用于增加帶寬受限通信路徑的信道容量的方法和設(shè)備的制作方法
【專利摘要】通過(guò)使用組合的編碼和調(diào)制技術(shù)來(lái)增加帶寬受限通信路徑高速公路的信息攜帶容量的獨(dú)特的數(shù)字壓縮技術(shù)。創(chuàng)新性技術(shù)允許多個(gè)獨(dú)立的調(diào)制數(shù)據(jù)流同時(shí)并且即刻共享相同帶寬而沒(méi)有跨信道干擾。使用匹配濾波器來(lái)基本上降低錯(cuò)誤率并且利用基于進(jìn)行頻譜響應(yīng)測(cè)試的獨(dú)特訓(xùn)練方法。算法計(jì)算通信高速公路的獨(dú)特特性對(duì)發(fā)送信號(hào)的影響，并且產(chǎn)生存儲(chǔ)在匹配濾波器中的理想信號(hào)以便與接收到的信號(hào)比較。
【專利說(shuō)明】用于增加帶寬受限通信路徑的信道容量的方法和設(shè)備
[0001] 相關(guān)申請(qǐng)的交叉引用
[0002] 本申請(qǐng)是2010年1月6日提交的美國(guó)專利申請(qǐng)No. 12/652,885的部分延續(xù)申 請(qǐng)，涉及并且要求2009年1月6日提交的美國(guó)臨時(shí)專利申請(qǐng)No. 61/142, 768、美國(guó)專利 No. 5, 956, 372、美國(guó)專利No. 6, 075, 817和美國(guó)專利No. 7, 336, 747的優(yōu)先權(quán)，其中所有這些 全部在此通過(guò)引用并入本申請(qǐng)。

【技術(shù)領(lǐng)域】
[0003] 本發(fā)明涉及用于增加帶寬受限通信路徑的信道容量的方法和設(shè)備，帶寬受限通信 路徑包括電話雙絞線（TTP)線纜、光纖管線、微波通信系統(tǒng)、移動(dòng)和個(gè)人通信網(wǎng)絡(luò)和衛(wèi)星通 信網(wǎng)絡(luò)。

【背景技術(shù)】
[0004] 對(duì)當(dāng)今可用的大量數(shù)據(jù)信息的即時(shí)和高速訪問(wèn)對(duì)于家庭娛樂(lè)、商業(yè)通信和無(wú)線通 信設(shè)備而言是關(guān)鍵需求。
[0005] 這種需求的一個(gè)示例，以及用于滿足這種需求而應(yīng)用的資源是由有線電視和電話 公司提出的在單個(gè)寬帶連接上提供高速因特網(wǎng)接入、電視節(jié)目和電話服務(wù)的"三網(wǎng)融合" (triple play)效應(yīng)。
[0006] 對(duì)于電話公司，使用光纖和異步數(shù)字用戶線（ADSL)技術(shù)的組合將三網(wǎng)融合傳送到 住宅或者商業(yè)機(jī)構(gòu)。這種構(gòu)造使用光纖來(lái)達(dá)到離電話中心辦公室距離遠(yuǎn)的區(qū)域，并且使用 已有TTP上的ADSL或者VDSL (極高數(shù)據(jù)速率數(shù)字用戶線）作為到住宅或者商業(yè)機(jī)構(gòu)的最 后一英里。這個(gè)兩步方案是必要的，因?yàn)閿?shù)字訂戶線（DSL)技術(shù)在長(zhǎng)距離上遭受明顯的帶 寬下降。
[0007] 已經(jīng)估計(jì)到，提供先進(jìn)的三網(wǎng)融合服務(wù)需要的帶寬將要求在37兆比特/秒到57 兆比特/秒（Mbits/sec)之間的下游(到住宅或者商業(yè)機(jī)構(gòu)的頭端或者中心辦公室）數(shù)據(jù) 率。這是基于平均每個(gè)家庭3個(gè)高清電視機(jī)（HDTV)(每個(gè)HDTV要求9?12兆比特/秒)、 10?20兆比特/秒的高速因特網(wǎng)和0. 25兆比特/秒的IP語(yǔ)音。
[0008] 存在可能使用三網(wǎng)融合服務(wù)的多個(gè)基本DSL服務(wù)；包括ADSL、ADSL2+和VDSL。 ADSL可以在18000英尺的距離提供大約2兆比特/秒的下游帶寬，并且在6000英尺的距離 提供6兆比特/秒的下游帶寬。ADSL2+使用第二雙絞線可以在3000英尺提供大約25兆比 特/秒的帶寬。VDSL可以在3000英尺提供大約25兆比特/秒的帶寬，并且使用第二雙絞 線在1000英尺可能提供57兆比特/秒的帶寬。因此為了電話公司利用已有DSL技術(shù)提供 完整三網(wǎng)融合配置，必須安裝在每個(gè)家庭或者商業(yè)機(jī)構(gòu)的大約1000英尺內(nèi)可訪問(wèn)的光纖 網(wǎng)絡(luò)。
[0009] 有線電視運(yùn)營(yíng)商面臨類似問(wèn)題，因?yàn)樗鼈兊哪壳把b置是同軸電纜，而同軸電纜不 能夠在長(zhǎng)距離上支持所要求的帶寬。因此它們必須也安裝光纖網(wǎng)絡(luò)并且使用可用的同軸電 纜，而不是針對(duì)最后傳送英里的TPP。對(duì)于有線電視公司，使用混合光纖同軸（HFC)架構(gòu)來(lái) 進(jìn)行電視節(jié)目傳播和高速因特網(wǎng)接入，同時(shí)使用IP語(yǔ)音（VOIP)來(lái)傳送電話服務(wù)。
[0010] 估計(jì)僅美國(guó)電話公司就必須花費(fèi)超過(guò)260億美元來(lái)安裝三網(wǎng)融合服務(wù)所要求的 光纖網(wǎng)絡(luò)。
[0011] 對(duì)于無(wú)線通信，碼分多址（CDMA)和全球移動(dòng)通信（GSM)標(biāo)準(zhǔn)的進(jìn)展也提供傳送視 頻、因特網(wǎng)接入和語(yǔ)音電話服務(wù)的另一種介質(zhì)。因而三網(wǎng)融合正在變?yōu)?四網(wǎng)合一"，這意味 著對(duì)可用帶寬的更大需求。這種需求通過(guò)美國(guó)最近700MHz拍賣產(chǎn)生了 190億美元的競(jìng)購(gòu) 價(jià)可以顯示出來(lái)，而美國(guó)的電話公司從1995年以來(lái)花費(fèi)了 710億美元來(lái)競(jìng)購(gòu)頻譜。
[0012] 本發(fā)明的目的是增加用于任何類型的通信高速路的信息攜帶容量，要求理解由 Claude Shannon和Ralph Hartley發(fā)展的信道容量的基本理論。Shannon-Hartley理論是 噪聲信道編碼理論對(duì)遭受高斯噪聲的連續(xù)時(shí)間模擬通信信道的原型的應(yīng)用。該理論建立信 道容量，即，對(duì)利用特定帶寬并且在存在噪聲干擾的情況下在通信鏈路上可發(fā)送的最大量 的無(wú)差錯(cuò)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)(基于脈沖的信息)的約束。該理論是基于假設(shè)信號(hào)功率被約束并且通過(guò) 已知的功率或者功率譜密度來(lái)描述高斯噪聲過(guò)程。為了實(shí)現(xiàn)這個(gè)目的，傳統(tǒng)方法嘗試使用 有效的技術(shù)增強(qiáng)來(lái)增加每單個(gè)調(diào)制頻率的比特?cái)?shù)量。由于信道的噪聲保持相同，因此改進(jìn) 是有限的。本發(fā)明發(fā)送多個(gè)頻率，每個(gè)頻率在其自己的虛擬信道上，總物理信道帶寬具有最 少的增加，并且確保在Shannon極限的限制內(nèi)各調(diào)制頻率實(shí)現(xiàn)最大容量。組合的信息吞吐 量是全部虛擬信道的容量之和。實(shí)質(zhì)上本發(fā)明提供用于組合在同一受限制信道帶寬內(nèi)的很 多虛擬信道的方法，該方法沒(méi)有其它已知系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)。
[0013] 考慮到全部可能的多電平和多相位編碼技術(shù)，Shannon-Hartley理論聲明信道容 量C由以下給出，其表示通過(guò)經(jīng)受功率為N的加性白高斯噪聲的模擬通信信道利用給定平 均信號(hào)功率S可發(fā)送的干凈(無(wú)差錯(cuò)）數(shù)據(jù)的速率的理論上限：
[0014] C=Blog2 (1+S/N)
