專利名稱：Mimo信道上的cdma通信系統(tǒng)的迭代向量均衡的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字通信的領(lǐng)域。其涉及如何在優(yōu)化性能/復(fù)雜度折衷的同時(shí)高效地解碼頻率選擇性MIMO信道上所傳送的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)。圖1示出了一種總體方法，該方法在具有T個(gè)發(fā)送天線、在時(shí)刻n遞送信號(hào)x[n]的發(fā)送器100與具有R個(gè)接收天線、在時(shí)刻n接收信號(hào)y[n]的接收器200之間、在頻率選擇性MIMO信道300上進(jìn)行傳輸。
背景技術(shù)：
通過分配指定擴(kuò)展碼(CDMA)來管理多用戶接入同一信道的任何通信系統(tǒng)，在容量上受限于用戶之間的多用戶干擾(MUI)。在本發(fā)明的上下文中，設(shè)想了在易于生成其它類型干擾的信道上的傳輸，所述其它類型干擾例如是由多個(gè)發(fā)送天線所引起的空間多天線干擾(MAI)，以及由信道的頻率選擇性所引起的符號(hào)間干擾(ISI)。當(dāng)接收時(shí)，這些不同種類的干擾是累積的，并且使得恢復(fù)有用信息變得困難。
由S.Verdu在1980年間開展的先導(dǎo)工作無疑證明了利用多用戶干擾(MUI)、多天線干擾(MAI)和符號(hào)間干擾(ISI)的結(jié)構(gòu)屬性來改進(jìn)固定負(fù)載的性能(每碼片的用戶數(shù))或改進(jìn)固定性能的負(fù)載的好處。
已經(jīng)研究了許多類型的線性檢測(cè)器，其能夠支持更多或更少負(fù)載，其中所述負(fù)載可以在漸進(jìn)的條件下被解析地評(píng)估。在不借助于迭代技術(shù)的情況下，這些檢測(cè)器的性能遠(yuǎn)不如最大似然(ML)檢測(cè)器的性能(針對(duì)具有或不具有編碼的系統(tǒng))。
基于對(duì)干擾的線性迭代消除的一類非線性LIC-ID檢測(cè)器因而提供了性能與復(fù)雜度之間的良好折衷。LIC-ID檢測(cè)器使用下列功能線性濾波、干擾的加權(quán)再生(不管其特性)、從所接收的信號(hào)中減去再生的干擾。它們以隨每次新的嘗試而單調(diào)增長(zhǎng)的可靠性來遞送關(guān)于所發(fā)送的調(diào)制數(shù)據(jù)(或符號(hào))的判決。旨在消除ISI(在塊級(jí))的LIC-ID檢測(cè)器利用復(fù)雜度與線性均衡器類似的計(jì)算，來漸進(jìn)地達(dá)到最佳ML檢測(cè)器的性能。旨在克服MUI的LIC-ID檢測(cè)器利用復(fù)雜度可與簡(jiǎn)單線性檢測(cè)器相比較的計(jì)算來接近最佳ML檢測(cè)器的性能。
LIC-ID檢測(cè)器的顯著特征是，它們可以容易地利用由信道解碼器所遞送的硬性或加權(quán)判決而被合并，這因而實(shí)現(xiàn)了對(duì)數(shù)據(jù)分離且迭代的檢測(cè)和解碼。
對(duì)于在頻率選擇性MIMO信道上過載傳送(假設(shè)MUI)的CDMA系統(tǒng)，干擾級(jí)別使得必須使用LIC-ID接收器。如果選擇迭代策略，則接收器的復(fù)雜度可以僅通過盡可能地簡(jiǎn)化迭代處理而被降低并且被合理化。在參考文獻(xiàn)[1](見下文)中針對(duì)ISI和MUI情況而分別研究LIC-ID檢測(cè)器，而在參考文獻(xiàn)[2](見下文)中是ISI+MUI的情形。
A.M.Chan，G.W.Wornell，“A New Class of EfficientBlock-Iterative Interference Cancellation Techniques for DigitalCommunication Receivers”，IEEE J.VLSI Signal Processing(關(guān)于無線通信系統(tǒng)的信號(hào)處理的特刊)，卷30，197-215頁，2002年1月-3月。
W.Wang，V.H.Poor，“Iterative(Turbo)Soft InterferenceCancellation and Decoding for Coded CDMA”，IEEE Trans.Commun.，卷COM-47，9號(hào)，2356-2374頁，1999年9月。
其對(duì)于MUI+MAI+ISI的一般化仍然構(gòu)成開放的研究課題，特別是由于要實(shí)現(xiàn)的處理的復(fù)雜度，這意味著關(guān)于特別大的矩陣的計(jì)算。
一個(gè)令人關(guān)注的方法在于利用任何內(nèi)部線性編碼(或擴(kuò)展過程)所固有的模糊性，其可以被一般地看作是到K個(gè)用戶的多重接入或者K維線性調(diào)制。這個(gè)K維調(diào)制的觀點(diǎn)建議在接收時(shí)實(shí)現(xiàn)K維符號(hào)的向量均衡。為了與信道解碼器交互，還需要確定每個(gè)被均衡K維符號(hào)的每個(gè)比特的后驗(yàn)概率。
最近在參考文獻(xiàn)[3](如下)中提出了利用列表的球解碼算法，以解決這類問題，即在非頻率選擇性的遍歷MIMO信道上對(duì)交織編碼調(diào)制進(jìn)行迭代解碼。這個(gè)算法產(chǎn)生的性能接近于可以通過直接實(shí)現(xiàn)MAP標(biāo)準(zhǔn)所得到的性能，其具有關(guān)于天線數(shù)目的極大多項(xiàng)式的復(fù)雜度。
B.M.Hochwald、S.Ten Brink“Achieving Near-Capacity on aMultiple-Antenna Channel”，IEEE Trans.Commun.Vol.COM-51，no.3，第389-399頁，2003年5月。
本發(fā)明利用了該算法，將其適配于完全不同的上下文中。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的第一方面提出了一種根據(jù)權(quán)利要求1至22中任一個(gè)的接收方法。
本發(fā)明的第二方面提出了一種根據(jù)權(quán)利要求23的傳輸系統(tǒng)。
