且NTs為OFDM符號的周期，因此方程1表示了以α倍的載波間間隔(1/NTs)表示的載波頻率偏移。
如果我們使用公知的傅立葉變換對X(f-Δf)e(j2πΔft)x(t)，(2)其中x(t)為輸入OFDM信號，則方程(2)表示恒定的頻移導(dǎo)致線性增加OFDM信號x(t)的相位。相位的該線性行為可以被用來在時域中估計x(t)的載波偏移。如果我們想使用x(t)的相位，我們需要反正切函數(shù)ψ(t)=2πft+arg{x(t)}=Δφ(t)+Θ(t)=arctan{Q(t)I(t)}---mod(2π)---(3)]]>如果我們結(jié)合方程(1)和方程(3)我們得到 將OFDM符號周期代入方程(4)中，得出ψ(NTs)＝α2π+Θ(NTs)mod(2π)(5)方程(5)的模(2π)部分將ψ(NTs)的值限制在±π，因此α的最大值為αmax=ψ(NTs)max-Θ(NTs)2π=±(12-Θ(NTs)2π)---(6)]]>方程(6)表示子載波模糊由反正切函數(shù)的模2π引入。反正切函數(shù)的模2π為在ψ(t)上的非線性運算，因此如果我們想使用相位ψ(t)，我們需要沒有模2π的非線性的反正切函數(shù)。本文獻描述了一個非線性的FED，它可以消除該非線性，該消除也是在相位上的非線性運算。通過消除模2π的限制，ψ(t)成為沒有任何相位跳躍的連續(xù)函數(shù)。如果我們在復(fù)平面中看(在x軸上的同相分量和y軸上的正交分量)，如果相位以大于π的絕對值從第一象限移動到第三或第四象限(反之亦然)將會發(fā)生相位跳躍。因此如果相位以大于π的絕對值通過復(fù)平面中的同相軸，則產(chǎn)生了相位上的不連續(xù)。
在本文本的另一部分中，這些相位跳躍的消除被稱為“相位展開”。該相位展開導(dǎo)致了絕對相位函數(shù)Φ(t)，這意味著相位的值可以為，例如，Φ(t)＝23.67π并且沒有限制到ψ(t)＝-0.33πmod(2π)的相對值。該絕對值表示Φ(t)為我們提供了在本文中建議的非線性FED的寬捕獲范圍。這將表示出FED的捕獲范圍不再限于由反正切函數(shù)引入的±1/2倍的載波間間隔(假設(shè)Θ(NTs)/2π等于0)。
在下面將描述具有頻率偏移的離散OFDM信號的相位表示。該離散OFDM信號xnα=Σi=-N2+PN2-PBiej2π(1NTs+αNTs)nTs=ejα2πNnΣi=-N2+PN2-PBiej(i2πNn),---(7)]]>其中p為OFDM符號的未使用子載波的個數(shù)，Bi為復(fù)數(shù)信號，它代表了第I個子載波的初始相位和幅度，以及n為樣本下標。xnα的相位Θnα=arg{xnα}=α2πNn+arg{Σi=-N2+PN2-PBiej(i2πNn)},---(8)]]>為α的線性函數(shù)的總和以及子載波的相位總和。該α的線性函數(shù)也可以對于特定的離散OFDM前同步碼信號獲得，正如下面將要示出的，其中IEEE P802.11a/D7.0的前同步碼(此后稱為“IEEE前同步碼”)的相位表示用于W-LAN OFDM系統(tǒng)中。該IEEE W-LAN OFDM系統(tǒng)使用下列的值；N＝64點(I)FFT，樣本頻率為Fs＝20MHz(Ts＝50ns)和p＝6個未使用子載波，將這些值代入方程(7)和方程(8)，得到xnα=ejαπ32nΣi=-2626Biej(iπ32n),---(9)]]>對于OFDM信號并且Θnα=απ32n+arg{Σi=-2626Biej(iπ32n)},---(10)]]>對于OFDM信號的相位。
