專利名稱：在多天線信道上進(jìn)行高速通信的迭代解碼和均衡方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字通信領(lǐng)域。
本發(fā)明具體涉及迭代解碼和均衡方法及設(shè)備，用于在多發(fā)射天線信道上進(jìn)行高速通信，并且更具體地在具有多個(gè)發(fā)射和接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行高速通信。
背景技術(shù)：
隨著天線技術(shù)的發(fā)展，在MIMO信道的情況下系統(tǒng)地修正并擴(kuò)展基于TDMA、CDMA、POFDM及其組合的通信模型?？梢栽O(shè)想兩種主要的空時(shí)編碼類別，其具有不同的思想貝爾實(shí)驗(yàn)室開發(fā)的BLAST傳輸旨在使用空間多路復(fù)用，以增加信道上可以傳送的比特率。存在兩種方式來組合BLAST與糾錯(cuò)信道編碼，這產(chǎn)生兩種不同的分層空時(shí)編碼模型，在第一(ST-BICM)模型中，在空時(shí)交織和空間多路分用[1，LST-I，p.1350]之前，將連接不同層的單個(gè)編碼操作應(yīng)用于數(shù)據(jù)。在第二(MAC)模型中，數(shù)據(jù)被空間多路分用，并且然后在每個(gè)層上獨(dú)立地被編碼及交織[1，LST-II，p.1350]。
分集方案使用空間分集，以更有效地克服信道衰落效應(yīng)并改進(jìn)性能。存在改進(jìn)編碼的STTC方案和STBC方案(及其一般化OD、LDC等)，STBC方案不會(huì)導(dǎo)致編碼增益5，并且通常與針對(duì)高斯信道已知的最佳格形編碼調(diào)制相組合。
最近的理論貢獻(xiàn)已經(jīng)證明空間多路復(fù)用和空間分集中的改進(jìn)通過折衷關(guān)系而相連。例如，對(duì)于任意大數(shù)量的發(fā)射天線M和接收天線N，上述兩種方法不能以相同的比例增加容量?？梢宰C實(shí)從信息理論的角度來看，發(fā)射分集方案僅在MISO配置{M，N}＝{2，1}中是最佳的，這嚴(yán)重地導(dǎo)致它們對(duì)于在具有多個(gè)天線的MIMO信道上進(jìn)行高速通信的相關(guān)性。
僅ST-BICM方法保證了具有min{M，N}的容量的線性增加。
這就是必須選擇這種類型的發(fā)射并且集中力量設(shè)計(jì)合適的接收機(jī)的原因，該接收機(jī)保證盡可能接近于基本限制的性能。不像STBC那樣，ST-BICM不保證由不同天線所發(fā)射的數(shù)據(jù)流之間的正交性。
在頻率選擇性MIMO信道上進(jìn)行傳輸?shù)那闆r下，這種編碼策略要求在接收處聯(lián)合檢測(cè)數(shù)據(jù)，以同時(shí)消除空間域中的多址干擾(MAI)和時(shí)間域中的符號(hào)間干擾(ISI)。
聯(lián)合數(shù)據(jù)檢測(cè)功能構(gòu)成了接收機(jī)的脆弱且復(fù)雜的方面，特別是由于ST-BICM本質(zhì)上需要信道檢測(cè)和解碼之間的迭代處理以捕獲空間域中的所有分集。
現(xiàn)有技術(shù)的一般描述非頻率選擇性MIMO信道上的迭代解碼非頻率選擇性MIMO信道上的ST-BICM的迭代解碼，在雙重假設(shè)下構(gòu)成了要解決的問題的特殊情況，所述雙重假設(shè)是完全消除ISI以及恢復(fù)對(duì)于每個(gè)符號(hào)所有可用的能量。
因此可以用以下術(shù)語來重述所述問題“在存在空間有色噪聲的情況下消除平坦MIMO信道上的MAI”。必須計(jì)算關(guān)于連續(xù)發(fā)射的矢量符號(hào)比特的APP(關(guān)于要發(fā)送給解碼器的數(shù)據(jù)的統(tǒng)計(jì))。
本文描述了兩個(gè)方法-基于窮舉列表(MAP)準(zhǔn)確計(jì)算APP。這個(gè)方法的復(fù)雜度非常高，這是由于發(fā)射天線數(shù)量M的指數(shù)函數(shù)以及所采用的星座階數(shù)Q的多項(xiàng)式函數(shù)。
-從通過球形(sphere)解碼算法[2]所產(chǎn)生的候選矢量的縮減列表中，近似計(jì)算APP。球形解碼算法具有至少兩個(gè)優(yōu)點(diǎn)它保護(hù)MAP標(biāo)準(zhǔn)，并具有對(duì)所采用的星座階數(shù)Q不敏感的O(M3)的復(fù)雜度。應(yīng)當(dāng)指出，球形解碼算法可以被認(rèn)為是Fano順序解碼算法的變型。
-從通過采用堆棧的順序算法(堆棧算法)所產(chǎn)生的候選矢量的縮減列表中，近似計(jì)算APP。
已經(jīng)針對(duì)非頻率選擇性MIMO信道而透徹研究了球形解碼算法。其在頻率選擇性MIMO信道情況下的一般化并非無足輕重。
一種粗暴的方法是塊的重新運(yùn)用。這種方法不十分有利，這是因?yàn)樗藶榈卦黾恿怂阉骺臻g的大小(并且因而增加了復(fù)雜度)，并且引入了符號(hào)的冗余解碼。
針對(duì)非頻率選擇性MIMO信道而得出[2]中所描述的算法。其在頻率選擇性MIMO信道情況下的一般化是開放的問題。
所述兩種算法的性能基本上由所產(chǎn)生的候選列表的質(zhì)量來確定，優(yōu)選地是固定的大小。重要的是所述性能包括任何位置上的解碼比特1的最佳候選和解碼比特0的最佳候選。