本發(fā)明的第三方面提出了一種根據(jù)權(quán)利要求24至29中任一個(gè)的接收方法。
本發(fā)明的目的是提出一種接收器，其用于在頻率選擇性MIMO信道(T個(gè)發(fā)送天線和R個(gè)接收天線)上的“多碼”CDMA傳輸(K＞T)和/或過載CDMA傳輸(K個(gè)用戶，擴(kuò)展因子N＜K)，這是基于這樣的假設(shè)在發(fā)送器不存在CSI(即沒有關(guān)于信道狀態(tài)的信息)以及在接收器存在對(duì)CSI的正確知識(shí)。所述接收器基于這樣的簡(jiǎn)單機(jī)制和技術(shù)的組合用于以固定頻譜效率和信噪比(SNR)獲得最好的服務(wù)質(zhì)量，或以固定服務(wù)質(zhì)量、帶寬和SNR獲得最好的可用比特率。
為此，本發(fā)明提出了一種包括從不同發(fā)送天線接收數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)檢測(cè)器的迭代編碼和均衡設(shè)備，該設(shè)備包括·單個(gè)線性濾波器，其用于生成關(guān)于被發(fā)送K維符號(hào)向量的統(tǒng)計(jì)，這考慮了由R個(gè)接收天線所提供的空間分集；·用于在任何線性濾波之前、從所接收的信號(hào)中減去基于對(duì)可用的被發(fā)送K維符號(hào)向量的估計(jì)而再生的干擾的裝置；·用于處理所述線性濾波器的K維輸出以生成可用于外部解碼的比特的概率信息的裝置；·具有加權(quán)輸入和輸出的外部解碼，其能夠生成稱作非本征信息的概率信息，用于計(jì)算對(duì)所發(fā)送數(shù)據(jù)的估計(jì)(在最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則的意義上)；·用于遞歸地級(jí)聯(lián)(concatenating)外部解碼器的輸出與干擾再生器的裝置。


參考附圖，根據(jù)下面說明性且非限制性的描述，本發(fā)明的其他特征和優(yōu)點(diǎn)將變得顯而易見，其中-圖1說明了在頻率選擇性MIMO信道上進(jìn)行傳送的一般概念；-圖2示出了發(fā)送過程的第一部分，其包括數(shù)字信息的外部信道編碼、比特交織以及解復(fù)用為K個(gè)流(每個(gè)針對(duì)一個(gè)潛在用戶)；-圖3示出了圖2發(fā)送過程的第二部分，其包括空間-時(shí)間(或空間-頻率)擴(kuò)展，以及T個(gè)發(fā)送天線上的多路復(fù)用；-圖4示出了發(fā)送過程的變型的第一部分，該發(fā)送方法包括數(shù)字信息的外部信道編碼、比特交織、第一解復(fù)用(空間解復(fù)用)為T個(gè)流以及第二解復(fù)用(代碼解復(fù)用)為U個(gè)流；-圖5示出了圖4發(fā)送過程的第二部分，其包括時(shí)間(或頻率)擴(kuò)展，和針對(duì)每個(gè)天線的單獨(dú)的多路復(fù)用，其與UMTS HSDPA模式相容；-圖6示出了逐塊衰減或遍歷平面等效的信道，其是通過對(duì)頻率選擇性MIMO信道進(jìn)行傅立葉分解而獲得的，并且通常用作多載波調(diào)制的模型；-圖7示出了本發(fā)明的LIC-ID接收器的結(jié)構(gòu)，其只指示了對(duì)于理解所述接收過程所必需的功能單元；-圖8a和8b示出了用于實(shí)現(xiàn)LIC-ID接收器的兩種等效的方法，圖8a的方法代表了圖7所示的總體檢測(cè)器的干擾再生和濾波部分。
具體實(shí)施例方式
1.發(fā)送器的一般結(jié)構(gòu)接收密切關(guān)聯(lián)于發(fā)送模式，其中，可以基于對(duì)擴(kuò)頻調(diào)制的使用和對(duì)多個(gè)發(fā)送和接收天線的使用、通過高頻譜效率和高適配能力的調(diào)制/編碼方案來定義所述發(fā)送模式。在假設(shè)不具有對(duì)發(fā)送信道的知識(shí)(無CSI)并且具有對(duì)接收信道的完善知識(shí)(CSI)的情況下，所提出的解決方案是可行的。為介紹本發(fā)明的第三實(shí)施例，下面簡(jiǎn)要描述所述通信模型。
參考圖2和圖5，有用的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)被收集并被編組成構(gòu)成發(fā)送數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)源101的Ko比特的消息m。在每個(gè)消息m中，具有No×Ko生成矩陣Go并且在F2上被構(gòu)造的線性外部代碼Co在102指定了由下面的矩陣等式定義的長(zhǎng)度為No比特的碼字vv＝Gom外部編碼的效率是ρ=KoNo]]>所述碼字的長(zhǎng)度No通過下面的等式而關(guān)聯(lián)于系統(tǒng)的各種參數(shù)No＝K×L×q其中，K表示潛在用戶的總數(shù)，L表示分組的長(zhǎng)度(以符號(hào)時(shí)刻計(jì))，并且q表示每調(diào)制符號(hào)的比特?cái)?shù)。代碼可以是任意類型的，例如卷積碼、turbo碼、LDPC碼等。在多接入型配置中，消息m包括來自不同源的多個(gè)多路復(fù)用消息。編碼關(guān)于每個(gè)分量消息而被獨(dú)立地實(shí)現(xiàn)。碼字v由所產(chǎn)生的不同碼字的級(jí)聯(lián)103來產(chǎn)生。
碼字v被發(fā)送到以比特級(jí)操作且在適用的情況下具有特定結(jié)構(gòu)的交織器104。在多接入型配置中，交織逐段作用于相繼放置的各個(gè)碼字。該交織器的輸出被分成KL組q個(gè)比特，稱為整數(shù)。
整數(shù)流被解復(fù)用105到K個(gè)分離的信道上，其中，K可以被隨意選擇為嚴(yán)格大于發(fā)送天線的數(shù)量T。來自該操作的輸出是K×L的整數(shù)矩陣D。該矩陣D的L列d[n]n＝0，…，L-1具有下面的結(jié)構(gòu)d[n]=d1[n]Td2[n]T···dK[n]TT∈F2qK]]>