前同步碼是在IEEE P802.11a/D7.0中定義。它是由12個子載波組成的短OFDM符號，其由下面給出的序列元素Si進行調(diào)制S=S-i,...,Si=13/6(0,0,1+j,0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,-1-j,---(11)]]>0,0,0,-1-j,0,0,0,1+j,0,0,0,0,0,0,0,-1-j,0,0,0,-1-j,]]>0,0,0,1+j,0,0,0,1+j,0,0,0j1+j,0,0,0,1+j,0,0),i=0,1,...,25,26]]>下標(-26，...，26)指示OFDM符號的子載波數(shù)目。歸一化平均功率需要乘以因子 因為IEEE前同步碼只使用52個子載波中的12個子載波?？梢詮姆匠?11)看出，只有下標為4的倍數(shù)的子載波是非零的，因此將m＝i/4代入方程(9)并將元素Bi與元素Si交換，得出，
pnα=13/6ejαπ32nΣm=-66Smejmπ8n---m≠0,---(12)]]>IEEE前同步碼表示和φ~nα=απ32n+arg{Σm=-66Smejmπ8n}---m≠0,---(13)]]>該IEEE前同步碼的相位。子載波S0等于零(DC-子載波)，因此下標m＝0不用于IEEE前同步碼。方程(12)表示如果m＝±1則OFDM信號中的基頻F0＝1/NTsFp=4F0=4164Ts=116Ts,---(14)]]>于是前同步碼的周期或周期時間Tp=1Fp=14T0=16Ts,---(15)]]>為16個樣本(而不象OFDM中的64個)，因此IEEE前同步碼具有16個樣本的持續(xù)時間(800ns)。
如果我們稍微進一步來看序列S的分量，我們看到Sm＝-S-mSmejβm+S-me-jβm＝j(luò)2Smsin(Bm)m＝1，3，5，(16)Sm＝S-mSmejβm+S-me-jβm＝2Smcos(Bm) m＝2，4，6，其中βm為任意的數(shù)字。使用其，方程(12)中的測角等式得出pnπ=213/6ejαπ32n{S2cos(2π8n)+S4cos(4π8n)+S6cos(6π8n)]]>+j[S1sin(π8n)+S3sin(3π8n)+S5sin(5π8n)]},---(17)]]>并且S1=S2=-(1+j)=-2ejπ4]]>S3=S4=S5=S6=(1+j)=2ejπ4.---(18)]]>IEEE前同步碼的表示變成pnπ=213/6ej(απ32n+π4){-cos(2π8n)+cos(4π8n)+cos(6π8n)]]>+j[-sin(π8n)+sin(3π8n)+sin(5π8n)]}.---(19)]]>
圖4在上面的部分表示了IEEE前同步碼的同相分量，在下面的部分表示了IEEE前同步碼的正交分量，對于12個IEEE前同步碼符號(在水平軸上的192個樣本)沒有載波頻率偏移(α＝0)。
IEEE前同步碼的相位φ~nα=π4+απ32n+θn,]]>θn=arctan{-sin(π8n)+sin(3π8n)+sin(5π8n)-cos(2π8n)+cos(4π8n)+cos(6π8n)}---(20)]]>是初始相位(π/4)、作為載波頻率偏移 的函數(shù)的線性變化的相位、以及在具有多頻率(θn)的正弦曲線之和上執(zhí)行反正切函數(shù)這三者之和。θn的行為不容易通過分析確定，因此它通過模擬來獲得，并表示在圖5中。
圖5在上面的部分(復(fù)平面表示)中表示了對于IEEE前同步碼(周期為16)的每個樣本的同相和正交分量，并且在下面的部分(相位域表示)中表示了IEEE前同步碼的反正切值。
從圖5中可以看出，模2π相位校正需要在樣本1，2(mod16)，6，7(mod16)，10，11(mod16)和13，14(mod16)之間執(zhí)行，這是因為在這些連續(xù)的樣本之間，IEEE前同步碼的相位以大于π的絕對值穿過同相軸。
該2π的相位校正由展開函數(shù)(Un)來執(zhí)行，并且可以描述如下展開函數(shù)(Un)累加了k次2π，其中k取決于運用了Un的未展開函數(shù)。
如果最后校正的樣本和當(dāng)前樣本之間的差小于-π，k將加1如果最后校正的樣本和當(dāng)前樣本之間的差大于π，k將減1。