頻率選擇性MIMO信道上的迭代解碼已經(jīng)提出了插入迭代結(jié)構(gòu)中的幾種類型的檢測(cè)器。
-具有加權(quán)輸入和輸出的檢測(cè)器實(shí)現(xiàn)了基于BCJR算法的MAP標(biāo)準(zhǔn)。所述接收機(jī)的O(QL×M)的復(fù)雜度，對(duì)于高階調(diào)制及具有大量輸入和高存儲(chǔ)需求的MIMO信道來說顯然相當(dāng)高。
-具有次最佳加權(quán)輸入和輸出的檢測(cè)器，其基于狀態(tài)(state)數(shù)量上大大減少的格子中的有效搜索算法[3]，并且如果必要，最小相位濾波器在該檢測(cè)器前面。這個(gè)方法仍受限于其O(QLr×M)中的復(fù)雜度，其中Lr代表減小的約束長(zhǎng)度。特別地，排除了具有大量狀態(tài)的星座的使用。
(在多用戶檢測(cè)的情況下[4])從消除干擾的線形迭代來構(gòu)造非線形檢測(cè)器。在MIMO情況下，所述檢測(cè)器的換位(transposition)通?；诓煌脩襞c天線之間的模擬。所述檢測(cè)器的實(shí)現(xiàn)因而需要每個(gè)天線一個(gè)濾波器，并且其性能受限于每天線非連續(xù)MMSE的方法。所述方法的優(yōu)點(diǎn)是其具有發(fā)射天線數(shù)量的多項(xiàng)式復(fù)雜度。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提出一種先進(jìn)的接收機(jī)，用于在具有多個(gè)發(fā)射和接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行高比特率數(shù)字傳輸，該接收機(jī)并不復(fù)雜并且特別地不需要大量計(jì)算能力，這允許處理空間域中的天線間干擾和時(shí)域中的符號(hào)間干擾。
為此，本發(fā)明提出了一種迭代解碼和均衡設(shè)備，用于在具有多個(gè)發(fā)射和接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行高比特率通信，所述設(shè)備包括判決反饋均衡器，該均衡器適于接收來自不同接收天線的數(shù)據(jù)并且包括前向?yàn)V波器和遞歸反向?yàn)V波器，向該遞歸反向?yàn)V波器饋送從解碼器的輸出所計(jì)算的加權(quán)重構(gòu)數(shù)據(jù)，所述解碼器本身由判決裝置來饋送，所述設(shè)備還包括用于從所述前向?yàn)V波器輸出的數(shù)據(jù)中減去所述反向?yàn)V波器的輸出的裝置，由此將所減去的數(shù)據(jù)傳送給具有解碼器的輸出的判決裝置的輸入，并且所述判決裝置還產(chǎn)生統(tǒng)計(jì)，該統(tǒng)計(jì)被傳送給具有加權(quán)輸入和輸出的信道解碼器，并且所述判決裝置將所述減法裝置輸出的噪聲的空間相關(guān)性考慮在內(nèi)，并且通過二進(jìn)制空時(shí)交織來分離所述判決裝置和所述解碼器，其特征在于，所述前向?yàn)V波器和反向?yàn)V波器適于迭代地最小化所述減法器輸出的均方誤差。
上述類型的設(shè)備單獨(dú)地或以所有技術(shù)上可能的組合而有利地具有以下補(bǔ)充特征-所述均衡器的減法裝置輸出處的判決裝置是空間白化類型的并遵循球形解碼；-所述均衡器的減法裝置的輸出處的判決裝置是SIC/PIC類型的(串行和/或并行地消除均衡器的減法裝置輸出的剩余空間干擾)；-在所述均衡器的減法裝置輸出上實(shí)施所述空間白化；-由所述判決裝置來實(shí)施所述空間白化；-由所述前向?yàn)V波器和反向?yàn)V波器來實(shí)施所述空間白化；-從一個(gè)特定迭代開始，前向?yàn)V波器是適配濾波器，反向?yàn)V波器是同一適配濾波器減去中心系數(shù)。
本發(fā)明源自一種創(chuàng)新的方法，該方法基本上與認(rèn)為天線是不同用戶的那些方法不同。認(rèn)為被傳送信號(hào)是T維調(diào)制，其中T是發(fā)射天線的數(shù)量。這種觀點(diǎn)的改變對(duì)接收機(jī)的設(shè)計(jì)具有很大影響。所述接收機(jī)包括線性迭代均衡器，該均衡器在輸入處考慮與頻率選擇性信道卷積的T維矢量調(diào)制，并后隨一能夠產(chǎn)生用于信道解碼器的靈活信息的T維調(diào)制檢測(cè)器(例如球形解碼器)。所述方法相比現(xiàn)有技術(shù)具有兩個(gè)優(yōu)點(diǎn)由于其需要單個(gè)(矢量)濾波器因而復(fù)雜度較低，并且由于其允許矢量檢測(cè)標(biāo)準(zhǔn)的選擇而提供了更好的性能。
本發(fā)明也涉及一種用于在具有多個(gè)發(fā)射和接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行高比特率通信的系統(tǒng)，其特征在于，所述系統(tǒng)在接收處包括上述類型的均衡和解碼設(shè)備。
特別有利地，所述發(fā)射裝置是ST-BICM類型的。