[0015] 其中：
[0016] C是以每秒比特為單位的信道容量，
[0017] B是以赫茲為單位的信道帶寬，
[0018] S是以瓦為單位測(cè)量的在帶寬上的總信號(hào)功率，
[0019] N是以瓦為單位測(cè)量的在帶寬上的總噪聲功率，并且S/N是通信信號(hào)對(duì)高斯噪聲 干擾的信噪比（SNR)，表示為直接的功率比。
[0020] Shannon-Hartley理論建立針對(duì)經(jīng)受高斯噪聲的有限帶寬連續(xù)時(shí)間信道的信道容 量。還澄清了僅帶寬極限不會(huì)對(duì)最大信息速率施加上限。這是因?yàn)閿?shù)字脈沖信號(hào)能夠在各 符號(hào)脈沖上采用無(wú)限大數(shù)量的不同電壓電平，各個(gè)略微不同的電平被指派到不同含義或者 比特序列。然而，當(dāng)噪聲和帶寬限制被組合時(shí)，Shannon-Hartley理論教導(dǎo)即使使用了各種 多電平編碼技術(shù)，受約束功率的信號(hào)可以傳遞的信息的量存在有限的極限。
[0021] Shannon-Hartley理論提出的信道容量的有限極限部分地基于如下事實(shí)：在這個(gè) 理論考慮的信道中，噪聲和信號(hào)是通過(guò)相加而組合。也就是說(shuō)，接收器接收的信號(hào)等于將期 望信息編碼的信號(hào)和代表噪聲的連續(xù)隨機(jī)變量之和。該加法產(chǎn)生了對(duì)原始編碼信號(hào)的值的 不確定性。
[0022] Shannon-Hartley理論已經(jīng)應(yīng)用于全部傳統(tǒng)通信系統(tǒng)并且提供給定信道帶寬和 信噪比支持的最大數(shù)據(jù)速率。在傳統(tǒng)系統(tǒng)中，在幾乎相同帶寬內(nèi)調(diào)制頻率不交疊，而是各 調(diào)制頻率具有不同的帶寬。因而，為了在傳統(tǒng)通信系統(tǒng)中增加數(shù)據(jù)速率，帶寬必須增加。 Shannon-Hartley理論還應(yīng)用于此處描述的所提出的發(fā)明技術(shù)。然而，由于多個(gè)虛擬信道 的積累和，每個(gè)虛擬信道具有彼此接近的調(diào)制頻率(載波)，并且多個(gè)虛擬信道仍在物理信 道上維持幾乎相同的總帶寬，因而此處描述的本發(fā)明技術(shù)允許增加容量。另外，因?yàn)槿?這些調(diào)制頻率(虛擬信道）同時(shí)發(fā)送到在物理信道上，它們的帶寬顯著交疊。為了恢復(fù)增加 的數(shù)據(jù)容量，本發(fā)明技術(shù)通過(guò)發(fā)送器處的發(fā)送超諧振濾波器（TXSRF)、接收器超諧振濾波器 (RXSRF)和匹配濾波器的組合顯著地抑制載波間干擾，全部這些在下面描述。
[0023] -種類型的噪聲是一個(gè)或者更多個(gè)數(shù)據(jù)攜帶干擾載波，其占據(jù)與期望的載波信號(hào) 大致相同的帶寬。本發(fā)明的系統(tǒng)利用唯一組合中的頻譜交疊數(shù)據(jù)載波(使用發(fā)送SRF電路 和接收SRF電路）來(lái)增加傳送系統(tǒng)的整體吞吐量，而既不增加整體信號(hào)帶寬(如在擴(kuò)展頻譜 系統(tǒng)中那樣)，也不降低SNR (如在多用戶CDMA系統(tǒng)中那樣)。最后，本發(fā)明的系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的受 疊載波優(yōu)于正交系統(tǒng)(諸如正交頻分復(fù)用（0FDM))。不同于本發(fā)明，0FDM系統(tǒng)受限于用于分 離載波的頻率的選擇是由正交規(guī)則非常精確地設(shè)定的，導(dǎo)致針對(duì)給定帶寬，整體數(shù)據(jù)吞吐 量的邊際增加。
[0024] 以下描述的本發(fā)明過(guò)程使得信號(hào)的積累能量和噪聲的積累能量之間的差變得更 大。這導(dǎo)致信道容量顯著增加，迄今為止認(rèn)為這是不可實(shí)現(xiàn)的。因?yàn)樵谑芟拗菩诺缼拑?nèi) 不同信道的調(diào)制頻率交疊，所以載波間干擾比其它噪聲更重要。本發(fā)明減少全部噪聲的影 響來(lái)增加整體容量。利用本發(fā)明可實(shí)現(xiàn)的噪聲和信號(hào)帶寬的解稱合代表Shannon-Hartley 理論的完全新穎的應(yīng)用。
[0025] 在此處描述的信道容量的創(chuàng)新性改進(jìn)的基本原因是本發(fā)明不依靠數(shù)字脈沖信號(hào) 來(lái)傳達(dá)信息。相反，本發(fā)明通過(guò)傳遞離散正弦信號(hào)的振幅來(lái)發(fā)送信息，其中在發(fā)送器處正在 發(fā)生狀態(tài)變化的同一周期中該離散正弦信號(hào)在振幅上保持固定。從一個(gè)比特周期到下一個(gè) 比特周期振幅沒(méi)有突然變化，而當(dāng)信息作為脈沖發(fā)送時(shí)有突然變化。各離散間隔具有其自 己的正弦波輸入，這些正弦波輸入隨著時(shí)間發(fā)展為正弦波。這意味著在這個(gè)通信系統(tǒng)中沒(méi) 有寬帶頻譜的源，而當(dāng)信息傳遞是基于數(shù)字脈沖時(shí)存在寬帶頻譜的源。
[0026] 本發(fā)明通過(guò)阻擋除了在攜帶發(fā)送信息信號(hào)的窄帶寬內(nèi)駐留的噪聲之外的全部信 道噪聲的有害作用，來(lái)提供對(duì)信噪比的巨大改進(jìn)。


【發(fā)明內(nèi)容】

[0027] 此處描述的本發(fā)明是獨(dú)特的數(shù)字壓縮技術(shù)，其通過(guò)交疊多個(gè)調(diào)制載波并抑制載波 間干擾，增加帶寬受限通信高速公路的信道容量。實(shí)質(zhì)上，每個(gè)經(jīng)調(diào)制載波攜帶的數(shù)據(jù)的 合計(jì)容量將使容量增大很多倍。并且，同一帶寬內(nèi)的加性白高斯信道噪聲等同地影響全部 調(diào)制載波，因而保持每個(gè)經(jīng)調(diào)制載波上的相同的信號(hào)對(duì)AWGN噪聲比，并且合計(jì)容量保持在 Shannon容量?jī)?nèi)。因而，倉(cāng)ij新性技術(shù)使得信道容量的增加優(yōu)于利用Shannon-Hartley理論確 定帶寬時(shí)所預(yù)期的。
[0028] 創(chuàng)新性技術(shù)允許多個(gè)獨(dú)立的調(diào)制數(shù)據(jù)流同時(shí)共享相同帶寬而沒(méi)有跨信道干擾。不 同于已知的擴(kuò)頻方法，各數(shù)據(jù)流不遭受由于其它信道的存在而引起的信噪比（SNR)劣化。創(chuàng) 新性技術(shù)通過(guò)獨(dú)立地針對(duì)每個(gè)符號(hào)處理每個(gè)經(jīng)調(diào)制載波而有效地增大通信高速公路的信 道容量，因而增強(qiáng)了期望載波并且不增強(qiáng)非期望載波(干擾)。這是通過(guò)利用窄帶寬濾波器 并且針對(duì)全部的交疊調(diào)制載波仍保持噪聲帶寬相同，利用交疊信號(hào)來(lái)攜帶附加信息并且使 固有噪聲通過(guò)接收器中的窄帶濾波器而信號(hào)攜帶信息占據(jù)完整帶寬來(lái)實(shí)現(xiàn)的。