其中，分量整數(shù)dk[n]k＝1，…，K自身被如下構(gòu)造dk[n]=dk,1[n]dk,2[n]···dk,q[n]T∈F2q]]>矩陣D的整數(shù)dk[n]然后通過調(diào)制表 而被單獨(dú)調(diào)制107以產(chǎn)生調(diào)制數(shù)據(jù)，或者更確切地說是具有Q＝2q個(gè)元素的星座圖 的復(fù)數(shù)符號(hào)sk[n]。這將整數(shù)矩陣D轉(zhuǎn)換成K×L的復(fù)數(shù)矩陣S，其中，其L列s[n]n＝0，…，L-1被如下構(gòu)造 指定下面的逆關(guān)系是有益的μ-1(s[n])□d[n] μ-1(sk[n])□dk[n] μj-1(sk[n])□dk，j[n]1.1過載條件下的空間-時(shí)間(或空間-頻率)內(nèi)部線性編碼(或擴(kuò)展)參考圖3，空間-時(shí)間(或空間-頻率)擴(kuò)展108對(duì)于每個(gè)矩陣S、借助于N×K生成矩陣G(在復(fù)數(shù)主體上所定義的內(nèi)部線性編碼的生成矩陣)而被實(shí)現(xiàn)，其中N＝T×SFSF∈□這個(gè)生成矩陣也稱為擴(kuò)展矩陣。例如，這個(gè)矩陣可以被認(rèn)為是根據(jù)具有擴(kuò)展因子N的N個(gè)正交擴(kuò)展碼而被構(gòu)造的。這個(gè)內(nèi)部線性編碼在所述情況下因而對(duì)應(yīng)于具有擴(kuò)展因子N的空間-時(shí)間(空間-頻率)擴(kuò)展。系統(tǒng)的內(nèi)部編碼效率(或負(fù)載)是如下的比率α=KN]]>關(guān)于生成矩陣G的定義，總是有兩個(gè)選項(xiàng)可用其中G在每個(gè)符號(hào)時(shí)刻內(nèi)被重新使用的周期性擴(kuò)展108(未示出)，或其中G明確取決于符號(hào)時(shí)刻的非周期性擴(kuò)展(見圖3)。
周期性和非周期性擴(kuò)展的假設(shè)可以改變接收時(shí)的線性前端特性。
這里假設(shè)非周期性擴(kuò)展(這是最一般的情況)。
參考圖3，用生成矩陣Gn在108乘以符號(hào)向量s[n]得出了N個(gè)碼片的向量 碼片向量z[n]在109被直接多路復(fù)用到T個(gè)發(fā)送天線上(這里不存在隨后的交織)。該操作的效果是將N×L碼片矩陣z 轉(zhuǎn)換成T×LSF碼片矩陣x 其中，列x[l]l＝0，…，LSF-1構(gòu)成MIMO信道的輸入 在符號(hào)時(shí)刻n所發(fā)送的N個(gè)碼片的向量z[n]可以一直以碼片向量x[n]的形式而被組織，其中，碼片向量x[n]是從在碼片時(shí)刻l＝nSF和l＝nSF+SF-1之間、在T個(gè)天線上所發(fā)送的碼片向量的并置中產(chǎn)生的 因此，作為一般規(guī)則，向量x[n]、z[n]和在符號(hào)時(shí)刻n＝0，…，L-1所發(fā)送的s[n]通過下面的矩陣等式而相互聯(lián)系x[n]□∏z[n]＝∏Gns[n]＝Wns[n]其中，∏表示N×N置換矩陣。
1.2特殊情況對(duì)每個(gè)發(fā)送天線的單獨(dú)擴(kuò)展(碼重用原理)假設(shè)N在這里是T的倍數(shù)N＝T×SFSF∈□存在SF個(gè)長(zhǎng)度為SF的正交碼。SF個(gè)碼被在每個(gè)發(fā)送天線被重用(這是碼重用原理)。對(duì)于每個(gè)天線單獨(dú)實(shí)現(xiàn)的擴(kuò)展，完全在時(shí)域(或頻域)中。這強(qiáng)制K也是T的倍數(shù)K＝T′×U U∈□這個(gè)條件產(chǎn)生了對(duì)內(nèi)部編碼效率(負(fù)載)的新表達(dá)式a=USF]]>生成矩陣Gn具有塊對(duì)角結(jié)構(gòu)
其中，生成矩陣的塊Gn(t)|關(guān)聯(lián)于天線t，其維數(shù)是SF×U。
參考圖4，在時(shí)刻n所發(fā)送的整數(shù)向量d[n]具有下面的特定結(jié)構(gòu)d[n]=d(1)[n]Td(2)[n]T···d(T)[n]TT∈F2qK]]>其中，符號(hào)向量d(t)[n]t＝1，…，T|本身被如下定義d(t)[n]=d1(t)[n]Td2(t)[n]T···dU(t)[n]TT∈F2qU]]>參考圖5，對(duì)該數(shù)據(jù)d[n]的調(diào)制107產(chǎn)生了在時(shí)刻n所發(fā)送的、具有下面特定結(jié)構(gòu)的調(diào)制數(shù)據(jù)(或符號(hào))向量 其中，符號(hào)向量s(t)[n]t＝1，…，T|本身被如下定義 用生成矩陣Gn乘以108符號(hào)向量s[n]產(chǎn)生了N個(gè)碼片的向量，其也具有特定結(jié)構(gòu) 其中，碼片向量z(t)[n]t＝1，…，T|本身被如下定義 每個(gè)碼片向量z(t)[n]|然后被多路復(fù)用到發(fā)送天線t上。
在符號(hào)時(shí)刻所發(fā)送的N個(gè)碼片的向量z[n]可以一直以碼片向量x[n]的形式而被組織，其中，該碼片向量x[n]是從在碼片時(shí)刻l＝nSF和l＝nSF+SF-1之間、在T個(gè)天線上所發(fā)送的碼片向量的并置中產(chǎn)生的 因此，作為一般規(guī)則，在符號(hào)時(shí)刻n＝0，…，L-1所發(fā)送的向量x[n]、z[n]和s[n]通過下面的矩陣等式而相互聯(lián)系x[n]□∏z[n]＝∏Gns[n]＝Wns[n]
其中，∏表示N×N置換矩陣。
應(yīng)當(dāng)指出，在這個(gè)發(fā)送變型中，空間分集的恢復(fù)是通過代碼G0(在102)和外部比特交織(在104)而被實(shí)現(xiàn)的。已知將隨擴(kuò)展碼的長(zhǎng)度而增加的過載容量變得更低。
這個(gè)發(fā)送方法當(dāng)然適合于一般類型的空間-時(shí)間碼。假設(shè)有限帶寬理想Nyquist濾波器，系統(tǒng)的頻譜效率(以每信道使用的比特計(jì))等于η＝T×ρO×q×α實(shí)際上，發(fā)送整型濾波器具有非零溢出因子(滾降(roll-off))ε。在接收器，匹配于這個(gè)發(fā)送濾波器的濾波器可以被用于所有接收天線。假設(shè)信道估計(jì)和定時(shí)和載波同步功能被實(shí)現(xiàn)，以便信道脈沖響應(yīng)系數(shù)按照與碼片時(shí)刻相等的量(在離散基帶中信道等效于離散時(shí)間)而被規(guī)則地間隔開。這個(gè)假設(shè)是合理的，因?yàn)橄戕r(nóng)采樣定理強(qiáng)制以速率(1+ε)/Tc采樣，其可以在ε較小時(shí)用1/Tc來接近。直接一般化對(duì)于下面針對(duì)等于1/Tc的倍數(shù)的采樣率而給出的表達(dá)式是可能的。