本發(fā)明還提出了一種迭代解碼和均衡方法，用于在具有多個(gè)發(fā)射和接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行高比特率通信，其采用判決反饋均衡器，該均衡器適于接收來自不同接收天線的數(shù)據(jù)并且包括前向?yàn)V波器和遞歸反向?yàn)V波器，向該遞歸反向?yàn)V波器饋送從解碼器輸出所計(jì)算的加權(quán)重構(gòu)數(shù)據(jù)，所述解碼器本身由判決裝置來饋送，所述設(shè)備還包括用于從所述前向?yàn)V波器的輸出數(shù)據(jù)中減去所述反向?yàn)V波器的輸出的裝置，由此將所減去的數(shù)據(jù)傳送給具有解碼器的輸出的所述判決裝置的輸入，所述判決裝置還產(chǎn)生統(tǒng)計(jì)，該統(tǒng)計(jì)被傳送給具有加權(quán)輸入和輸出的信道解碼器，所述判決裝置將所述減法裝置輸出的噪聲的空間相關(guān)性考慮在內(nèi)，并且通過二進(jìn)制空時(shí)交織來分離所述判決裝置和解碼器，其特征在于，所述前向?yàn)V波器和反向?yàn)V波器適于迭代地最小化所述減法器輸出的均方誤差。


結(jié)合附圖，根據(jù)下面僅說明性而非限制性的描述，本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點(diǎn)將變得顯而易見，其中圖1示出了VBLAST概念；圖2示出了ST-BICM通信的一般模型；
圖3示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的迭代接收機(jī)的結(jié)構(gòu)；圖4示出了迭代接收機(jī)的結(jié)構(gòu)，例如可以從第二次迭代或從后續(xù)的迭代開始使用該迭代接收機(jī)。
具體實(shí)施例方式
BLAST技術(shù)和ST-BICM編碼圖1是BLAST結(jié)構(gòu)的通用圖。
在空時(shí)交織和空間多路分用之后，由多個(gè)發(fā)射天線TX來發(fā)射在單個(gè)矢量編碼設(shè)備EV中被編碼的數(shù)據(jù)；在MIMO信道的另一端，由多個(gè)接收天線RX來接收被發(fā)射的信號(hào)，所述多個(gè)接收天線將所述被發(fā)射信號(hào)轉(zhuǎn)發(fā)給解碼裝置DE(MIMO信道)的輸出，從所述解碼裝置恢復(fù)所述數(shù)據(jù)。
以下描述涉及頻率選擇性MIMO信道。符號(hào)間干擾的存在增加了接收機(jī)的復(fù)雜度。
圖2示出了ST-BICM通用通信模型。
在發(fā)射處，數(shù)據(jù)通過信道校正編碼(卷積編碼、turbo編碼、LDPC編碼等)而被處理1、然后被二進(jìn)制地交織2、被空間多路分用3，并且對(duì)于每一層而被調(diào)制(4-1到4-M)。在整形濾波之后(5-1到5-M)，被調(diào)制的數(shù)據(jù)被傳送給發(fā)射天線6-1到6-M。
發(fā)射和接收處理的描述在發(fā)射處，對(duì)數(shù)據(jù)實(shí)施ST-BICM處理。
這涉及以下步驟-接收給定比特率的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流；-應(yīng)用信道校正編碼(1)來產(chǎn)生被編碼的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流；-借助于二進(jìn)制交織來交織(2)被編碼的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)；-空間多路分用(3)所交織的被編碼數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流，以創(chuàng)建多個(gè)不同的被編碼數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流，其稱為發(fā)射層(M個(gè)不同的流或發(fā)射層)。
然后，對(duì)于M個(gè)不同的被編碼數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流中的每一個(gè)-根據(jù)調(diào)制方案來調(diào)制(4-1到4-M)所交織的被編碼數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流15，以獲得調(diào)制符號(hào)流；-對(duì)被調(diào)制流進(jìn)行濾波(5-1到5-M)；-通過其發(fā)射機(jī)的天線來發(fā)射(6-1到6-M)被調(diào)制流。
圖3示出了傳輸系統(tǒng)的接收機(jī)。
所述接收機(jī)包括由前向?yàn)V波器9所定義的判決反饋均衡器、減法器10、判決算法11和遞歸反向?yàn)V波器12。
向遞歸反向?yàn)V波器12饋送從解碼器13的輸出所計(jì)算的加權(quán)重構(gòu)數(shù)據(jù)，所述解碼器本身由判決算法11來饋送。
迭代地確定前向?yàn)V波器9和反向?yàn)V波器12，以最小化MIMO均衡器的均方誤差(MSE)，即最小化減法器10輸出的錯(cuò)誤。
為此，所述前向和反向?yàn)V波器使用MIMO信道的初始估計(jì)8。
所實(shí)施的處理例如是附錄II中所描述的類型。
應(yīng)當(dāng)指出，在上述處理的范圍內(nèi)，進(jìn)行剩余錯(cuò)誤和噪聲的矢量估計(jì)，逐塊計(jì)算前向和反向?yàn)V波器以最小化所述矢量。