[0029] 本發(fā)明還使用對(duì)傳統(tǒng)匹配濾波器的匹配濾波器系統(tǒng)變形例(其僅僅對(duì)由噪聲破壞 的進(jìn)入信號(hào)利用最佳匹配擬合）以減小通信高速公路上的錯(cuò)誤率。匹配濾波器與RXSRF組 合，以使從頻譜交疊數(shù)據(jù)攜帶載波的載波間干擾抑制最大化。隨著在通常系統(tǒng)中數(shù)據(jù)載波 的數(shù)量增大（以增大特定通信信道上的數(shù)據(jù)吞吐量)，匹配濾波器提供在RXSRF后用于數(shù)據(jù) 檢測(cè)的便利方法。在傳統(tǒng)系統(tǒng)中，匹配濾波器僅僅進(jìn)行最佳預(yù)存儲(chǔ)信號(hào)匹配，以便從具有 信道添加噪聲的接收信號(hào)中進(jìn)行數(shù)據(jù)恢復(fù)，然而在創(chuàng)新性系統(tǒng)中，匹配濾波器結(jié)合發(fā)送SRF 電路和接收SRF電路工作，在發(fā)送SRF電路和接收SRF電路中實(shí)現(xiàn)了噪聲和載波間抑制處 理并且在同一帶寬內(nèi)容納增加數(shù)量的交疊調(diào)制頻率。另外，匹配濾波器利用基于進(jìn)行頻譜 響應(yīng)測(cè)試的獨(dú)特訓(xùn)練方法，在頻譜響應(yīng)測(cè)試中在通信高速公路上以預(yù)定序列發(fā)送一系列純 頻率。利用算法來(lái)計(jì)算通信高速公路的獨(dú)特特征對(duì)發(fā)送信號(hào)的影響?；谠撚?jì)算，理想信 號(hào)被創(chuàng)建并且存儲(chǔ)在匹配濾波器中以便與在創(chuàng)新性傳送系統(tǒng)的接收器部分接收的信號(hào)進(jìn) 行比較。
[0030] 從以下詳細(xì)描述結(jié)合附圖，將更完整理解本發(fā)明的這些和其它特征。

【專利附圖】

【附圖說(shuō)明】
[0031] 圖1是創(chuàng)新性傳送系統(tǒng)的概括圖，
[0032] 圖2是本發(fā)明利用的超諧振濾波器的一個(gè)實(shí)施方式的示意圖，
[0033] 圖3示出在創(chuàng)新性傳送系統(tǒng)的接收器部分中使用的超諧振濾波器的級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，
[0034] 圖4是創(chuàng)新性系統(tǒng)與當(dāng)前ADSL技術(shù)的比較，并且
[0035] 圖5和圖6示出用于本發(fā)明的匹配濾波器的兩種可能的實(shí)施方式。

【具體實(shí)施方式】
[0036] 參照?qǐng)D1，示出本發(fā)明的發(fā)送部分和接收部分的整體系統(tǒng)框圖。圖1所示的系統(tǒng) 是對(duì)美國(guó)專利No. 5, 956, 372、No. 6, 075, 817和No. 7, 336, 747中描述的通信系統(tǒng)的顯著改 進(jìn)，并且提供操作優(yōu)點(diǎn)，全部這三個(gè)專利的教導(dǎo)在此通過(guò)引用并入。將在下面說(shuō)明這些改進(jìn) 和操作優(yōu)點(diǎn)。
[0037] 如圖1所示，本發(fā)明的發(fā)送器部分30具有多個(gè)輸入，示出為輸入txbit (1，0)到 txbit (7, 6)，分別施加到乘法器電路10至13的輸入。
[0038] 在本示例性實(shí)施方式中，8比特的輸入被劃分為四個(gè)2比特字。各2比特字被饋 送到其相應(yīng)的發(fā)送器信道。在8比特字施加到乘法器10至13之前，對(duì)8比特字的編碼(例 如，隨機(jī)化等）或者設(shè)置沒(méi)有先驗(yàn)要求，對(duì)哪些比特施加到具體發(fā)送信道也沒(méi)有任何要求。
[0039] 選擇每信道2比特，而不是每信道1比特或者8比特，是基于整體系統(tǒng)要求，諸如 信噪比（SNR)、信道類型、數(shù)據(jù)速率、功率水平、噪聲曲線等。然而應(yīng)理解的是每信道的比特 數(shù)量不是本發(fā)明的具體限制。這是因?yàn)楸景l(fā)明是信道編碼系統(tǒng)，而不是源編碼系統(tǒng)。僅有 的輸入要求是各符號(hào)周期是預(yù)定義的。
[0040] 用于本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式的示例性符號(hào)周期T是1微秒或者1兆符號(hào)/秒。對(duì) 于這個(gè)示例，進(jìn)入的8比特字必須以每微秒一個(gè)字的準(zhǔn)確速率到達(dá)。
[0041] 還施加到乘法器10至13的是本地振蕩器（L0)L01至L04的輸出。各本地振蕩器 是具有預(yù)設(shè)頻率和固定振幅的純正弦波，并且對(duì)于各傳送信道是唯一的。各本地振蕩器是 針對(duì)給定系統(tǒng)而預(yù)設(shè)的，以在各1微秒周期的開始處具有相同固定相位關(guān)系，使得各正弦 波在零相位角開始。作為示例，在1. 00MHz本地振蕩器的情況下，360度正弦波將在1微秒 內(nèi)完成，并且在多個(gè)符號(hào)周期上像連續(xù)正弦波。其余本地振蕩器按照定義是不連續(xù)，因?yàn)樗?們的頻率可以低于或高于1. 00MHz。然而，在每個(gè)微秒符號(hào)周期的結(jié)束處存在預(yù)定內(nèi)置延 遲，以針對(duì)新符號(hào)周期在預(yù)定相位角重新開始。作為示例，對(duì)于9頻率應(yīng)用，可以存在四個(gè) 頻率在1. 00MHz之上和四個(gè)頻率在1. 00MHz之下。
[0042] 對(duì)于一個(gè)實(shí)施方式，可以使用在中心頻率1.00MHz周圍的頻率范圍。這個(gè)范圍受 多個(gè)因數(shù)影響，包括整體系統(tǒng)帶寬以及以下事實(shí)：在各TXSRF (標(biāo)號(hào)14至17)的輸出要求正 弦波的至少一個(gè)峰值。在針對(duì)各本地振蕩器在90度和270度出現(xiàn)所要求峰值。在本實(shí)施 方式中，所使用的最高頻率是1. 3MHz，并且最低頻率是700kHz，具有1微秒符號(hào)周期。針對(duì) 總共25比特/符號(hào)，除了均調(diào)制兩個(gè)比特的最高頻率和最低頻率之外，在各頻率上調(diào)制三 個(gè)比特。
[0043] 施加到各乘法器10至13的比特調(diào)制各本地振蕩器的輸出，各本地振蕩器的輸出 還如圖1所示施加到各乘法器。各乘法器的輸出施加到TXSRF1至TXSRF4的相應(yīng)輸入端。
[0044] 現(xiàn)在參照?qǐng)D2,示出TXSRF1至TXSRF4的一個(gè)實(shí)施方式。如以下描述，TXSRF1至 TXSRF4的電路是相同的。這種超諧振濾波器（SRF)電路是對(duì)美國(guó)專利No. 7, 336, 747中描 述和示出的類型的顯著改進(jìn)，該美國(guó)專利在此通過(guò)引用并入。在美國(guó)專利No. 7, 336, 747中 還示出了 SRF電路的附加實(shí)施方式。圖2所示的SRF電路用作窄帶濾波器，具有大致小于 VT的帶寬并且具有響應(yīng)時(shí)間T，其中T是符號(hào)周期。
[0045] 圖2所示的超諧振濾波器相比于相關(guān)技術(shù)的窄帶濾波器有優(yōu)點(diǎn)。一個(gè)這種優(yōu)點(diǎn)是 超諧振濾波器的快速穩(wěn)定時(shí)間。SRF在正弦輸入的特定相位僅僅發(fā)送單個(gè)頻率。輸入可以 包括噪聲，噪聲自身是信號(hào)的匯編體。具有反饋環(huán)和前饋環(huán)的典型相關(guān)技術(shù)DSL環(huán)在同一 個(gè)環(huán)中包括發(fā)送器和接收器兩者（實(shí)質(zhì)上，電話線是環(huán)的元件，而在本發(fā)明中各SRF環(huán)針對(duì) 發(fā)送器或者接收器完全本地化)。各SRF環(huán)的功能和目的(在發(fā)送側(cè)或者接收側(cè)）完全不同 于在DSL中使用的電話線補(bǔ)償環(huán)方案。SRF創(chuàng)新性環(huán)涉及載波間抑制（因而各載波是本地發(fā) 送的載波，在上面調(diào)制了更多數(shù)據(jù))，并且不涉及補(bǔ)償特定傳送（電話）線的特性。相反，DSL 環(huán)被設(shè)計(jì)用于補(bǔ)償并且適用于各特定電話線的特性。請(qǐng)注意DSL環(huán)仍可以利用作為其內(nèi)部 元件的創(chuàng)新性SRF環(huán)來(lái)實(shí)現(xiàn)。換句話說(shuō)，此處描述的創(chuàng)新性SRF環(huán)和DSL環(huán)是不同的環(huán)，如 果期望則它們可以被集成在一起，但是它們的功能完全唯一并且彼此不相關(guān)。