圖6表示了Un的可能曲線，每個函數(shù)值Un為2π的倍數(shù)(k乘以2π)，并取決于未展開函數(shù)。
將展開函數(shù)Un運用到IEEE前同步碼的未展開相位 示于圖5，得到φnα=π4+απ32n+θn,---(21)]]>
IEEE前同步碼的展開相位。未展開相位 和展開相位φn0分別由實線和虛線表示在圖7中。
從圖7中可以看出，展開相位φn0的行為類似于正弦波。方程(21)示出α＝0時φnα的正弦波行為是θn的行為。如果我們更進一步來看這個正弦波行為，我們能確定一個近似值φn≈7π4sin(π8n),---(22)]]>并且方程(21)可以近似為φnα≈π4+απ32n+7π4sin(π8n).---(23)]]>如果我們看方程20，我們看到載波頻率偏移給出了相位的線性增加。如果我們能夠確定未展開相位 的方向的角度，則我們將知道由α表示的頻率偏移。通過將展開函數(shù)Un應(yīng)用于 我們得到由方程(21)表示的展開相位φnα。如果我們看圖8，我們可以看出由于一個載波間間隔(α＝1)的載波頻率偏移Δf＝312.5kHz，展開相位φn1線性增加。
正如前面提到的，θn的行為近似為正弦波，這可以從圖8中看出，該近似可以在α≠0的情況下使用。
未展開相位 的方向角度的展開及隨后的檢測由非線性的FED執(zhí)行，并在下面進行細節(jié)性的描述。
如前面提出的，通過不受模2π的限制以逐個樣本的基礎(chǔ)定義同相和正交分量的相位，從而在時域中執(zhí)行載波頻率偏移估計。該限制的去除是通過相位展開函數(shù)實現(xiàn)的。
如果我們看圖8，可以看出方向的角度可以通過取兩個函數(shù)值之間的差來定義，這兩個函數(shù)值在時間上平移并且在不存在載波頻率偏移(α＝0)的情況下具有相等的值。從方程15和方程23中可以看出， 和φnα的周期等于16，因此相互之間隔開了16個樣本的每兩個函數(shù)值具有相同的值，這還可以在圖7中圖形化地驗證。對于每個n，φnα和φn+16α之間的差為常數(shù)，并和載波頻率偏移成比例。如果該常數(shù)值被噪聲污染，可通過平均化樣本來減小該噪聲的影響。上述提及的所有操作和信號名稱示于圖9，即非線性FED的方框圖。
對于α＝0，方程19所描述并示于圖4中的信號pnα為“復(fù)數(shù)相位”塊的輸入信號?！皬?fù)數(shù)相位”塊的輸出信號為pnα的未展開相位，φ~nα=π4+απ32n+θn,mod(2π)---(24)]]>并由圖7中的沒有載波頻率偏移(α＝0)的實線表示。
將展開函數(shù)Un應(yīng)用于輸入信號 在“相位展開”塊的輸出處得到φnα≈π4+απ32n+7π4sin(π8n),---(25)]]>該展開相位信號由圖7中的(α＝0)虛線和圖8中的(α＝1)的虛線表示。
“Z-N”塊的輸出信號為展開相位信號的延遲形式φn-Dα≈π4+απ32(n-D)+7π4sin{π8(n-D)},---(26)]]>D為延遲的樣本的數(shù)目。由一些測角等式，方程26可重寫為φn-Dα≈π4+απ32(n-D)---(27)]]>+7π4[sin(π8n)cos(π8D)-cos(π8n)sin(π8D)],]]>將D＝16(IEEE前同步碼的周期)代入方程27得出φn-16α≈(1-2α)π4+απ32n+7π4sin(π8n),---(28)]]>對于α＝0和α＝1在圖10中示出。
“減”塊的輸出信號為展開相位差信號Δφn,Dα≈π4+απ32n+7π4sin(π8n)-[π4+απ32(n-D)+7π4sin{π8(n-D)}]]]>=απ32D+7π4{[1-cos(π8D)]sin(π8n)+sin(π8D)cos(π8n)},---(29)]]>對于D＝16方程29成為Δφn,16α≈απ2,---(30)]]>在曲線開始的正弦波行為為接通的現(xiàn)象，因為φn-16α的前16個樣本等于0。這前16個樣本不能用于載波頻率偏移的檢測，因此在IEEEOFDM系統(tǒng)的情況下，160個樣本中只有144個可用。