所述矢量處理簡(jiǎn)化了計(jì)算。
判決裝置11的輸入從減法器10的輸出和解碼器13的輸出接收數(shù)據(jù)。
所述算法可以是不同的類型，特別是SIC/PIC類型(串行和/或并行消除均衡器的減法裝置輸出的剩余空間干擾-參看附錄III)。
可選地，所述算法可以是球形解碼算法。
這種算法具有O(M3)的復(fù)雜度(其中M是發(fā)射天線的數(shù)量，與Q無關(guān))。
這使得能夠使用具有大量狀態(tài)的調(diào)制從而增加比特率。
判決裝置11的輸出被傳送給空時(shí)去交織過程14，所述過程是以二進(jìn)制被實(shí)施的并且被插入判決裝置11和解碼器13之間。
解碼器13的輸出是比特概率。
所述概率一方面被傳送給判決算法11的輸入，而另一方面在空時(shí)交織(15)之后被傳送給數(shù)據(jù)加權(quán)重構(gòu)處理16。
如此被加權(quán)重構(gòu)的數(shù)據(jù)被傳送給反向?yàn)V波器12的輸入。
反向?yàn)V波器12的輸出對(duì)應(yīng)于數(shù)據(jù)的加權(quán)再生。
此外，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)應(yīng)于注入減法器10的輸入的剩余干擾和噪聲的錯(cuò)誤，在時(shí)域和空間域中都是有色的。
如果時(shí)間相關(guān)性對(duì)于均衡器的處理具有較小的影響，則空間相關(guān)性起主要作用。
這就是在實(shí)施例中通過Cholesky分解法實(shí)現(xiàn)空間白化的原因。
在減法器10的輸出有利地實(shí)施所述空間白化。
在特定的變型中，可以通過球形解碼算法11本身來實(shí)施所述空間白化。
也可以結(jié)合前向和反向?yàn)V波器9和12來實(shí)施所述空間白化。
最后，在一個(gè)實(shí)施例中，從一次給定的特定迭代，例如從第二次迭代，前向?yàn)V波器9有利地被適配濾波器所替代。
由于直接從前向?yàn)V波器來推導(dǎo)反向?yàn)V波器，因此在這種情況下結(jié)果是適配濾波器與信道的卷積減去中心系數(shù)。
圖4中示出了上述情況，其中，前向?yàn)V波器9是適配濾波器MF，而反向?yàn)V波器12(表示為BMF)是與信道卷積的適配濾波器減去中心系數(shù)。附錄I縮寫列表APP后驗(yàn)概率BCJRBahl，Cocke，Jelinek，Raviv(算法)BLAST貝爾實(shí)驗(yàn)室分層空時(shí)CDMA碼分多址IC干擾消除(Interference Cancellation)ISI符號(hào)間干擾LDPC低密度奇偶校驗(yàn)MAI多址干擾MAP最大后驗(yàn)(Maximum A Posteriori)MF匹配濾波器MIMO多輸入多輸出MMSE最小均方誤差OFDM正交頻分復(fù)用PIC并行干擾消除SIC串行干擾消除SISO單輸入單輸出Soft-IC軟干擾消除STBC空時(shí)塊碼(Space-Time Block Codes)ST-BICM空時(shí)比特交織編碼調(diào)制STTC空時(shí)格形碼(Space-Time Trellis Codes)TDMA時(shí)分復(fù)用WMF白化匹配濾波器附錄II通信模型考慮一種P-塊信道，其具有多個(gè)輸入和輸出、存儲(chǔ)器M的T個(gè)頻率選擇性發(fā)射天線和R個(gè)頻率選擇性接收天線。
A.空時(shí)二進(jìn)制交織編碼調(diào)制假設(shè)C是長(zhǎng)度為Nc以及F2上的效率為ρc的線性碼，其允許數(shù)據(jù)矢量u∈F2ρcN]]>并產(chǎn)生碼字c∈F2N]]>。假設(shè)如果使用卷積碼，則效率ρc包括尾比特。碼字進(jìn)入良好設(shè)計(jì)的二進(jìn)制交織器∏，其中輸出矩陣A∈F2Tq*PL]]>被分為P個(gè)矩陣，AP∈F2Tq*PL,]]>p＝1，...P。矩陣AP的列是矢量，aP[n]∈F2Tq,]]>n＝1，...，L，其稱作“符號(hào)標(biāo)簽矢量”，包括T個(gè)子矢量，aPt[n]∈F2q,]]>t＝1，...，T(每個(gè)輸入信道一個(gè))，具有堆棧的二進(jìn)制分量ap<t，j>[n]，...，ap<t，j>[n]，其中<t，j>代表索引(t-1)q+j。在每個(gè)矩陣AP中，通過無存儲(chǔ)器的D維調(diào)制器在基數(shù)(cardinality)為|A|＝2qT的信號(hào)集合A_CD上、通過具有符號(hào)μ{0，1}qT→A的比特編碼來調(diào)制所有矢量aP[n]。在不喪失一般性的情況下，假設(shè)A是相同階數(shù)2q的T個(gè)復(fù)(complex)星座C的簡(jiǎn)單乘積，并且假設(shè)針對(duì)每個(gè)星座使用Gray編碼。在信號(hào)變換之后，所述編碼調(diào)制過程也可以被認(rèn)為是空時(shí)編碼調(diào)制方案，其中所有碼字的復(fù)符號(hào)P×L×T被分為P個(gè)矩陣，Xp∈CT×L，p＝1，...P，其中列Xp[n]∈CT，n＝1，...L稱作“星座符號(hào)矢量”?？梢詮膞P[n]中通過對(duì)具有符號(hào)u-1的比特編碼的簡(jiǎn)單反演(inversion)，來獲得“符號(hào)標(biāo)簽矢量”aP[n]。在一般類別的空時(shí)編碼中，所述結(jié)構(gòu)稱為空時(shí)比特交織編碼調(diào)制(STBICM)[3]。根據(jù)Nyquist有限帶寬理想濾波假設(shè)，傳輸效率(每個(gè)所用信道的比特)為ρ＝qTρc(1)圖1示出了所述通信模型的圖。