2.信道模型傳輸在具有多輸入和多輸出(MIMO)的頻率選擇性B-block信道上被實(shí)現(xiàn)H□{H(1)，H(2)，…，H(B)}信道H(b)被假設(shè)為對(duì)于LX個(gè)碼片是不變的，其具有以下約定L×SF＝B×LXB∈□碼片矩陣x可以被分成B個(gè)分離的T×LX碼片矩陣X(1)，…，X(B)(如果必要，用物理零或保護(hù)時(shí)間在右邊和左邊進(jìn)行填充)，其中每個(gè)矩陣X(b)負(fù)責(zé)信道H(b)。由于下面的內(nèi)容，引入符號(hào)中塊的長(zhǎng)度是有益的，其被定義為 以便L＝B×LS
B-block模型的極端情況如下B＝1和LX＝LSFLS＝L準(zhǔn)靜態(tài)模型B＝LSF和LX＝1LS＝1遍歷(碼片)模型在每個(gè)塊內(nèi)對(duì)碼片的重新編號(hào)。
2.1卷積信道模型對(duì)于任意塊標(biāo)記b，離散時(shí)間基帶等效信道模型(碼片定時(shí))被用于在碼片時(shí)刻1以下列形式寫出接收向量y(b)[l]∈□Ry(b)[l]=Σp=0P-1Hp(b)x(b)[l-p]+v(b)[l]]]>其中，P是信道的約束長(zhǎng)度(以碼片計(jì))，x(b)[l]∈□T是在碼片時(shí)刻1所發(fā)送的T個(gè)碼片的復(fù)向量，其中， 是標(biāo)記為b的塊MIMO信道脈沖響應(yīng)的標(biāo)記為p的矩陣系數(shù)，以及，v(b)[l]∈□R是復(fù)數(shù)附加噪聲向量。復(fù)數(shù)附加噪聲向量v(b)[l]被假設(shè)為是獨(dú)立的，并且按照具有零均值和協(xié)方差矩陣σ2I的循環(huán)對(duì)稱的R維高斯法則而等同地分布。脈沖響應(yīng)的P系數(shù)是R×T的復(fù)矩陣，其中，在具有發(fā)送天線之間等同分布的功率的系統(tǒng)的情況下，其輸入是具有滿足下列全局功率標(biāo)準(zhǔn)化約束的協(xié)方差矩陣和零均值的等同分布的獨(dú)立高斯輸入E[diag{Σp=0P-1Hp(b)Hp(b)+}]=TI]]>給定這些假設(shè)，MIMO信道的不同系數(shù)的相關(guān)矩陣的適當(dāng)?shù)闹捣蟇ishart分布。應(yīng)當(dāng)強(qiáng)調(diào)，在不具有發(fā)送信道的知識(shí)的情況下(無CSI)，對(duì)發(fā)送天線的功率的等同分布是合理的功率分配策略。
2.2塊矩陣信道模型為引入數(shù)據(jù)解碼算法，必須示出關(guān)于下面類型組的矩陣系統(tǒng)y‾‾(b)=H‾‾(b)x‾‾(b)+v‾‾(b)|]]>其中
其中M是以符號(hào)時(shí)刻計(jì)的信道存儲(chǔ)，其被定義為M=[P-1SF]]]>以及 其中 以及 并且其中 是用于所述信道的Sylvester矩陣 此外 其中，Wn(n＝0，…，L-1)在上面優(yōu)選發(fā)送形式的描述(小節(jié)1.1和1.2的末尾)中基于擴(kuò)展矩陣Gn而被引入。
由此，最終，所述系統(tǒng)為
y‾‾(b)=H‾‾(b)W‾‾s‾‾(b)+v‾‾(b)=Θ‾‾(b)s‾‾(b)+v‾‾(b)]]>其中， 代表具有擴(kuò)展碼的信道卷積矩陣 2.3滑動(dòng)窗口矩陣信道模型實(shí)際上，為降低維數(shù)，滑動(dòng)窗口模型以這樣的長(zhǎng)度被使用LW＝L1+L2+1□LS獲得了下面的新系統(tǒng)y‾‾(b)[n]=H‾‾(b)x‾‾(b)[n]+v‾‾(b)[n]]]>其中 并且其中， 是用于所述信道的Sylvester矩陣 此外 由此，最終，所述系統(tǒng)為y‾‾(b)[n]=H‾‾(b)W‾‾ns‾‾(b)[n]+v‾‾(b)[n]=Θ‾‾n(b)s‾‾(b)[n]+v‾‾(b)[n]]]>其中， 代表具有擴(kuò)展碼的信道卷積矩陣 3.多路徑MIMO信道單載波傳輸(HSDPA)
這里假設(shè)比特率很高，并且信道的相干時(shí)間較長(zhǎng)，以致LX□SF。對(duì)于UMTS標(biāo)準(zhǔn)的HSDPA模式，信道是準(zhǔn)靜態(tài)的，即B＝1。
4.多徑MIMO信道多載波傳輸(MC-CDMA)擴(kuò)展(或內(nèi)部線性編碼)是空間-頻率擴(kuò)展或頻率擴(kuò)展。參考圖8，本領(lǐng)域的技術(shù)人員知道，發(fā)送IFFT 120和接收FFT 220的引入產(chǎn)生了(忽略交織)不是頻率選擇性的等效信道(通過利用循環(huán)前綴的循環(huán)矩陣而被建模、然后被施加以傅立葉對(duì)角的信道)。因此，每個(gè)載波負(fù)責(zé)平坦MIMO信道。利用前述的形式，F(xiàn)FT之后的信道可以被看作是非選擇性的B-block信道(P＝1，M＝0)。應(yīng)當(dāng)指出，LX≤SFLS＝1|信道在碼片時(shí)刻是B-block信道，但無論怎么看都好像其對(duì)于所考慮的符號(hào)模型在其符號(hào)時(shí)刻是“遍歷的”。用于計(jì)算所述濾波器的滑動(dòng)窗口的寬度是LW＝1。
5.接收器200的一般結(jié)構(gòu)接收器200使用LIC-ID檢測(cè)。兩種類型的線性前端作為例子而被導(dǎo)出無條件的MMSE和SUMF。在本說明書的余下部分中，關(guān)于信道模型的塊標(biāo)記b的定義被忽略，對(duì)其處理是完全一樣的。
5.1被發(fā)送符號(hào)MMSE估計(jì)在任何迭代i時(shí)，假設(shè)通過關(guān)于被發(fā)送符號(hào)(也稱作調(diào)制數(shù)據(jù))的比特的對(duì)數(shù)比所表示的對(duì)數(shù)據(jù)的先驗(yàn)知識(shí) 按照約定，這些比率在第一次迭代時(shí)值為零。