“平均值估計器”塊的輸出信號是以144個樣本的滑動時窗的展開相位差信號平均。平均值估計器取最后144個樣本的和，并用該數(shù)目除以144。平均值估計器的輸出，還有FED輸出，在α＝0，1，3，7的不同值時示于圖11中。
第160個樣本(樣本序號為159)的值是載波頻率偏移的精確表示，因為接通現(xiàn)象對該樣本不再有任何影響。
展開函數(shù)Un根據(jù)最后校正的樣本和當(dāng)前樣本之間的相位差增加或減少2π計數(shù)器k。如果由于除了反正切函數(shù)之外的載波頻率偏移(α較大)、還有噪聲或者其他的原因該相位差大于絕對值|π|，則，F(xiàn)ED將不能校正它。該限制為非線性FED的捕獲范圍并可以通過找到n來獲得，其中φnα＝0表示了最大的相位改變maxn{dφnαdn|α=0}≈maxn{7π232cos(π8n)}=7π232,for n=0mod(8)---(31)]]>將此代入方程29中并且D＝1(連續(xù)的樣本)給出Δφ0,1αmax≈αmax(π32)+7π4sin(π8)=π[αmax32+74sin(π8)].---(32)]]>在兩個連續(xù)的樣本之間有±π的限制，則捕捉范圍αmax則為π[αmax32+74sin(π8)]=±π⇒αmax≈±32[1-74sin(π8)]≈±10,---(33)]]>由于正弦波近似，這個數(shù)字不是精確的捕獲范圍?？梢詮姆匠?3中看出，捕獲范圍被φnα的正弦波部分的最大相位跳躍所限制。在兩個連續(xù)的樣本之間的該相位跳躍可以通過比如過采樣來減少。該過采樣加大了捕獲范圍。兩倍過采樣的因子得出αmax≈±64[1-74sin(π16)]≈±42,---(34)]]>這個數(shù)字由于正弦波近似而不是精確的捕獲范圍。
直到現(xiàn)在才得到關(guān)于具有IEEE前同步碼的非線性FED的理論數(shù)值輸出值為Δφn,16α≈απ2,]]>沒有過采樣的捕獲范圍為αmax≈±10(Δfmax≈±3.2MHz)被2倍過采樣的捕獲范圍為αmax≈±42(Δfmax≈±13.1MHz)圖12圖解了本發(fā)明的最佳模式的方框圖。OFDM信號1201被連接到頻率偏移-電壓轉(zhuǎn)換器1202的輸入。頻率偏移-電壓轉(zhuǎn)換器1202的輸出信號1203被連接到模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器1204的輸入。模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器1204上的輸出數(shù)據(jù)總線1205被連接到在輸入緩沖器1206上的輸入數(shù)據(jù)總線。輸入緩沖器1206上的輸出數(shù)據(jù)總線1207被連接到在微處理器1208上的輸入數(shù)據(jù)總線。微處理器1208上的輸出數(shù)據(jù)總線1209被連接到在輸出緩沖器1210上的輸入數(shù)據(jù)總線。輸出緩沖器1210上的輸出數(shù)據(jù)總線1211被連接到數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器1212。數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器1212上的輸出信號1213被連接到振蕩器1215。振蕩器1215上的輸出信號1216被連接到頻偏-電壓轉(zhuǎn)換器1202上的輸入。累加器寄存器1214包括在微處理器1208中。