B.MIMO信道假設(shè)Hp∈CR×T×(M+1)是塊p的MIMO信道，其中p＝1，...，P并且H＝{Hp}是所有信道的集合。還假設(shè)Xp∈CT×L和Yp∈CR×L分別為“星座符號(hào)矩陣”和“信道輸出矩陣”。離散時(shí)間的同等基帶中的矢量信道輸出(在時(shí)刻n＝1，...，L，yp[n]∈CR)可以如下寫出yp[n]=[H(z)]xp[n]+wp[n]=Σk=0MHp[k]xp[n-k]+wp[n]---(2)]]>其中，xp[n]∈CT是在時(shí)刻n發(fā)射的“星座符號(hào)矢量”，每個(gè)分量的能量等于σx2，Hp[k]∈CR×T是信道脈沖響應(yīng)的k個(gè)抽頭的矩陣，wp[n]∈CR是附加的復(fù)噪聲矢量。假設(shè)附加復(fù)噪聲矢量wp[n]是零均值的、相同獨(dú)立分布的以及具有循環(huán)對(duì)稱性的復(fù)高斯，并且因而遵循pdfN(0，σ2I)。在相應(yīng)塊的持續(xù)時(shí)間期間不變的信道Hp具有長(zhǎng)度為M+1的有限脈沖響應(yīng)(FIR)，其中空間符號(hào)抽頭Hp
，...，Hp[M]是隨機(jī)復(fù)矩陣R×T、零均值，并且其中平均功率在相同功率系統(tǒng)的情況下滿足標(biāo)準(zhǔn)化約束E[diag{Σk=0MHp[k]Hp[k]+}]=TI---(3)]]>操作符“_”對(duì)應(yīng)于共扼轉(zhuǎn)置操作符。用于所有R×T個(gè)可能連接的相等信道存儲(chǔ)器是一種合理的假設(shè)，即單獨(dú)的多信道分量的數(shù)量主要是通過大結(jié)構(gòu)和反射物體(reflecting object)來指示的。
MIMO干擾消除迭代塊A.原理和安排MIMO干擾消除器迭代塊利用輸出解碼器所反饋的隨機(jī)概率信息來分別處理每個(gè)接收的數(shù)據(jù)塊Yp，p＝1，...，P。因此逐塊為所描述的所有信號(hào)和元素標(biāo)記索引。有時(shí)取消這種相關(guān)性以簡(jiǎn)化標(biāo)記。在每個(gè)迭代I期間，應(yīng)用于每個(gè)矢量y[n]的接收符號(hào)上的線性前向?yàn)V波器F1產(chǎn)生矢量y1[n]的信號(hào)。然后從矢量y1[n]的信號(hào)中提取MAI和ISI惡化x[n]的適當(dāng)構(gòu)建的估計(jì)e1[n]，以產(chǎn)生z1[n]zl[n]=y~l[n]-el[n]---(8)]]>假設(shè)迭代1-1的先驗(yàn)知識(shí)可用(外在(extrinsic)概率分布)，矢量估計(jì)e1[n]來自反向?yàn)V波器B1的輸出，通過關(guān)于矢量x[n]的軟判決嘗試矢量x1[n]來激勵(lì)所述反向?yàn)V波器。
現(xiàn)在描述MIMO turbo均衡器的核心內(nèi)容，即MIMO前向和反向有限脈沖響應(yīng)濾器的推導(dǎo)。
R.前向和反向?yàn)V波器的計(jì)算該描述始于前向?yàn)V波器F1的瞬時(shí)輸出y1[n]的幾個(gè)基本操作y‾l[n]=Σi=-LF1LF2Fl[i]y[n-i]---(22)]]>由于y[n]=Σk=0MH[k]x[n-k]+w[n]---(23)]]>每個(gè)采樣y1[n]可以被如下擴(kuò)展y‾l[n]=Σi=-LF1LF2Σk=0MFl[i]H[k]x[n-i-k]+Σi=-LF1LF2Fl[i]w[n-i]---(24)]]>兩個(gè)濾波器Hc和F1的卷積的等價(jià)矩陣表示為y‾l[n]=FlHcxc[n]+Flwc[n]---(25)]]>其中Fl=[Fl[-LF1]...Fl
...Fl[LF2]]∈CT×RLF---(26)]]>是階數(shù)為L(zhǎng)F＝LF1+LF2+1的前向?yàn)V波器，其中Hc=H
H[1]...H[M]H
H[1]...H[M]H
H[1]...H[M]......H
H[1]...H[M]∈CRLF×T(LF+M)---(27)]]>是Toeplitz對(duì)角帶(diagonal-band)信道矩陣，并且其中xc[n]=x[n+LF1]...x[n]...x[n-LF2-M]∈CT(LF+M)---(28)]]>
引入組合的濾波器Gl=FlHc=[Gl[-LG1]...Gl[LG2]]∈CT×TLG---(30)]]>獲得以下的最終表達(dá)式y(tǒng)‾l[n]=Glxc[n]+Flwc[n]---(31)]]>其中，LG2＝LF1，LG2＝LF2+M，并且LG＝LF+M。
通過類比，如下定義反向?yàn)V波器Bl=[Bl[-LB1]...0...Bl[LB2]]∈CT×TLB---(32)]]>干擾校正器的輸出可以寫為zl[n]=ΣkGl[k]x[n-k]-ΣkBl[k]x‾l[n-k]+ΣkFl[k]w[n-k]---(33)]]>噪聲和剩余干擾矢量v1[n](也稱為MIMO均衡器誤差矢量)如下表示為vl[n]=zl[n]-Gl