參考圖7，基于這個(gè)先驗(yàn)信息，可以在209發(fā)現(xiàn)在MMSE準(zhǔn)則意義上、對(duì)在時(shí)刻n＝0，…，L-1的L個(gè)K維符號(hào)sk[n]的估計(jì)的值 對(duì)K維符號(hào)的估計(jì)被如下表示 通過使用深度空間-時(shí)間交織，符號(hào)的先驗(yàn)概率可以用構(gòu)成它的比特的邊緣概率的乘積來接近Pri[s[n]=s]=Πk=1KΠj=1qPri[dk,j[n]=μk,j-1(s)]]]>
其中，相等通過無窮大交織深度而獲得。
通過引入之前定義的比特先驗(yàn)概率的對(duì)數(shù)比πk，ji[n]，可以寫出Pri[s[n]=s]=12qKΠk=1KΠj=1q{1+(2μk,j-1(s)-1)tanh(πk,ji[n]2)}]]>并且最終發(fā)現(xiàn) 5.2無條件的MMSE向量均衡本發(fā)明建議用(偏置的)MMSE準(zhǔn)則意義上的估計(jì)來代替對(duì)于K維符號(hào)sk[n]的最佳檢測(cè)(在MAP準(zhǔn)則的意義上)，其中，所述估計(jì)是基于滑動(dòng)窗口模型而導(dǎo)出的，其復(fù)雜度是系統(tǒng)參數(shù)的多項(xiàng)式，并且不再是指數(shù)的。
每次迭代i時(shí)，在202計(jì)算第一濾波器 其中，該第一濾波器基于所更新的觀測(cè)(涉及特定信道的塊的一部分)消除了干擾符號(hào)sk[n]的ISI干擾，并且在受不存在偏置的約束的情況下，產(chǎn)生了最小化均方誤差(MSE)的所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)(符號(hào))的估算 基于迭代i時(shí)K維符號(hào)的估計(jì)向量 在210定義了在位置L1+1處包括0的修正版本，其用于再生符號(hào)s[n]的接口的再現(xiàn) 干擾估計(jì)因而通過用所述“具有擴(kuò)展碼的信道卷積矩陣” 乘以該向量而在210被再生(在小節(jié)2.2或2.3中被計(jì)算)Θ‾‾ns‾‾‾ki[n]]]>Wiener濾波器在202被應(yīng)用于在201減去再生的干擾之后所獲得的觀測(cè)向量y‾‾‾i[n]=y‾‾[n]-Θ‾‾ns‾‾‾Δi[n]]]>由于復(fù)雜度的原因，無條件MSE和周期性擴(kuò)展被替代地使用，以便Θ‾‾n=Θ‾‾,∀n=0,...,LS-1]]>這使得濾波器fki對(duì)于考慮特定信道的塊在時(shí)間上是不變的。
如果擴(kuò)展是非周期性的，則為了更簡(jiǎn)單的線性前端(如在下一小節(jié)中描述的多項(xiàng)式或SUMF)，不使用這個(gè)MMSE估計(jì)是優(yōu)選的。
這個(gè)濾波器最小化了關(guān)于符號(hào)sk[n]的(偏置)估計(jì)的無條件MSE，并且可以容易地根據(jù)正交投影原理而被導(dǎo)出 其中EΔ是K×(LW+M)K維的矩陣，其結(jié)構(gòu)如下 并且其中 Ξ‾Δi=diag{(σs2-σs‾i2)I,...,(σs2-σs‾i2)I,σs2I,(σs2-σs‾i2)I,...,(σs2-σs‾-i2)I}]]>對(duì)角線上位于L1+1位置處的項(xiàng)σs2I和通過估算器(estimator)而估算的 在于 所估算的 由濾波器202的輸出給出 其中 并且其中ζi[n]是剩余的干擾和協(xié)方差矩陣噪聲向量 K維剩余干擾和噪聲向量ζi[n]可以通過Cholesky分解而寫為
5.3SUMF向量均衡可以證明前面描述的MMSE方法過于復(fù)雜(例如對(duì)于非周期性擴(kuò)展)。單一用戶匹配濾波向量濾波器可能優(yōu)于它，因?yàn)樗械牡紡奶囟ǖ牡鷌開始。這針對(duì)任何時(shí)刻n而被如下表達(dá) 其它可能的均衡變型圖8b示出了小節(jié)5.2和5.3中描述的任一檢測(cè)類型的變型。相比于圖8a的濾波器202和干擾再生器210(代表對(duì)應(yīng)于圖7所示的總檢測(cè)過程的一部分的兩個(gè)檢測(cè)步驟)，該變型涉及實(shí)現(xiàn)濾波器202’和干擾再生器210’的不同方式。
參考圖8b，濾波202’這里在減去在210’被再生的干擾201的上游而被實(shí)現(xiàn)，而不是如在圖8a中的情形那樣在其下游。
所使用的濾波器f’和所使用的干擾重構(gòu)矩陣b’可以一般根據(jù)先前計(jì)算的濾波器f和干擾重構(gòu)矩陣b(見上面參考圖7和8a的描述)、從下面的相等條件而導(dǎo)出S^=F(Y-BS‾)=F′Y-B′S‾]]>從中導(dǎo)出F′＝F；B′＝FB5.4K維符號(hào)的二進(jìn)制分量的檢測(cè)通過應(yīng)用濾波器L-1Fi，了產(chǎn)生下面的等效模型 其中，向量ζi[n]是恒等協(xié)方差矩陣。
向量檢測(cè)被用來在203計(jì)算在每個(gè)時(shí)刻發(fā)送的每個(gè)K維符號(hào)的每個(gè)比特的后驗(yàn)概率的對(duì)數(shù)比。依照最大后驗(yàn)(MAP)準(zhǔn)則，如下定義這些概率量 并且在圖7中被標(biāo)記為Λ；
或者 其中引入 或者 其中，從πk，ji[n]中獲得Pri[d[n]=d]=Πk=1KΠj=1qPri[dk,j[n]=dk,j]]]>(見小節(jié)5.1)。
至于似然性，其被如下表示 變型1這里根據(jù)MAP準(zhǔn)則的向量處理203被利用具有列表的球解碼算法的向量處理203所代替，其復(fù)雜度更低，因?yàn)槠涫荎的多項(xiàng)式(而不是如MAP準(zhǔn)則中是K的指數(shù))。
變型2這里，向量處理203是從MMSE準(zhǔn)則或最大化信噪比(MAX SNR)準(zhǔn)則中導(dǎo)出的、由匹配濾波器(SUFM)所執(zhí)行的迭代線性消除。
變型3向量處理203在這里包括來自給定迭代的多個(gè)不同向量處理操作的連續(xù)實(shí)現(xiàn)，這些向量處理操作中每一個(gè)都是這個(gè)小節(jié)中上面所討論的那些操作之一。例如，實(shí)現(xiàn)了知道迭代i的“MAP”處理，然后實(shí)現(xiàn)了直到迭代i+M的“具有列表的球”，然后是“MMSE”處理。