[0046] 在類似應(yīng)用中有用的已知相關(guān)技術(shù)的反饋環(huán)在發(fā)送器中不包含內(nèi)部環(huán)，并且不顯 示或者暗示有正反饋。這是在系統(tǒng)設(shè)計(jì)中明確并且專門避免的概念，因?yàn)檎答亴?dǎo)致不穩(wěn) 定和振蕩這一事實(shí)。在任何系統(tǒng)設(shè)計(jì)中（通信或者控制)，在典型負(fù)反饋環(huán)中總是嘗試避免 任何接近180度(符號(hào)翻轉(zhuǎn)）的相移(這因而變?yōu)檎答?。創(chuàng)新性SRF恰恰相反，針對(duì)期望 信號(hào)進(jìn)行第一級(jí)正反饋，針對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行第二級(jí)正反饋，其中第二級(jí)正反饋小于第一級(jí) 正反饋。這個(gè)方案代表對(duì)美國(guó)專利No. 5, 956, 372、No. 6, 075, 817和No. 7, 336, 747中描述 的技術(shù)的演化和改進(jìn)。創(chuàng)新性SRF的另一個(gè)關(guān)鍵特征是其在每個(gè)符號(hào)周期復(fù)位。這是與其 它環(huán)的根本差別（盡管這些環(huán)的目的與SRF環(huán)截然不同）。環(huán)的典型時(shí)間常數(shù)(諸如用于表 征電話線和適應(yīng)于其上的傳送的DSL)大約是很多(幾百個(gè))符號(hào)周期，并且通常地這些環(huán)連 續(xù)地適應(yīng)而沒(méi)有"硬"復(fù)位。此處描述的創(chuàng)新性SRF每個(gè)符號(hào)周期復(fù)位，（如以下描述）這與 數(shù)據(jù)恢復(fù)的目的有關(guān)，而不是用于傳送線適應(yīng)。
[0047] 系統(tǒng)在一個(gè)符號(hào)周期T或者少于一個(gè)符號(hào)周期T的輸入信號(hào)的樣本上操作，因此 連續(xù)符號(hào)周期之間沒(méi)有相干關(guān)系。各符號(hào)周期T全新開始，盡管在符號(hào)周期T內(nèi)可以存在 多個(gè)頻率，這些頻率可以通過(guò)另一個(gè)TXSRS恢復(fù)。
[0048] 如圖2所不，輸入端51接收輸入信號(hào)，該輸入信號(hào)是由正弦波的一個(gè)循環(huán)表不的 符號(hào)。在每個(gè)符號(hào)正弦波被采樣η次并且在輸入端51上的信號(hào)具有頻率L0。輸入信號(hào)被 提供到加法器53,該加法器53將輸入樣本和反饋樣本相加。在電路54中進(jìn)行平方函數(shù)。 電路54將加法器53的輸出與其自身相乘因而產(chǎn)生加法器53的輸出的平方。電路54的輸 出是頻率為輸入頻率L0的兩倍的電壓。本地振蕩器55以頻率L0振蕩。本地振蕩器55的 輸出和平方電路54的輸出被乘法器56相乘。乘法器56提供包括1L0和3L0的輸出。
[0049] 乘法器56的輸出被提供到平方根電路60,平方根電路60提供乘法器56的輸出的 振幅的平方根。加法器53的輸出也應(yīng)用于符號(hào)提取器61。符號(hào)提取器61提取這個(gè)信號(hào)的 符號(hào)，該符號(hào)用于在乘法器62中乘以平方根電路60的輸出。乘法器62的輸出通過(guò)延遲單 元63而被反饋，延遲單元63將輸出樣本脈沖延遲一個(gè)樣本周期（8卩，1/η)。
[0050] 在電路54中，X2操作提供相位角加倍的正弦，即，x=asina變?yōu)閤 2=a2sin2a或者 a2(sin2a_l)。當(dāng)信號(hào)乘以本地振蕩器55的輸出（輸出sine a的信號(hào))時(shí)，結(jié)果是a2sine a。 該信號(hào)與輸入信號(hào)完全同相位。
[0051] 應(yīng)注意的是信號(hào)的樣本也與本地振蕩器L0同相位。當(dāng)樣本延遲一個(gè)樣本周期（1/ η)時(shí)，其加到新接收的樣本周期。然而，在這個(gè)相加發(fā)生之前，a2(sin2a-l)sine a的平方 根得到sine a。因?yàn)槠椒礁幚砣コ朔?hào)，所以必須確保平方根處理的輸出具有復(fù)原的 輸入符號(hào)。
[0052] 當(dāng)本地振蕩器頻率不精確等于進(jìn)入的頻率和相位時(shí)，操作不同。當(dāng)本地頻率角是 a+(P時(shí)，輸出相位角是h-a-V，這等于a-φ，并且當(dāng)本地頻率角是a-φ時(shí)，輸出角是a+φ，因此 無(wú)論進(jìn)入的信號(hào)頻率是在期望的本地選擇的頻率之上還是之下，反饋延遲信號(hào)與輸入信號(hào) 不同相位并且不相加。
[0053] 樣本相加得到所選擇的正弦波的積分，這導(dǎo)致峰值信號(hào)η/2 π。樣本振幅在30度 間隔上較大。因而，積分在輸入信號(hào)的峰值附近最強(qiáng)烈。
[0054] 順序采樣脈沖的積分需要在信息信道頻率處各脈沖的頻譜交疊其它頻譜。僅需要 這個(gè)頻譜，以在信道上開發(fā)并且傳遞該信息。因而，不需要采樣脈沖的整個(gè)頻譜。
[0055] 在標(biāo)號(hào)64處的輸出是在時(shí)間上為T/n的樣本間隔的振幅之和(每個(gè)符號(hào)周期存在 η個(gè)樣本)，并且在90度存在正峰值，在270度存在負(fù)峰值?？傆?jì)峰值的大小是輸入正弦波 的峰值的約η倍。輸出峰值的寬度近似X (T/n)，其中，X是大約3或者4,并且相對(duì)于符號(hào) 周期非常窄。這允許以稍微大于x(T/n)的時(shí)間分離度來(lái)一起接近地發(fā)送接續(xù)符號(hào)，而沒(méi)有 彼此間輸出峰值干擾。上述意味著比特吞吐量速率是n tnf，其中nt是每個(gè)符號(hào)的時(shí)間樣本 的數(shù)量，并且nf是每個(gè)信道寬度的頻率信道的數(shù)量。輸出端64從進(jìn)入信號(hào)51的頻率和頻 譜導(dǎo)出其頻率。由于僅僅線頻譜提供到輸入端51，所以輸出也必須是線頻譜，與輸入端51 的時(shí)間和頻率間隔無(wú)關(guān)。線頻率譜表示極大地減少了來(lái)自信道噪聲的干擾，因?yàn)楣β手苯?隨著帶寬增加，而信息信號(hào)僅僅占據(jù)有限的帶寬。因而如果信道的帶寬必須具有1MHz的帶 寬以通過(guò)1微秒脈沖，則噪聲改進(jìn)是1〇6或者60dB。這允許處理更大的距離或者更大的數(shù) 據(jù)速率。
[0056] 圖2所示的窄帶濾波器具有兩個(gè)重要元件。首先，存在用于進(jìn)入信號(hào)的前向路徑 元件，由平方器54、具有L0的乘法器56和平方根（60)部件和符號(hào)提?。?1)部件組成。第 二，存在用于將輸出加到輸入的反饋路徑，這產(chǎn)生了相對(duì)于前向信號(hào)路徑的頻率的小相移。 這個(gè)小相移重復(fù)η次使得在符號(hào)周期T期間積累效應(yīng)變得足夠顯著，以產(chǎn)生窄帶但快速反 應(yīng)的濾波器，該濾波器具有基本上小于1/Τ的帶寬但具有響應(yīng)時(shí)間Τ。
[0057] 還重要的是理解包括元件53至55和60至62的反饋環(huán)提供兩級(jí)的正反饋，一個(gè)級(jí) 別比另一個(gè)級(jí)別正性?。╨ess positive)。具體地，當(dāng)被提供期望信號(hào)(其頻率與L0頻率相 同）時(shí)，則環(huán)的效果是正反饋--造成該信號(hào)的特征振幅增大。類似地，當(dāng)被提供不期望的 頻率(諸如干擾，其頻率不同于該特定SRF中的L0的頻率，或者其寬帶噪聲由很多其它頻率 組成)時(shí)，在環(huán)中的全部這些元件(包括求和器53)的效果是提供程度較小的正反饋(其等效 于關(guān)于期望信號(hào)的負(fù)反饋)，使得不期望的信號(hào)的特征振幅較小的增加。使用在發(fā)送SRF電 路和接收SRF電路中實(shí)現(xiàn)的正反饋環(huán)的凈效果是增加整體信噪比，或者信號(hào)干擾比率?？?體而言，正反饋系統(tǒng)或者電路不在通信系統(tǒng)的信號(hào)路徑中使用，因?yàn)檫@導(dǎo)致不穩(wěn)定和振蕩。 Dct使用正反饋是非常不尋常的，并且是本發(fā)明的操作的基礎(chǔ)。DcT電路不呈現(xiàn)振蕩，因?yàn)?在各符號(hào)周期的信號(hào)處理完成之后，發(fā)送SRF和接收SRF被"復(fù)位"。在圖2中，正反饋路徑 (元件63)斷裂達(dá)非常小的時(shí)間段(相對(duì)于符號(hào)周期而言非常?。┎⑶伊阒当环答?。這有效 地去除了正反饋環(huán)的全部記憶，使得該環(huán)針對(duì)新數(shù)據(jù)符號(hào)周期全新地開始其處理。