OFDM信號1201被OFDM信號接收機(未示出)根據(jù)慣例對于常規(guī)的信號接收和檢測進行接收。針對輸入OFDM信號1201，OFDM接收機當(dāng)前對頻率誤差進行了調(diào)整。頻率誤差檢測和校正根據(jù)本發(fā)明的新穎方法執(zhí)行。根據(jù)該新穎方法，如果振蕩器信號1216具有針對于輸入信號1201的載波頻率的頻率偏移，則OFDM信號1201被饋送到檢測器1202，其在輸出1203產(chǎn)生了偏移電壓。偏移電壓1203被轉(zhuǎn)換為當(dāng)前被微處理器1208監(jiān)測的數(shù)字值1205。在證實了數(shù)字值1205超過代表±π的相位偏移的預(yù)定最大值或最小值時，微處理器將振蕩器的相位調(diào)整到它的相反的最大值或最小值，并在內(nèi)部累加器寄存器1214中記錄相位校正的數(shù)量。這意味著如果相位超過+π，則相位被校正到-π，并且如果相位超過-π，則相位校正到+π。校正由微處理器1208通過將數(shù)字值寫入輸出緩沖器1210中來執(zhí)行，其將被1212轉(zhuǎn)換成電壓，該電壓依次偏置振蕩器1215。偏移值代表±π的相位校正。以此方式，系統(tǒng)在頻率偏移遠遠超過檢測器1202的±π的限制時能夠進行跟蹤。實際的展開相位則為當(dāng)前被存儲在計算機中的值，并且非展開的相位為檢測器1202中的值。
圖13例示了用于本發(fā)明的最佳模式中的算法的流程圖。該算法實現(xiàn)為圖12中所示的微處理器1208中的程序。讀操作1301之后跟著檢驗1302。檢驗1302之后跟著遞增1303。檢驗1302后還跟著遞減1304。遞增1303后跟著計算1305。遞減1304后跟著計算1305。檢驗1302后也跟著計算1305。計算1305之后跟著寫操作1306。
在圖12中的輸入緩沖器1206由讀操作1301讀取。如果讀取的值代表低于-π的相位偏移，則圖12中的累加器1214由遞增1303增加2π。如果讀取的值代表高于+π的相位偏移，則圖12中的累加器1214由遞減1304減去2π。如果讀取的值代表在-π和+π之間的相位偏移，則圖12中的累加器1214既不增加也不減少。不考慮在累加器1214上執(zhí)行的運算，將寫入圖12中的輸出緩沖器1210的值由1305計算為從輸入緩沖器1206中讀出的值加上累加器1214中的值。通過寫操作1306，輸出緩沖器1210接著設(shè)置到計算出的值。
圖14例示了本發(fā)明的另一個優(yōu)選實施例。在所用的模型中“相位展開”塊的位置相對于示于圖9中的非線性FED方框圖發(fā)生了改變?！跋辔?展開”塊從緊接在“復(fù)數(shù)相位”塊之后(見圖9)被移到緊接在“減”塊之后，因此展開函數(shù)Un應(yīng)用到相位差信號，而代替未展開的相位信號
權(quán)利要求
1.一種檢測接收機中頻率誤差的方法，其特征在于輸入復(fù)數(shù)信號的相位用反正切函數(shù)來計算，由反正切函數(shù)的輸出信號產(chǎn)生展開函數(shù)，由反正切函數(shù)引入的模2∏限制通過展開函數(shù)的方式被消除，從而產(chǎn)生了絕對相位表示，并且頻率誤差通過比較平移了預(yù)定時間的相位表示值來確定。
2.權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于展開函數(shù)累加了k次2∏，其中k取決于未展開的函數(shù)，以此如果最后校正的樣本和當(dāng)前樣本之間的差小于-∏時，k將加1，如果最后校正的樣本和當(dāng)前樣本之間的差大于∏時，k將減1。
3.權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于比較的相位表示值平移了預(yù)定的時間。
4.權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于輸入復(fù)數(shù)信號的相位在信號的同相和正交分量的逐個樣本的基礎(chǔ)上計算。