由于附加自由度可用于實(shí)現(xiàn)給定迭代i處的向量檢測(cè)，使得這個(gè)第三變型是可行的。
5.5與信道解碼器206交換概率信息在每次迭代i，關(guān)于來自信道解碼器206的各個(gè)符號(hào)的比特的先驗(yàn)信息是可用的，并且可用于預(yù)先引入的APP對(duì)數(shù)比這一形式，并且其表示為 通過向量檢測(cè)而被遞送給信道解碼器206的關(guān)于每個(gè)比特的非本征信息，由具有加權(quán)輸出的解調(diào)器203來遞送，其具有如下形式 其在圖7中表示為Ξ。
針對(duì)所有塊的所有比特非本征信息對(duì)數(shù)比，因而在205被收集并適當(dāng)?shù)乇欢嗦窂?fù)用以及去交織，以被發(fā)送到信道解碼器206。這個(gè)解碼器考慮包括比特本征概率對(duì)數(shù)比N0(每個(gè)針對(duì)碼字v的一個(gè)比特)的唯一的向量 解碼206因而使用例如靈活輸出Viterbi(維特比)算法的算法，來遞送關(guān)于所發(fā)送的調(diào)制數(shù)據(jù)(或符號(hào))比特的后驗(yàn)信息概率對(duì)數(shù)比λ。
這個(gè)對(duì)數(shù)λ因而是在207a和207b計(jì)算關(guān)于解碼后的比特的非本征信息對(duì)數(shù)比的基礎(chǔ)，其在形式上被如下定義l(wèi)＝1，…，No 在迭代i中所計(jì)算的關(guān)于碼字比特的非本征信息對(duì)數(shù)比{ξli}，在比特交織和解復(fù)用208a和208b之后，類似于下一次迭代時(shí)的關(guān)于符號(hào)比特的先驗(yàn)概率對(duì)數(shù)比{πk，ji+l[n}。
符合本發(fā)明的接收不僅涉及實(shí)現(xiàn)它的方法，而且還涉及執(zhí)行它的系統(tǒng)以及包括該接收系統(tǒng)的任何傳輸系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種用于在具有多個(gè)發(fā)送天線和多個(gè)接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行通信的接收方法，其特征在于，所述接收方法適于處理由所述接收天線所接收的數(shù)據(jù)，其中，所述數(shù)據(jù)在發(fā)送時(shí)相繼地(A)被調(diào)制到K個(gè)信道上，該數(shù)目K嚴(yán)格大于發(fā)送天線的數(shù)目T；(B)利用N×K周期性擴(kuò)展矩陣(G)或N×K非周期性擴(kuò)展矩陣(Gn)、在調(diào)制數(shù)據(jù)的K維向量上而被擴(kuò)展，其中N嚴(yán)格大于T，其特征還在于，所述接收方法為此而迭代地使用-借助于單個(gè)線性濾波器(202、202’)的濾波，其適于在適用的情況下在減去干擾估計(jì)之后處理所接收的數(shù)據(jù)，以生成與在所述擴(kuò)展步驟(B)之前的所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估計(jì) 相對(duì)應(yīng)的K維向量，其中，該濾波特別考慮了所述多個(gè)接收天線的空間分集；-在所述濾波之前或之后的干擾相減(201)，其使用了多天線干擾、符號(hào)間干擾和多用戶干擾的估計(jì)，其中，根據(jù)基于通過先前濾波操作而生成的K維向量 而計(jì)算的信息，預(yù)先再生所述多天線干擾、符號(hào)間干擾和多用戶干擾的估計(jì)；-處理，其根據(jù)基于所述K維向量 而計(jì)算出的信息、針對(duì)所接收的數(shù)據(jù)生成干擾估計(jì)，該干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到下一個(gè)相減步驟(201)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)是在K嚴(yán)格大于N的情況下被實(shí)現(xiàn)的。
3.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一個(gè)的方法，其特征在于，所述接收方法適于處理在發(fā)送時(shí)在步驟(B)期間被擴(kuò)展的數(shù)據(jù)，所述擴(kuò)展是針對(duì)每個(gè)天線并且在每天線的信道數(shù)目嚴(yán)格大于1的情況下而單獨(dú)實(shí)現(xiàn)的，擴(kuò)展矩陣(G、Gn)是塊數(shù)目等于天線數(shù)目的塊對(duì)角矩陣，并且所述塊是從N/T個(gè)正交碼中所構(gòu)造的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或權(quán)利要求2的方法，其特征在于，所述接收方法適于處理在發(fā)送時(shí)在步驟(B)期間被擴(kuò)展的數(shù)據(jù)，所述擴(kuò)展是借助于從N個(gè)正交碼中所構(gòu)造的完整擴(kuò)展矩陣(G、Gn)來實(shí)現(xiàn)的。
5.根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，所述單個(gè)線性濾波器是利用最小均方誤差準(zhǔn)則而導(dǎo)出的。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)被周期性的實(shí)現(xiàn)，所述單個(gè)線性濾波器根據(jù)無條件的最小均方誤差準(zhǔn)則而被導(dǎo)出，并且所述K個(gè)濾波器對(duì)于給定信道在時(shí)間上是不變的。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述單個(gè)線性濾波器是通常稱為單一用戶匹配濾波器的匹配濾波器。
8.根據(jù)權(quán)利要求1至4中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述單個(gè)線性濾波器首先根據(jù)所述最小均方誤差準(zhǔn)則而被導(dǎo)出，并且然后從給定迭代中變成通常稱為單一用戶匹配濾波器的匹配濾波器。