[0058] SRF電路(在發(fā)送端和接收端兩處）在符號(hào)周期之間必須被復(fù)位(在符號(hào)周期T的 末尾或者在下一符號(hào)T的開始--這兩者是等效時(shí)間，隔開很小的時(shí)間量T/n)。各符號(hào)周 期"Τ"（例如，對(duì)于1兆符號(hào)/秒傳送速率持續(xù)1微秒）進(jìn)一步劃分為更小的時(shí)間增量"η" 次。例如，如果η=1000,則1/η延遲（圖2Α中的63)是1微秒/1000=1納秒。產(chǎn)生同步到符 號(hào)周期Τ的RESET PULSE (圖2中71)，并且其值為"零"達(dá)精確1納秒(或者持續(xù)時(shí)間Τ/η) 并且在全部其它時(shí)間為"一"。請(qǐng)注意RESET PULSE精確地在當(dāng)前符號(hào)周期Τ的最后1納秒 (Τ/η)步長(zhǎng)或者在下一符號(hào)周期T的第一納秒（Τ/η)具有"零"值。RESET PULSE乘以SRF 的反饋路徑。當(dāng)RESET PULSE的值是"一"時(shí)，電路如同70和71不存在那樣進(jìn)行操作。當(dāng) RESET PULSE的值是"零"時(shí)，電路如同其是開環(huán)那樣進(jìn)行操作，并且不存在反饋。
[0059] 該RESET PULSE處理的效果是在RESET PULSE具有"零"值的持續(xù)時(shí)間中"復(fù) 位"SRF環(huán)。這類似于在持續(xù)時(shí)間Τ/η的小時(shí)間段不具有反饋(斷開反饋路徑)。這導(dǎo)致SRF 環(huán)"丟失"其從先前符號(hào)周期Τ的全部記憶，使得與各符號(hào)周期Τ的隨后符號(hào)的先前符號(hào)獨(dú) 立地處理各符號(hào)周期Τ。因此SRF電路不呈現(xiàn)符號(hào)間干擾。
[0060] RESET PULSE的另一個(gè)關(guān)鍵目的是確保作為SRF的特征的正反饋電路不會(huì)導(dǎo)致在 多個(gè)連續(xù)符號(hào)周期期間的不受控的振蕩。這種振蕩會(huì)使得作為SRF電路的基本操作原理的 正反饋無(wú)用。
[0061] 請(qǐng)注意RESET PULSE可以經(jīng)由乘法器70施加到SRF環(huán)中任何地方，而不是如圖2 所示嚴(yán)格地在1/η延遲（63)之后施加。還可以采用將SRF環(huán)復(fù)位的其它方式，只要操作功 能是使得該環(huán)在相對(duì)于符號(hào)周期Τ的適當(dāng)時(shí)間"忘記"其過(guò)去信號(hào)處理的任何狀態(tài)(歷史)。 例如，請(qǐng)注意如果L0的值（55)為零達(dá)到至少一個(gè)T/n周期(如果是在0和180度的正弦， 則將是這樣)，則該特定L0在當(dāng)其值為零的時(shí)間有效地造成固有環(huán)復(fù)位功能。然而，必須確 保L0在Τ符號(hào)周期的開始處具有零值(如果例如L0是在符號(hào)周期Τ的開始處值為" 1"而 不是"〇"的余弦，則不是這樣)。
[0062] 在接收端SRF的操作是同時(shí)將正反饋施加到期望信號(hào)以及將較小正(負(fù))反饋施加 到不期望信號(hào)。接收器SRF的操作的最終結(jié)果實(shí)際上是施加到組合的全部其輸入信號(hào)的差 別行為，使得(通過(guò)反饋過(guò)程）施加許多次的環(huán)相位響應(yīng)的凈差別最終造成該系統(tǒng)的有益性 能。換句話說(shuō)，不僅僅是"正"或者"負(fù)"反饋，更是在期望信號(hào)-不期望信號(hào)上所施加的兩 個(gè)效果之間的差。組合的多個(gè)調(diào)制頻率(虛擬信道)用作對(duì)接收器處的SRF的輸入。SRF的 本地振蕩器被調(diào)諧到期望頻率用于數(shù)據(jù)恢復(fù)。L0和期望的調(diào)制頻率在相位和頻率上同步。 然而其余調(diào)制頻率(虛擬信道)相對(duì)于本地振蕩器具有相位偏移。SRF獨(dú)立地處理各個(gè)符號(hào) 并且被復(fù)位用于下一個(gè)符號(hào)處理。結(jié)合這些信號(hào)的大量(例如，1百萬(wàn)個(gè))樣本使用正反饋。 信號(hào)的各樣本的振幅與先前振幅累積相加，并且同步到本地振蕩器的調(diào)制頻率(虛擬信道） 的累積振幅的振幅增加，將比與本地振蕩器具有相位偏移的頻率的振幅增加更快。在效果 上，期望頻率的累積能量比其它頻率的累積能量大的多。這種分離度的增加使得數(shù)據(jù)速率 增加。
[0063] SRF環(huán)的效果是基于連續(xù)的相移，反饋處理通過(guò)多次重復(fù)("η"次重復(fù)）"增強(qiáng)"了 該效果。對(duì)于非常近(但不是中心頻率）信號(hào)，相移非常小，但是累積。類似地，對(duì)于較遠(yuǎn)的 頻率，相移大，但是也累積。措辭"遠(yuǎn)"的頻率是當(dāng)目標(biāo)是消除帶內(nèi)干擾時(shí)的相對(duì)措辭。在 傳統(tǒng)措辭中，該"遠(yuǎn)"的頻率被認(rèn)為是帶內(nèi)的并且是過(guò)分接近以至于不能夠消除甚至減小。
[0064] 在以上討論中使用了措辭"特征振幅"而不是僅僅簡(jiǎn)單的"振幅"。原因是SRF不 僅僅放大期望信號(hào)和衰減不期望信號(hào)，而且它還改變信號(hào)的形狀。形狀改變是SRF處理的 副產(chǎn)品，并且就其本身而言，在接收器中沒(méi)有重要影響。關(guān)鍵因素是得到的新信號(hào)（SRF的 輸出）主要受位于中心頻率的輸入而不是位于非中心頻率的輸入（即，干擾或者帶內(nèi)噪聲） 的影響。接收器的輸出看起來(lái)像尖峰（spike)-正弦并不重要，只要該尖峰的振幅主要是由 于中心頻率輸入。
[0065] 再次參照?qǐng)D1，各TXSRF電路的輸出包括正反饋SRF電路的效果、進(jìn)入的數(shù)字比特 的組合振幅以及由本地振蕩器提供的輸入的組合。全部TXSRF信道輸出在加法器18中相 加以形成復(fù)合發(fā)送信號(hào)。
[0066] 線路濾波器19 (圖1)是低通濾波器或者帶通濾波器。在通常的電話公司線路的 情況下，這個(gè)濾波器可以不必是物理電路。而是，圖1所示的濾波器是電話線的低通特性的 模型。不需要在信號(hào)的源處對(duì)信號(hào)前置濾波，因?yàn)樵趶陌l(fā)送器30向接收器40的發(fā)送期間 發(fā)生濾波。在無(wú)線信號(hào)的情況下，這種類型的濾波器必須在發(fā)送器處實(shí)現(xiàn)，以避免與具有所 發(fā)送信號(hào)的諧波的相鄰無(wú)線頻帶的干擾。
[0067] 在大多數(shù)無(wú)線系統(tǒng)中，從加法器18輸出的信號(hào)通常被上變頻為用于無(wú)線傳送的 頻帶并且接著下變頻回所選擇的基帶頻率。這種無(wú)線結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)是基帶信號(hào)在關(guān)注的基帶 頻率范圍內(nèi)將整個(gè)無(wú)線傳送路徑視為平坦通帶，這不同于對(duì)發(fā)送信號(hào)作為低通路徑的有線 電話結(jié)構(gòu)。