x[n]]]>=Σk≠0Gl[k]x[n-k]-ΣkBl[k]x‾l[n-k]+ΣkFl[k]w[n-k]---(34)]]>=Σk1G‾l[k]x[n-k]-ΣkBl[k]x‾l[n-k]+ΣkFl[k]w[n-k]]]>其中G‾l=[Gl[-LG1]...0...Gl[LG2]]---(35)]]>逐塊計(jì)算濾波器F1和B1，以最小化MIMO均衡器的均方誤差，在約束G1
＝I下，在MIMO情況下的問題可以如下簡(jiǎn)潔地用公式表示為{Fl,Bl}=argmin{F,B}/Gl
=ItrE{vl[n]vl[n-k]+}]]>=argmin{F,B}/Gl
=Itr{Kvl}---(36)]]>以兩個(gè)連續(xù)步驟執(zhí)行MSE最小化，并且最終產(chǎn)生Bl＝Gl(37)Fl=(EΔHc+Φl-1HcEΔ+)-1EΔHc+Φl-1---(38)]]>
其中 并且其中Φl=[(σx2-σx‾l2)HcHc++σ2I]---(40)]]>其中σx‾l2≈1LTΣn=1Lx‾l[n]+x‾l[n]---(41)]]>應(yīng)當(dāng)指出，減法器輸出的噪聲加上剩余干擾在時(shí)間和空間上是相關(guān)的。時(shí)間相關(guān)性對(duì)后續(xù)的處理不具有實(shí)際影響，而空間相關(guān)性在這里起主要作用?？梢酝ㄟ^簡(jiǎn)單的相關(guān)矩陣Kvl的Cholesky分解法來容易地獲得空間白噪聲。
建議2由于定義相關(guān)矩陣Kvl為正，因此Cholesky分解法總是適用的。
知道Kvl=LL+---(42)]]>其中，L是下三角矩陣。然后，通過將Fl，＝L-1Fl和Bl，＝L-1Bl用作前向?yàn)V波器和反向?yàn)V波器(替代了Fl和Bl)，干擾加上噪聲的相關(guān)矩陣等于單位矩陣。
證明證明是不言而喻的。
Kvl+=[(σx2-σx‾l2)L-1BlBl+(L-1)++σ2L-1FlFl+(L-1)+]]]>=L-1[(σx2-σx‾l2)BlBl++σ2FlFl+](L-1)+---(43)]]>=L-1Kvl(L-1)+=I]]>驗(yàn)證了圖3的模擬所提出的算法。
下面，還是考慮具有空間白化的均衡器的輸出，以使
zl[n]＝Gl
x[n]+vl[n]其中Kvl=I,]]>并且G1
＝L-1。
應(yīng)當(dāng)指出，MMSE標(biāo)準(zhǔn)對(duì)應(yīng)于SNR tr{G1
+KvlG1
}。對(duì)于σx2=σx2]]>達(dá)到了適配濾波器的給定最大SNR。
C.窮舉的APP解碼器這里定義了迭代期間所有交換的概率量。MIMO均衡器的檢測(cè)部分是用于根據(jù)新的通信模型(10)來提供關(guān)于矩陣A的符號(hào)比特的外在信息，其中G1
擔(dān)任等同于T×T的MIMO平坦信道的角色，并且v1
是剩余干擾加上白化噪聲。如下定義關(guān)于所有符號(hào)比特a(t，j)[n]的對(duì)數(shù)比APPλ(t,j)l,d[n]=lnPr|a(t,j)[n]=1|zl[n]|Pr|a(t,j)[n]=0|zl[n]|---(11)]]>通過簡(jiǎn)單的臨界化可以獲得下式λ(t,j)l,d[n]=lnΣa∈Ω(t,j)(1)Prl|x[n]=μ(a)|zl[n]|Σa∈Ω(t,j)(0)Prl|x[n]=μ(a)|zl[n]|---(12)]]>其中Ω(t,j)(ϵ)={a∈F2qT,a(t,j)=ϵ}---(13)]]>對(duì)數(shù)比APP可以被如下擴(kuò)展λ(t,j)l,d[n]=lnΣa∈Ω(t,j)(1)p(zl[n]|x=μ(a))Prl[a[n]=a]Σa∈Ω(t,j)(0)p(zl[n]|x=μ(a))Prl[a[n]=a]---(14)]]>假設(shè)理想的空時(shí)交織允許散布那些先前加入其臨界數(shù)字分量的乘積中的概率λ(t,j)l,d[n]=lnΣa∈Ω(t,j)(1)p(zl[n]|x=μ(a))Π(t,j)Prl[a(t,j)[n]=a(t,j)]Σa∈Ω(t,j)(0)p(zl[n]|x=μ(a))Π(t,j)Prl[a(t,j)[n]=a(t,j)]---(15)]]>假設(shè)已通過任何方法(例如Cholesky分解法)空間白化了vl[n]，可以將歐幾里得度量用于概率的評(píng)估中
p(zl[n]|x)∝exp{-12σ2||zt[n]-Gl
x||2}---(16)]]>在通常情況下，在概率評(píng)估中必須考慮噪聲矢量的相關(guān)矩陣Kvlp(zl[n]|x)∝exp{-(zl[n]-Gl
x)+Kvl-1(zl[n]-Gl