9.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述濾波通過最大化濾波(202)后的信噪比而特別考慮了所述多個(gè)接收天線的空間分集。
10.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述單個(gè)濾波器是利用滑動(dòng)窗口來被計(jì)算的。
11.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，要發(fā)送的數(shù)據(jù)已經(jīng)在所述步驟(A)之前被編碼，其特征還在于，當(dāng)接收時(shí)，用于生成干擾估計(jì)的所述處理使用具有加權(quán)輸出的向量處理(203)、解碼(206)和干擾再生(210，210’)，其中，所述具有加權(quán)輸出的向量處理(203)處理所述K維向量 并且生成可用于解碼過程的調(diào)制數(shù)據(jù)比特的概率信息；所述解碼過程(206)從所述概率信息中生成概率量(λ)；所述干擾再生(210)基于該概率量(λ)而生成干擾估計(jì)，并且該干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到下一個(gè)相減步驟(201)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11的接收方法，其特征在于，所述干擾再生(210)根據(jù)所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估計(jì)(S)而生成干擾估計(jì)，所述估計(jì)(S)是基于根據(jù)解碼(206)后可用的先前所發(fā)送比特的非本征信息(ξ)、在最小均方誤差準(zhǔn)則的意義上被計(jì)算的(209)。
13.根據(jù)權(quán)利要求1至10中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，當(dāng)發(fā)送時(shí)，所述數(shù)據(jù)在所述步驟(A)之前被編碼和交織，而當(dāng)接收時(shí)，用于生成干擾估計(jì)的所述處理使用-具有加權(quán)輸出的向量處理(203)，其是基于所述K維向量 以及從解碼(206)中產(chǎn)生的解碼統(tǒng)計(jì)(II)的，這生成了每調(diào)制數(shù)據(jù)比特的統(tǒng)計(jì)值(A)；-非本征信息比特級(jí)別Ξ的去交織(205)，所述非本征信息是從先前生成的概率量(A)中發(fā)現(xiàn)的；-具有加權(quán)輸入和輸出的解碼(206)，其是基于去交織的數(shù)據(jù)()的，并且產(chǎn)生關(guān)于所有比特的概率量(λ)；-從所述概率量(λ)中發(fā)現(xiàn)的非本征統(tǒng)計(jì)比特級(jí)(ξ)的交織(208a-208b)，新的統(tǒng)計(jì)(II)然后被遞歸地發(fā)送到具有加權(quán)輸出的向量處理的下一步驟(203)；-用于基于所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估計(jì)(S)而生成干擾估計(jì)的干擾再生(210、210’)，其中，所述所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估計(jì)(S)是在最小均方誤差準(zhǔn)則的意義上、根據(jù)所述新的被交織統(tǒng)計(jì)(II)而被計(jì)算的，所述干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到下一個(gè)相減步驟(201)。
14.根據(jù)權(quán)利要求9到13中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述具有加權(quán)輸出的向量處理(203)是根據(jù)最大后驗(yàn)準(zhǔn)則而導(dǎo)出的。
15.根據(jù)權(quán)利要求9到13中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述具有加權(quán)輸出向量處理(203)是通過具有列表的球解碼算法來實(shí)現(xiàn)的。
16.根據(jù)權(quán)利要求9到13中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述具有加權(quán)輸出的向量處理(203)是根據(jù)最小均方誤差準(zhǔn)則而導(dǎo)出的線性迭代干擾消除。
17.根據(jù)權(quán)利要求9到13中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述具有加權(quán)輸出的向量處理(203)是利用匹配濾波器、根據(jù)最大化信噪比準(zhǔn)則而導(dǎo)出的線性迭代干擾消除。
18.根據(jù)權(quán)利要求9到13中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，所述具有加權(quán)輸出的向量處理(203)包括從給定的迭代連續(xù)實(shí)現(xiàn)多個(gè)不同的向量處理，其中每個(gè)向量處理可以是利用匹配濾波器的下列算法根據(jù)最大后驗(yàn)準(zhǔn)則而導(dǎo)出的算法、具有列表的球解碼算法、根據(jù)最小均方誤差準(zhǔn)則而導(dǎo)出的算法或者根據(jù)最大化信噪比準(zhǔn)則而導(dǎo)出的算法。
19.根據(jù)權(quán)利要求11到18中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，解碼(206)輸出的所述概率量(λ)是關(guān)于調(diào)制數(shù)據(jù)比特的后驗(yàn)信息概率的對(duì)數(shù)比。
20.根據(jù)前一權(quán)利要求的接收方法，其特征在于，所述解碼(206)借助于具有加權(quán)輸入和輸出的維特比算法來計(jì)算所述概率量(λ)。
21.根據(jù)前述權(quán)利要求中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)是在頻域中實(shí)現(xiàn)的，并且接收前的傳輸是多載波類型的。