[0068] LPF19的輸出施加到與圖2所示的TXSRF具有相同構(gòu)造的RXSRF1到RXSRF4。各 RXSRF用于將接收到的由發(fā)送器發(fā)送的信號(hào)解碼。各RXSRF在與對(duì)應(yīng)的TXSRF相同的頻率 (延遲)操作并且被同步到公共時(shí)鐘基準(zhǔn)。時(shí)鐘基準(zhǔn)可以在帶寬沒(méi)有任何顯著增加的情況下 以任何已知方式(未示出）發(fā)送到接收器。
[0069] 圖3例示RX SRF電路可以被串聯(lián)級(jí)聯(lián)，以增加接收器系統(tǒng)的性能。這特別有用， 因?yàn)樵诎l(fā)送側(cè)使用更多的干擾信道以增加通過(guò)帶寬受限的信道的整體數(shù)據(jù)吞吐量。參照?qǐng)D 4,示出當(dāng)在通常TTP連接上發(fā)送數(shù)據(jù)時(shí)的數(shù)據(jù)速率-距離的曲線圖。如所示的，ADSL提供 在數(shù)據(jù)源處約9Mbps的數(shù)據(jù)速率，該數(shù)據(jù)速率在離源4000英尺處降低到1. 5Mbps。相反， 此處描述的創(chuàng)新性系統(tǒng)在6000英尺可以提供25Mbps的數(shù)據(jù)速率，在20000英尺可以提供 3Mbps的數(shù)據(jù)速率，這相比于ADSL是很大改進(jìn)。
[0070] TXSRF/RXSRF組合的基本操作是減小有效噪聲帶寬，但是不等同地減小信號(hào)帶寬， 因而允許發(fā)送和恢復(fù)"快"信號(hào)，其中"快"信號(hào)是相對(duì)于等效帶寬而言的。通過(guò)這種噪 聲-帶寬降低效果，使得能夠使用幾乎(但是不是精確地）100%交疊的信號(hào)來(lái)攜帶附加信 息。對(duì)于利用本發(fā)明的任何一個(gè)特定頻率信道，其它交疊的數(shù)據(jù)信道被認(rèn)為是"噪聲"。由 于TXRSF、RXSRF和匹配濾波器（以下描述）的創(chuàng)新性組合，這是可能的。
[0071] 如圖1所示，各RXSRF電路的輸出被施加到匹配濾波器26。匹配濾波器26是時(shí)間 卷積濾波器，其將進(jìn)入的信號(hào)與預(yù)存儲(chǔ)的在訓(xùn)練過(guò)程期間獲得的波形進(jìn)行卷積，如以下描 述。各預(yù)存儲(chǔ)的波形對(duì)應(yīng)于所有進(jìn)入的比特的組合效果，盡管其意圖是解碼由具有特定符 號(hào)周期的特定頻率發(fā)送的2個(gè)或者3個(gè)比特。其它比特由來(lái)自過(guò)去符號(hào)周期或者由來(lái)自當(dāng) 前符號(hào)周期但是來(lái)自不同頻率的比特組成。針對(duì)1微秒持續(xù)時(shí)間的每個(gè)符號(hào)，并且針對(duì)每 個(gè)頻率，匹配濾波器進(jìn)行卷積并且使用最佳匹配來(lái)解碼針對(duì)該頻率信道所檢測(cè)到的2個(gè)或 者3個(gè)比特。
[0072] 圖5示出匹配濾波器的典型結(jié)構(gòu)。如所例示的，RXSRF1至RXSRF4的輸出均被饋 送到德爾塔能量（delta-energy)計(jì)算模塊70至73。預(yù)存儲(chǔ)的波形（以下描述)存儲(chǔ)在波形 存儲(chǔ)器74至77中，并且應(yīng)用于計(jì)算模塊，該計(jì)算模塊產(chǎn)生依賴于進(jìn)入波形和預(yù)存儲(chǔ)波形之 間的差異的分?jǐn)?shù)。最佳擬合選擇模塊78至81接著從預(yù)存儲(chǔ)的"理想"（無(wú)噪聲）波形的序 列判決出最佳匹配波形。在連接的"訓(xùn)練"階段期間，例如，當(dāng)添加零噪聲以具有"理想"波 形用于與包括噪聲的實(shí)際發(fā)送波形的隨后比較時(shí)，這些理想的預(yù)存儲(chǔ)波形先前已經(jīng)被計(jì)算 出并且被存儲(chǔ)在存儲(chǔ)器模塊中。
[0073] 圖6示出與圖5類似的結(jié)構(gòu)，除了對(duì)最佳擬合的判決是基于多個(gè)信道在最佳擬合 選擇模塊82中進(jìn)行的。各RXSRF路徑仍然計(jì)算與所有可能理想波形比較的進(jìn)入波形的分 數(shù)的列表。這個(gè)分?jǐn)?shù)的列表接著與來(lái)自所有其它信道的類似列表組合，并且關(guān)于輸出比特 做出系統(tǒng)范圍的判決。當(dāng)與單信道判決方法相比時(shí)，這個(gè)方案可以總體上提高整體噪聲性 能。
[0074] 訓(xùn)練處理的目的是在存儲(chǔ)器中存儲(chǔ)適當(dāng)?shù)男盘?hào)波形。通常通過(guò)將要檢測(cè)的信號(hào)按 照該信號(hào)是的"理想"的（即沒(méi)有失真并且不包含噪聲）這種方式提供給匹配濾波器的輸入 端來(lái)執(zhí)行訓(xùn)練。這個(gè)技術(shù)不總是實(shí)用，因?yàn)樵谡鎸?shí)的傳送信道中一般不可能關(guān)閉噪聲。其 它技術(shù)涉及在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下而不是在現(xiàn)場(chǎng)使用期間預(yù)計(jì)算匹配濾波器的內(nèi)容。另一個(gè)技術(shù) 執(zhí)行傳送介質(zhì)的特性描述(例如，使用頻譜分析)，理想波形從該特性描述間接地計(jì)算出并 接著被存儲(chǔ)在匹配濾波器中。
[0075] -旦訓(xùn)練了匹配濾波器，則已準(zhǔn)備好操作。匹配濾波器的輸出不是模擬信號(hào)。而 是，其輸出是如上所述的"分?jǐn)?shù)"，其指示在匹配濾波器的輸入處的期望信號(hào)的存在的可能 性。類似地，使用在匹配濾波器的輸出上的閾值比較，來(lái)以充分的成功概率來(lái)判決信號(hào)是否 存在。
[0076] 匹配濾波器的操作是時(shí)域相關(guān)（correlation)，并且在通信和檢測(cè)系統(tǒng)中是已知 技術(shù)。一個(gè)常用方法是對(duì)時(shí)間差(輸入波形與理想波形的差）的平方求和。
[0077] 假設(shè)理想正弦疊置在具有略微變形的相同正弦上。當(dāng)這兩個(gè)波形振幅相同時(shí)，差 別是零。在它們振幅不同時(shí)，差是非零值。當(dāng)在這兩個(gè)波形的多個(gè)時(shí)間點(diǎn)（樣本）上對(duì)這兩 個(gè)波形上進(jìn)行該比較時(shí)，產(chǎn)生一系列數(shù)字，每個(gè)數(shù)字表示在各具體時(shí)間點(diǎn)處輸入波形對(duì)理 想波形的保真度。這些值中每個(gè)值的平方(從而它們?nèi)钦模┍幌嗉右垣@得最終匹配分 數(shù)。請(qǐng)注意如果兩個(gè)波形相同，則各差值點(diǎn)是零，并且這些點(diǎn)的和也是零。因此，零分?jǐn)?shù)表 示理想匹配。類似地，高分?jǐn)?shù)表示在進(jìn)入波形和理想波形之間存在較少相關(guān)。
[0078] 對(duì)信號(hào)進(jìn)行比較的時(shí)間點(diǎn)越多，則這種濾波器對(duì)不同的但是接近相同的信號(hào)的比 較的準(zhǔn)確性越高并且分辨率越高(即，每個(gè)符號(hào)更多的比特)。
[0079] 針對(duì)各連接進(jìn)行對(duì)匹配濾波器的訓(xùn)練，并且還可以周期性地進(jìn)行重新訓(xùn)練。一般 地，當(dāng)濾波器被制造時(shí)進(jìn)行匹配濾波器的訓(xùn)練，因?yàn)榇ヅ涞男盘?hào)預(yù)期不會(huì)由傳送介質(zhì)改 變而是被噪聲破壞。因?yàn)橐阎謴?fù)的信號(hào)看上去是什么樣的，因此，利用通常的匹配濾波 器，直接地進(jìn)行濾波器的訓(xùn)練。然而對(duì)于本發(fā)明，特定通信高速公路的特性將影響要匹配的 信號(hào)，并且不能夠預(yù)先已知線路特性以對(duì)該匹配濾波器進(jìn)行預(yù)編程。