x)}---(17)]]>如在turbo檢測(cè)器領(lǐng)域中所建立的，根據(jù)以下公式來推導(dǎo)外在對(duì)數(shù)概率的比率ξ(t,j)l,d[n]=lnΣa∈Ω(t,j)(1)p(zl[n]|x=μ(a))Π{t+,j+}≠{t,j}Prl[a(t-,j+)[n]=a(t+,j+)]Σa∈Ω(t,j)(0)p(zl[n]|x=μ(a))Π{t+,j+}≠{t,j}Prl[a(t+,j+)[n]=a(t+,j+)]---(18)]]>從所有塊p＝1，...，P來收集所有MIMO檢測(cè)器的對(duì)數(shù)外在信息的采樣，并且該采樣在空時(shí)去交織∏-1之后被重新安排為簡(jiǎn)單的觀察矢量ζl，c∈RN，輸出解碼器基于該矢量來提供關(guān)于所有碼字比特的對(duì)數(shù)外在概率的比率ξl,c[n]=lnPr[c[n]=1|ϵ,ζl,c/{ζl,c[n]}]Pr[c[n]=0|ϵ,ζl,c/{ζl,c[n]}]---(19)]]>在空時(shí)去交織∏之后，矢量ξl，c被散布到前述對(duì)數(shù)概率比率的P矩陣∏l，p中，一個(gè)用于每個(gè)數(shù)據(jù)塊Ap。對(duì)于每個(gè)塊p＝1，...，P，∏l，p的輸入被如下給出π(t,j)l[n]=lnPrl[a(t,j)[n]=1]Prl[a(t,j)[n]=0]---(20)]]>這意味著可以如下重寫軟判決矢量x1[n]x‾l[n]=12Σx∈CTxΠ{t,j}{1+(2u(t,j)-1(x)-1)tanh(π(t,j)l[n]2)}---(21)]]>D.借助于具有修改列表的球形解碼器來檢測(cè)準(zhǔn)最佳MIMO
對(duì)于高比特率通信情景不能保持最佳MIMO檢測(cè)。實(shí)際上，基數(shù)在O(2qT)中變化的星座的整個(gè)子集Ω<0><t，j>和Ω<1><t，j>的點(diǎn)的列舉，對(duì)于高階調(diào)制和/或大量發(fā)射天線來說會(huì)很快變得難以承受。概率值的仔細(xì)分析指示其中大部分值是可忽略的。因此，作為該文獻(xiàn)的重要貢獻(xiàn)，建議通過大大縮減的子集L<0><t，j>和L<1><t，j>的點(diǎn)的列舉來替代點(diǎn)的深入列舉，子集也稱作列表，其僅包括不可忽略的概率。對(duì)數(shù)外在概率的比率因而變?yōu)?amp;xi;(t,j)l,d[n]=lnΣa∈Ω(t,j)(1)p(zl[n]|x=μ(a))Π{t+,j+}≠{t,j}Prl[a(t-,j+)[n]=a(t+,j+)]Σa∈Ω(t,j)(0)p(zl[n]|x=μ(a))Π{t+,j+}≠{t,j}Prl[a(t+,j+)[n]=a(t+,j+)]---(18)]]>在幾何學(xué)方面，其包括以被選擇點(diǎn)(例如無約束的ML點(diǎn)或ML點(diǎn)本身)為中心、以r為半徑的球中的網(wǎng)格點(diǎn)。已經(jīng)為了成功展示這些列表[2]而采用了球形解碼器的修正版本。球半徑r的選擇決定了相應(yīng)MIMO檢測(cè)器的質(zhì)量和復(fù)雜度。
E.PIC檢測(cè)算法也可以認(rèn)為球形解碼器過于復(fù)雜。進(jìn)一步減小檢測(cè)器的復(fù)雜度的一種方法是針對(duì)每個(gè)維獨(dú)立產(chǎn)生APP log。在迭代l上，對(duì)于分量x的判決變量是rtl[n]=(gt+gt)-1gt+(zl[n]-Σk≠tgkxk‾)]]>其中g(shù)k是矩陣Gl
的第k列。因此計(jì)算比率APPlogξ<t,j>1[n],j=1,...,q,]]>其中假設(shè)rtl[n]是高斯變量，其均值為xt并且估計(jì)方差為σ^t,l2=1LΣn=1L|rtl[n]|2-σx2]]>能夠通過使用以下方式的SIC技術(shù)來改進(jìn)第一迭代檢測(cè)器初始化根據(jù)分量的信號(hào)與干擾比(SIR)、以遞減順序分類所述分量，例如SIR(x1)＞SIR(x2)＞…＞SIR(xT)其中SIR(xi)=gi+giΣk≠igk+gk+σ2]]>遞歸對(duì)于t＝1至t計(jì)算rtl[n]=(gt+gt)-1gt+(zl[n]-Σk<tgkx~k[n])]]>計(jì)算比率APPlogξ<t,j>1[n],j=1,...,q,]]>其中假設(shè)rtl[n]是高斯變量，其均值為xt且估計(jì)方差為σ^t,l2=1LΣn=1L|rtl[n]|2-σx2]]>計(jì)算知道rt1[n]的MMSE估計(jì)xtx~t=E{Xt[n]|rtl[n]}]]>
附錄III參考書目[1]S.Ariyavisitakul，“Turbo space-Time Processing to Improve WirelessChannel Capacity”，IEEE Trans.Commun.，vol.COM-48，no.8，pp.1347-1358，Aug.2000. B.M.Hochwald，S.Ten Brink，“Achieving Near-Capacity on aMultiple-Antenna Channel，”IEEE Trans.Commun.，vol.51，no.3，pp.389-399，March 2003. R.Vsioz，A.O.Berthet，“Iterative Decoding and Channel Estimation forSpace-Time BICM over MIMO Block Fading Multipath AWGN Channel”，IEEE Trans.Commun.，Vol.COM-51，no.8，pp.1358-1367，Aug.2003. X.Wang，H.V Poor，”Iterative(Turbo)Soft-Interference Cancellationand Decoding for Coded CDMA”，IEEE Trans.Commun.，vol.COM-47，no.7，pp.1046-1061，July 1999.