22.根據(jù)權(quán)利要求1到20中任一個(gè)的接收方法，其特征在于，發(fā)送時(shí)的所述擴(kuò)展步驟(B)是在時(shí)域中實(shí)現(xiàn)的，并且接收前的傳輸是單載波類型的。
23.一種傳輸系統(tǒng)，其特征在于，該系統(tǒng)包括-發(fā)送系統(tǒng)，其包括多個(gè)發(fā)送天線，并且適于調(diào)制到K個(gè)信道上，其中數(shù)目K嚴(yán)格大于發(fā)送天線的數(shù)目T，以及適于利用N×K周期性擴(kuò)展矩陣(W)或N×K非周期性擴(kuò)展矩陣(Wn)、在調(diào)制數(shù)據(jù)的K維向量上進(jìn)行擴(kuò)展，其中N嚴(yán)格大于T，以及適于實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)處理以從所述T個(gè)發(fā)送天線進(jìn)行發(fā)送；-頻率選擇性傳輸信道；-接收系統(tǒng)，其包括多個(gè)接收天線，并且適于實(shí)現(xiàn)根據(jù)前述任一權(quán)利要求的接收方法。
24.一種用于在具有多個(gè)發(fā)送天線和多個(gè)接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行通信的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述接收系統(tǒng)適于處理經(jīng)由所述接收天線所接收的數(shù)據(jù)，其中，所述數(shù)據(jù)在被發(fā)送時(shí)已經(jīng)相繼地(A)被調(diào)制到K個(gè)信道上，其中，數(shù)目K嚴(yán)格大于發(fā)送天線的數(shù)目T；(B)利用N×K周期性擴(kuò)展矩陣(G)或N×K非周期性擴(kuò)展矩陣(Gn)、在調(diào)制數(shù)據(jù)的K維向量上被擴(kuò)展，其中N嚴(yán)格大于T，其特征還在于，所述系統(tǒng)為此而包括-單個(gè)線性濾波器(202、202’)，其適于在適用的情況下在減去干擾估計(jì)之后處理所接收的數(shù)據(jù)，以生成與在所述擴(kuò)展步驟(B)之前的所發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算相對(duì)應(yīng)的K維向量 所述濾波器特別考慮了所述多個(gè)接收天線的空間分集；-在所述單個(gè)濾波器的上游或下游的干擾減法器(201)，其使用多天線干擾、符號(hào)間干擾和多用戶干擾的估計(jì)，其中，根據(jù)基于由所述單個(gè)濾波器先前生成的K維向量 而計(jì)算出的信息，預(yù)先再生所述多天線干擾、符號(hào)間干擾和多用戶干擾的估計(jì)；-處理裝置，其適于根據(jù)基于所述K維向量 而計(jì)算出的信息，生成所接收數(shù)據(jù)的干擾估計(jì)，所述干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到所述減法器(201)；所述接收系統(tǒng)的這些部件適于被迭代地使用。
25.根據(jù)前一權(quán)利要求的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述單個(gè)線性濾波器是利用最小均方誤差準(zhǔn)則而被導(dǎo)出的。
26.根據(jù)權(quán)利要求24的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述單個(gè)線性濾波器是通常稱為單一用戶匹配濾波器的匹配濾波器。
27.根據(jù)權(quán)利要求24的接收系統(tǒng)，其特征在于，所述單個(gè)線性濾波器首先根據(jù)所述最小均方誤差準(zhǔn)則而被導(dǎo)出，并且然后從給定迭代變成通常稱為單一用戶匹配濾波器的匹配濾波器。
28.根據(jù)權(quán)利要求24到27中任一個(gè)的接收系統(tǒng)，其特征在于，適于生成干擾估計(jì)的所述處理裝置包括具有加權(quán)輸出的向量處理裝置(203)、解碼器(206)和干擾再生器(210、210’)，其中，所述具有加權(quán)輸出的向量處理裝置(203)適于處理所述K維向量 并且生成可由所述解碼器使用的關(guān)于調(diào)制數(shù)據(jù)比特的概率信息；所述解碼器(206)適于根據(jù)所述概率信息而生成概率量(λ)；所述干擾再生器(210)基于該概率量(λ)而生成干擾估計(jì)，該干擾估計(jì)然后被遞歸地發(fā)送到所述減法器(201)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種用于在具有多個(gè)發(fā)送天線和多個(gè)接收天線的頻率選擇性信道上通信的接收方法，用于處理由接收天線所接收的數(shù)據(jù)，其中，所述數(shù)據(jù)當(dāng)發(fā)送時(shí)被相繼地調(diào)制和擴(kuò)展。為此，接收使用－借助于單個(gè)線性濾波器(202，202’)的濾波，其適于處理所接收的數(shù)據(jù)，以生成與擴(kuò)展前的被發(fā)送調(diào)制數(shù)據(jù)的估算(S)相對(duì)應(yīng)的向量；－干擾相減，其使用多天線干擾、符號(hào)間干擾和多用戶干擾的估計(jì)，其中，基于對(duì)通過先前濾波202而生成的向量(S)來預(yù)先再生該多天線干擾、符號(hào)間干擾和多用戶干擾的估計(jì)；－處理，其根據(jù)基于所述向量(S)而計(jì)算的信息，生成被接收數(shù)據(jù)的干擾估計(jì)。本發(fā)明還涉及適于實(shí)現(xiàn)該方法的接收系統(tǒng)，和包括該接收系統(tǒng)的傳輸系統(tǒng)。
文檔編號(hào)H04L1/06GK1977469SQ200580020568
公開日2007年6月6日 申請(qǐng)日期2005年4月21日 優(yōu)先權(quán)日2004年4月22日
發(fā)明者R·維索茲, A·貝爾泰 申請(qǐng)人:法國(guó)電信公司