5.權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于輸入信號包括特定的離散前同步碼信號和數(shù)據(jù)信號。
6.權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于輸入信號按照OFDM被調(diào)制。
7.權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于輸入信號按照CPFSK被調(diào)制。
8.一種用于執(zhí)行權(quán)利要求1-7的方法的裝置，其特征在于該裝置包括-復(fù)數(shù)相位計算器，用來在信號的同相和正交分量的逐個樣本的基礎(chǔ)上計算輸入信號的相位，并在輸入信號的同相和正交分量上執(zhí)行反正切函數(shù)，-相位展開模塊，如果相位以大于∏的絕對值通過復(fù)平面中的同相軸，則該展開模塊用于消除相位上的不連續(xù)，和-比較器模塊，設(shè)置為以預(yù)定的時間間隔比較相位信號值的差別，所述值中的差別表示對于復(fù)數(shù)相位計算器的輸入信號中的頻率誤差。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的裝置，其特征在于相位展開模塊插在復(fù)數(shù)相位計算器和比較器模塊之間。
10.根據(jù)權(quán)利要求8的裝置，其特征在于比較器模塊插在復(fù)數(shù)相位計算器和相位展開模塊之間。
11.根據(jù)權(quán)利要求8-10的裝置，其特征在于平均值估計器電路設(shè)置為接收表示頻率誤差的輸出信號。
12.一種設(shè)計復(fù)數(shù)前同步碼信號的方法，包括步驟-決定第一前同步碼信號，-在決定的信號的同相和正交分量的多個樣本值上執(zhí)行反正切函數(shù)，-決定第二和另外不同的前同步碼信號，并執(zhí)行相應(yīng)的反正切函數(shù)，-選擇具有最平滑反正切曲線的前同步碼信號。
13.根據(jù)權(quán)利要求12的方法，其特征在于精確地選擇包括最小誤差連同近似于正弦波的反正切函數(shù)的前同步碼信號。
14.一種包括程序的計算機可讀媒體，用于使計算機(1208)檢測復(fù)數(shù)通信信號的頻率誤差，其特征在于所述程序包括讀取輸入緩沖器(1206，1301)的步驟，和確定(1302)輸入緩沖器(1206，1301)是否包括在對應(yīng)于可由頻率誤差檢測器(1202)檢測的另一個范圍的范圍之內(nèi)的值(1301)，并且是否在范圍之外的值(1301)導(dǎo)致對應(yīng)的其它范圍在頻率誤差檢測器(1202)可檢測的范圍之外的步驟，程序通過將取非的值乘2加到(1303，1304)累加器(1214，1303，1304)來調(diào)整累加器(1214)，并計算(1305)輸出緩沖器(1210，1306)的值為輸入緩沖器(1206，1301)加上累加器值(1214)，并將輸出緩沖器值(1306)寫入輸出緩沖器(1210，1306)。
全文摘要
一種在幀同步期間檢測接收機中頻率誤差的方法。數(shù)據(jù)的快速同步和可靠接收要求快速確定接收信號中的頻率誤差。在CPFSK和OFDM中，由于潛在的子載波干擾，頻率偏移甚至更為重要。該方法在時域中運行，通過允許精確頻率確定的展開函數(shù)消除了在相位表示上的2p的限制。
文檔編號H04J11/00GK1582557SQ02822028
公開日2005年2月16日 申請日期2002年10月31日 優(yōu)先權(quán)日2001年11月6日
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