權(quán)利要求
1.一種用于在具有多個(gè)發(fā)射和接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行高比特率通信的迭代解碼和均衡設(shè)備，所述設(shè)備包括判決反饋均衡器，該判決反饋均衡器適于接收來自不同接收天線的數(shù)據(jù)并且包括前向?yàn)V波器(9)和遞歸反向?yàn)V波器(12)，向所述遞歸反向?yàn)V波器饋送從解碼器(13)的輸出所計(jì)算的加權(quán)重構(gòu)數(shù)據(jù)，所述解碼器本身由判決裝置(11)來饋送，并且所述設(shè)備還包括用于從所述前向?yàn)V波器(9)的輸出的數(shù)據(jù)中減去所述反向?yàn)V波器(12)的輸出的裝置(10)，由此將所減去的數(shù)據(jù)傳送到具有所述解碼器(13)的輸出的所述判決裝置(11)的輸入，并且所述判決裝置(11)還產(chǎn)生統(tǒng)計(jì)，該統(tǒng)計(jì)被傳送給具有加權(quán)輸入和輸出的信道解碼器，并且所述判決裝置(11)將所述減法裝置(10)的輸出的噪聲的空間相關(guān)性考慮在內(nèi)，并且通過二進(jìn)制空時(shí)交織來分離所述判決裝置(11)和所述解碼器(13)，其特征在于，所述前向?yàn)V波器(9)和反向?yàn)V波器(12)適于迭代地最小化所述減法器(10)輸出的均方誤差。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，所述均衡器的減法裝置(10)的輸出處的判決裝置(11)是空間白化類型的并遵循球形解碼。
3.根據(jù)權(quán)利要求1的設(shè)備，其特征在于，所述均衡器的減法裝置(10)輸出處的判決裝置(11)，串行和/或并行地消除該均衡器的減法裝置(10)輸出的剩余空間干擾。
4.根據(jù)前面任一權(quán)利要求的設(shè)備，其特征在于，在所述均衡器的減法裝置(10)的輸出上實(shí)施所述空間白化。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的設(shè)備，其特征在于，通過所述判決裝置(11)來實(shí)施所述空間白化。
6.根據(jù)權(quán)利要求2的設(shè)備，其特征在于，通過所述前向?yàn)V波器(9)和反向?yàn)V波器(12)來實(shí)施所述空間白化。
7.根據(jù)前面任一權(quán)利要求的設(shè)備，其特征在于，從一個(gè)特定迭代開始，所述前向?yàn)V波器(9)是適配濾波器。
8.一種用于在具有多個(gè)發(fā)射和接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行高比特率通信的系統(tǒng)，其特征在于，所述系統(tǒng)在接收處包括根據(jù)前面權(quán)利要求之一的均衡和解碼設(shè)備。
9.根據(jù)權(quán)利要求7的系統(tǒng)，其特征在于，所述發(fā)射裝置是空時(shí)比特交織編碼調(diào)制類型的。
10.一種用于在具有多個(gè)發(fā)射和接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行高比特率通信的迭代解碼和均衡方法，其采用判決反饋均衡器，該判決反饋均衡器適于接收來自不同接收天線的數(shù)據(jù)并且包括前向?yàn)V波器(9)和遞歸反向?yàn)V波器(12)，向所述遞歸反向?yàn)V波器饋送從解碼器(13)的輸出所計(jì)算的加權(quán)重構(gòu)數(shù)據(jù)，所述解碼器本身由判決裝置(11)來饋送，并且所述設(shè)備還包括用于從所述前向?yàn)V波器(9)的輸出的數(shù)據(jù)中減去所述反向?yàn)V波器(12)的輸出的裝置(10)，由此將所減去的數(shù)據(jù)傳送到具有所述解碼器的輸出的所述判決裝置(11)的輸入，所述判決裝置(11)產(chǎn)生統(tǒng)計(jì)，該統(tǒng)計(jì)被傳送到具有加權(quán)輸入和輸出的信道解碼器，并且所述判決裝置(11)將所述減法裝置(10)的輸出的噪聲的空間相關(guān)性考慮在內(nèi)，并且通過二進(jìn)制的空時(shí)交織來分離所述判決裝置(11)和所述解碼器(13)，其特征在于，所述前向?yàn)V波器(9)和反向?yàn)V波器(12)適于迭代地最小化所述減法器(10)輸出的均方誤差。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的方法，其特征在于，所述判決反饋均衡的遞歸濾波也適于迭代地最小化該均衡器輸入的均方誤差。
12.根據(jù)權(quán)利要求9或10的方法，其特征在于，對(duì)于所述被減去的數(shù)據(jù)實(shí)施空間白化。
13.根據(jù)權(quán)利要求9到11之一的方法，其特征在于，所述判決算法(11)是球形解碼類型的。
14.根據(jù)權(quán)利要求11或12的方法，其特征在于，通過所述判決算法(11)來實(shí)施所述空間白化。
15.根據(jù)前面權(quán)利要求之一的方法，其特征在于，從一個(gè)特定迭代開始，所述前向?yàn)V波器(9)是適配濾波器。
全文摘要
用于在具有多個(gè)發(fā)射和接收天線的頻率選擇性信道上進(jìn)行高比特率通信的迭代解碼和均衡設(shè)備，該設(shè)備包括判決反饋均衡器，其適于接收來自不同接收天線的數(shù)據(jù)并包括前向?yàn)V波器和遞歸反向?yàn)V波器，向遞歸反向?yàn)V波器傳送從解碼器輸出中計(jì)算的加權(quán)重構(gòu)數(shù)據(jù)，解碼器本身由判決裝置饋送，該設(shè)備還包括從前向?yàn)V波器的輸出的數(shù)據(jù)中減去反向?yàn)V波器的輸出的裝置，由此將被減去數(shù)據(jù)傳送到具有解碼器輸出的判決裝置的輸入，并且判決裝置產(chǎn)生被傳送給具有加權(quán)輸入和輸出的信道解碼器的統(tǒng)計(jì)，判決裝置考慮減法裝置輸出的噪聲的空間相關(guān)性，并且通過二進(jìn)制空時(shí)交織來分離判決裝置和解碼器，其中前向和反向?yàn)V波器適于迭代地最小化減法器輸出的均方誤差。
文檔編號(hào)H04L1/02GK1860712SQ200480028148
公開日2006年11月8日 申請(qǐng)日期2004年8月6日 優(yōu)先權(quán)日2003年8月29日
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