[0080] 因此為了利用本發(fā)明預(yù)編程匹配濾波器，進(jìn)行線路專用或者連接專用的頻譜響應(yīng) 測(cè)試。這種頻譜響應(yīng)測(cè)試在通信技術(shù)中是已知的，并且不需要在此進(jìn)一步描述?；陬l譜 響應(yīng)測(cè)試的結(jié)果，能夠利用預(yù)定算法計(jì)算線路的獨(dú)特的特征對(duì)期望信號(hào)的影響。在應(yīng)用預(yù) 定算法之后，得到的信號(hào)可以接著被存儲(chǔ)為匹配濾波器中的訓(xùn)練信號(hào)。
[0081] 可以使用多種算法，但是用于本發(fā)明的一個(gè)示例性算法包括以下步驟：
[0082] (a)為了確定線路濾波特性，發(fā)送器以預(yù)定序列發(fā)送一系列純頻率。示例是以1kHz 步長(zhǎng)從100kHz到1. 5MHz掃描各1微秒。接收器接收這些頻率并且創(chuàng)建線路通帶的頻譜映 射，以對(duì)線路進(jìn)行頻譜分析。
[0083] (b)接收器在發(fā)送器、線路和接收器的內(nèi)部模擬中使用頻譜分析的通帶特性，以計(jì) 算RXSRF的輸出將向頻譜濾波器提供的波形。
[0084] (c)針對(duì)比特組合的各序列重復(fù)步驟（b)。
[0085] (d)在頻譜濾波器中存儲(chǔ)（c)和（d)的結(jié)果。
[0086] 創(chuàng)建頻譜映射以進(jìn)行基于線路通帶的頻譜分析是已知技術(shù)。在進(jìn)行頻譜分析后， 頻譜濾波器所要求的波形的計(jì)算也可以利用已知計(jì)算實(shí)現(xiàn)。
[0087] 再次參照?qǐng)D5,由最佳擬合選擇模塊78至81產(chǎn)生rxbits(l, 0)到rxbit(7, 6)。 rxbits (1, 0)到 rxbit (7, 6)等于應(yīng)用于發(fā)送器 30 的 txbits (1, 0)到 txbits (7, 6)，因而允 許在接收器準(zhǔn)確恢復(fù)發(fā)送的信號(hào)。
[0088] 使用IEEE802. 9ISLAN未屏蔽電話雙絞線濾波器（1MHz帶通濾波器）作為信道，本 發(fā)明技術(shù)的容量呈現(xiàn)出了利用9個(gè)頻率25兆比特/秒的最大數(shù)據(jù)速率，各頻率攜帶3個(gè)比 特的數(shù)據(jù)并且兩端的頻率各攜帶2個(gè)比特的數(shù)據(jù)，這是不違反Shannon容量限制的允許的 最大值。因此，本發(fā)明的技術(shù)具有在1MHz帶寬發(fā)送25兆比特/秒的能力。核心發(fā)明在發(fā)送 側(cè)支持交疊的調(diào)制頻率，并且在接收側(cè)抑制頻率間干擾。默認(rèn)地，任何其它干擾也被抑制。 利用最小的防護(hù)頻帶，在（B)MHz信道上可以支持的數(shù)據(jù)速率的量是25(B)兆比特/秒。使 用本發(fā)明技術(shù)的典型的6MHz的寬帶信道可以傳送150兆比特/秒并且30MHz的信道可以 傳送750兆比特/秒。在無(wú)線信道中也可以實(shí)現(xiàn)類似的數(shù)據(jù)速率。
[0089] 針對(duì)信道包含符號(hào)間干擾（ISI)和加性白高斯噪聲（AWGN)兩者的情況，還對(duì)本發(fā) 明系統(tǒng)性能與傳統(tǒng)正交調(diào)幅（QAM)的性能進(jìn)行了比較。對(duì)于越高的數(shù)據(jù)速率，當(dāng)在相同每 比特能量的約束下比較兩種系統(tǒng)時(shí)，本發(fā)明技術(shù)勝過(guò)單載波QAM系統(tǒng)。例如，當(dāng)字母大小是 每個(gè)符號(hào)六個(gè)比特時(shí)，本發(fā)明系統(tǒng)比傳統(tǒng)QAM系統(tǒng)在每比特能量對(duì)噪聲功率譜密度的比率 方面好約5dB到6dB。對(duì)于這個(gè)比較，波形由六個(gè)緊密間隔的音調(diào)組成，各音調(diào)采用二進(jìn)制 相移鍵控（BPSK)調(diào)制，而傳統(tǒng)的單載波系統(tǒng)采用64-QAM調(diào)制。這些與相關(guān)技術(shù)系統(tǒng)相比 的優(yōu)異結(jié)果是由于在對(duì)發(fā)送器SRF的輸入端處的基本波形、由發(fā)送器SRF進(jìn)行的信號(hào)處理 的類型和接收器濾波的適當(dāng)形式(典型例子是接收器SRF)的組合。
[0090] 本發(fā)明的特定實(shí)施方式的描述意在例示而不在于限制。因此，盡管已經(jīng)相對(duì)于本 發(fā)明的【具體實(shí)施方式】描述了本發(fā)明，很多其它變形和其它用途對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員是明顯 的。因此應(yīng)理解本發(fā)明不由此處的具體公開限制，而僅由所附的權(quán)利要求的最廣泛的范圍 限制?？梢砸远喾N不同方式實(shí)現(xiàn)對(duì)此處描述的電路的可能和已知變形，只要本發(fā)明系統(tǒng)和 方法的操作落入所附的權(quán)利要求的范圍內(nèi)。
【權(quán)利要求】
1. 一種用于增加帶寬受限通信路徑的信道容量的設(shè)備，所述設(shè)備包括； 多個(gè)振蕩器，該多個(gè)振蕩器用于產(chǎn)生多個(gè)不同的載波信號(hào)，每個(gè)載波信號(hào)具有不同的 頻率，并且每個(gè)載波信號(hào)由具有預(yù)定符號(hào)周期T的多比特信息信號(hào)調(diào)制， 多個(gè)單獨(dú)的發(fā)送反饋環(huán)，每個(gè)經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)施加到該多個(gè)單獨(dú)的發(fā)送反饋環(huán)，所述 發(fā)送反饋環(huán)向所述每個(gè)經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)提供第一級(jí)正反饋并且向與所述經(jīng)調(diào)制載波信號(hào) 相干擾的信號(hào)提供第二級(jí)正反饋，所述第二級(jí)正反饋小于所述第一級(jí)正反饋，以及 復(fù)位脈沖產(chǎn)生器，該復(fù)位脈沖產(chǎn)生器用于在各符號(hào)周期T至少一次使各單獨(dú)的反饋環(huán) 開路。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，所述復(fù)位脈沖產(chǎn)生器提供預(yù)定持續(xù)時(shí)間的復(fù)位 脈沖，因而在所述復(fù)位脈沖的持續(xù)時(shí)間內(nèi)所述反饋環(huán)中的每個(gè)反饋環(huán)開路并且不提供正反 饋。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其中，加法器將每個(gè)經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)相加，并且將相加 的經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)施加到所述帶寬受限通信路徑。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的設(shè)備，其中，所述設(shè)備還包括多個(gè)接收反饋環(huán)，所述相加的經(jīng) 調(diào)制載波信號(hào)被施加到所述接收反饋環(huán)。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的設(shè)備，其中，所述設(shè)備還包括匹配濾波器，所述匹配濾波器結(jié) 合所述接收反饋環(huán)進(jìn)行操作，以從所述相加的經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)恢復(fù)所述多比特信息信號(hào)。
6. -種用于增加帶寬受限通信路徑的信道容量的方法，所述方法包括以下步驟： 產(chǎn)生多個(gè)載波信號(hào)，所述多個(gè)載波信號(hào)中的每個(gè)載波信號(hào)具有不同的預(yù)定頻率， 利用多個(gè)多比特信息信號(hào)調(diào)制每個(gè)載波信號(hào)，每個(gè)信息信號(hào)具有預(yù)定符號(hào)周期T， 將每個(gè)經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)施加到單獨(dú)的反饋環(huán)，所述單獨(dú)的反饋環(huán)對(duì)每個(gè)經(jīng)調(diào)制載波信 號(hào)提供第一級(jí)正反饋并且對(duì)與所述經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)相干擾的信號(hào)提供第二級(jí)正反饋，所述 第二級(jí)正反饋小于所述第一級(jí)正反饋， 從而增大了所述經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)強(qiáng)度并且相對(duì)于所述經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)強(qiáng)度減小了所 述干擾載波信號(hào)強(qiáng)度。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，每個(gè)預(yù)定符號(hào)周期T至少一次向所述單獨(dú)的反饋 環(huán)中的每個(gè)單獨(dú)的反饋環(huán)施加預(yù)定持續(xù)時(shí)間的復(fù)位脈沖。
8. 根據(jù)權(quán)利要求7所述的方法，其中，響應(yīng)于所述復(fù)位脈沖，每個(gè)單獨(dú)的反饋環(huán)開路， 因而每個(gè)所述單獨(dú)的反饋環(huán)在所述復(fù)位脈沖的預(yù)定持續(xù)時(shí)間中不提供正反饋。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的方法，其中，所述多個(gè)經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)中的每個(gè)經(jīng)調(diào)制載波 信號(hào)在被施加到所述單獨(dú)的反饋環(huán)之后被相加到一起，所述經(jīng)調(diào)制載波信號(hào)的和被施加到 所述通信路徑。
10. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其中，所述反饋環(huán)中的每個(gè)反饋環(huán)對(duì)所述經(jīng)調(diào)制載波 信號(hào)以及向所述干擾信號(hào)提供連續(xù)的累積相移，所述干擾信號(hào)的所述累積相移比所述經(jīng)調(diào) 制載波信號(hào)的所述累積相移大，因而減小了多個(gè)載波信號(hào)之間的帶內(nèi)干擾。
11. 一種用于增加帶寬受限通信路徑的信道容量的方法，所述通信路徑攜帶具有相關(guān) 信息的第一信號(hào)和能夠干擾該第一信號(hào)并且使該第一信號(hào)劣化的第二信號(hào)，所述方法包含 以下步驟； 將所述第一信號(hào)和所述第二信號(hào)施加到反饋環(huán)，以及； 在所述反饋環(huán)內(nèi)同時(shí)創(chuàng)建用于增大所述第一信號(hào)的振幅的第一級(jí)正反饋以及用于減 小所述第二信號(hào)的振幅的第二級(jí)正反饋，所述第二級(jí)正反饋小于所述第一級(jí)正反饋。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其中，所述通信路徑包括發(fā)送器和接收器，所述方法 還包含以下步驟：將所述第一信號(hào)和所述第二信號(hào)施加到位于所述發(fā)送器的第一反饋環(huán)和 位于所述接收器的第二反饋環(huán)。
13. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的方法，其中，創(chuàng)建步驟還包括在所述反饋環(huán)的前向信號(hào)路 徑中創(chuàng)建連續(xù)的相對(duì)于頻率的相移，通過(guò)η次重復(fù)來(lái)重復(fù)并且增強(qiáng)所述相移。
14. 根據(jù)權(quán)利要求13所述的方法，其中，針對(duì)接近預(yù)定中心頻率的第一頻率的相移以 第一速率累積，并且針對(duì)遠(yuǎn)離所述預(yù)定中心頻率的第二頻率的相移以第二速率累積，所述 第二速率基本上大于所述第一速率。
15. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，其中，所述第一頻率接近于所述第一信號(hào)的優(yōu)選頻 率，因而相對(duì)于所述第二信號(hào)，所述第一信號(hào)的振幅增加。
16. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其中，還包括有與所述接收器相關(guān)聯(lián)的匹配濾波器， 所述方法還包括以下步驟：在所述匹配濾波器中存儲(chǔ)理想信號(hào)，并且比較所述理想信 號(hào)和所述第一信號(hào)以進(jìn)一步區(qū)分所述第一信號(hào)與所述第二信號(hào)。
17. -種用于增加帶寬受限通信路徑的信道容量的設(shè)備，所述設(shè)備包括； 發(fā)送反饋環(huán)，其用于通過(guò)向信息承載信號(hào)施加第一級(jí)正反饋以及向干擾信號(hào)施加第二 級(jí)正反饋來(lái)增加所述信息承載信號(hào)的振幅，所述第二級(jí)正反饋小于所述第一級(jí)正反饋，以 及 接收反饋環(huán)，其具有與其關(guān)聯(lián)的匹配濾波器，該匹配濾波器用于區(qū)分所述干擾信號(hào)區(qū) 和所述信息承載信號(hào)。
18. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的設(shè)備，其中，所述發(fā)送反饋環(huán)和所述接收反饋環(huán)包括反饋 路徑，該反饋路徑創(chuàng)建在所述發(fā)送反饋環(huán)和所述接收反饋環(huán)的前向信號(hào)路徑上存在的信號(hào) 的相對(duì)于頻率的小的相移。
19. 根據(jù)權(quán)利要求18所述的設(shè)備，其中，所述帶寬受限通信路徑連接在多個(gè)所述發(fā)送 反饋環(huán)和多個(gè)所述接收反饋環(huán)之間，所述信息承載信號(hào)包括由多個(gè)本地振蕩器進(jìn)行調(diào)制的 多個(gè)預(yù)定信息比特， 所述信息承載信號(hào)被施加到所述發(fā)送反饋環(huán)的相應(yīng)輸入端，并且所述發(fā)送反饋環(huán)的相 應(yīng)輸出被相加并且施加到所述帶寬受限通信路徑。
20. 根據(jù)權(quán)利要求19所述的設(shè)備，其中，所述信息承載信號(hào)和所述干擾信號(hào)在所述帶 寬受限通信路徑上行進(jìn)并且被施加到所述多個(gè)接收反饋環(huán)的輸入端， 所述接收反饋環(huán)進(jìn)一步增大所述信息承載信號(hào)的振幅同時(shí)減小所述干擾信號(hào)的振幅， 因而與所述多個(gè)接收反饋環(huán)的每個(gè)接收反饋環(huán)相關(guān)的所述匹配濾波器在信息承載信 號(hào)和干擾信號(hào)之間進(jìn)行區(qū)分。
【文檔編號(hào)】H04L25/03GK104160672SQ201180072613
【公開日】2014年11月19日 申請(qǐng)日期:2011年8月4日 優(yōu)先權(quán)日:2011年8月4日
【發(fā)明者】E·L·格倫伯格, P·安塔基, D·瓦曼, D·N·朱迪爾森 申請(qǐng)人:數(shù)字壓縮技術(shù)有限責(zé)任公司