專利名稱：通信信道容量估計(jì)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本申請(qǐng)涉及通信系統(tǒng)。具體地，本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式涉及估計(jì)通信信道容量。更具體地，本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選方面涉及估計(jì)數(shù)字通信信道容量。
背景技術(shù)：
數(shù)字用戶線路(DSL)技術(shù)實(shí)現(xiàn)了經(jīng)由通信信道例如用戶線路傳輸高比特速率的數(shù)據(jù)信息。被定義為某一特定線路可獲得的數(shù)據(jù)速率的信道容量是基于線路的物理結(jié)構(gòu)和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，例如線路的長(zhǎng)度、規(guī)格、是否存在橋接抽頭、橋接抽頭位置和長(zhǎng)度等。因此，如果線路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是已知的，則可以在向用戶提供DSL服務(wù)以前預(yù)測(cè)數(shù)據(jù)速率。
時(shí)域反射技術(shù)(TDR)是用于表征用戶線路特性的非常有用的工具。TDR通過沿線路下發(fā)電脈沖并且測(cè)量返回的被稱為TDR回聲的信號(hào)來工作。測(cè)量到的TDR回聲包括有關(guān)線路的物理結(jié)構(gòu)和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的信息。
根據(jù)TDR回聲來評(píng)估信道容量的最常用的方法是通過根據(jù)傳輸線路理論準(zhǔn)確地估計(jì)線路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，隨后在數(shù)據(jù)庫(kù)中找到與特定拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)速率。上述方法的一個(gè)問題是當(dāng)線路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)非常復(fù)雜的時(shí)候，估計(jì)將變得非常復(fù)雜。例如，設(shè)想一個(gè)帶有不同規(guī)格的連續(xù)部分但是沒有橋接抽頭的線路。由于對(duì)每個(gè)部分需要估計(jì)規(guī)格和長(zhǎng)度這兩個(gè)變量，搜索空間是2N維的。因此，計(jì)算復(fù)雜度隨著單獨(dú)部分的數(shù)量呈指數(shù)的增長(zhǎng)。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)TDR回聲估計(jì)用戶線路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的最終目的是評(píng)估線路的信道容量。因此，如果可以根據(jù)TDR回聲將具有更簡(jiǎn)單的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)但是信道容量相同的線路作為實(shí)際的線路進(jìn)行估計(jì)，則可以以較少的計(jì)算復(fù)雜性實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)。
本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施方式遵循該理論并且提供根據(jù)TDR回聲評(píng)估信道容量而不必清楚地估計(jì)線路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的方法。
為了簡(jiǎn)便起見，在本申請(qǐng)中不帶有橋接抽頭的用戶線路被稱為直接線路。這里“直接”意味著不出現(xiàn)橋接抽頭。同樣用戶線路在這里互換地指代線路、回路或者電線。
本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施方式是基于傳輸線路理論開發(fā)的。圖1中示意性地示出了典型的傳輸線路系統(tǒng)，其中VS是源極的輸出電壓、ZS是源極的輸出阻抗、ZL是負(fù)載的輸入阻抗，L是連接源極與負(fù)載的線路的長(zhǎng)度。VS，ZS和ZL是頻率的函數(shù)。根據(jù)傳輸線路理論，當(dāng)源極產(chǎn)生的電波傳播下至線路時(shí)，電波就會(huì)被線路削弱并在存在阻抗不連續(xù)的地方被反射。波在線路內(nèi)向前或者向后傳播到無窮遠(yuǎn)。
假設(shè)特定線路的特征阻抗和傳播常數(shù)為Z0和γ，其中Z0和γ是頻率的函數(shù)。對(duì)于具有單一規(guī)格的直接回路，唯一的阻抗變化是(1)在源極與線路之間的連接處以及(2)在線路和負(fù)載之間的連接處。假設(shè)反射系數(shù)在源極輸出為ρs并且在負(fù)載為ρL，所述反射系數(shù)被定義為后向電壓波(朝向源)與前向電壓波(遠(yuǎn)離源)的比率，其中ρs=Zs-Z0Zs+Z0,]]>ρL=ZL-Z0ZL+Z0.]]>根據(jù)波傳播理論，可以用入射波和由阻抗的不連續(xù)性引起的無數(shù)個(gè)多反射的組合來代表源極輸出電壓，所述源極輸出處電壓被表示為V0入射波V0(0)=Z0Z0+ZsVs]]>第一次反射前向波V0(1)+=V0(0)·e-2γL·ρL·ρs,]]>后向波V0(1)-=V0(0)·e-2γL·ρL,]]>第二次反射前向波V0(2)+=V0(0)·e-4γL·ρL2·ρS2,]]>后向波V0(2)-=V0(0)·e-4γL·ρL2·ρS,]]>第三次反射前向波V0(3)+=V0(0)·e-6γL·ρL3·ρS3,]]>后向波V0(3)-=V0(0)·e-6γL·ρL3·ρS2,]]> 第N次反射 前向波V0(n)+=V0(0)·e-2nγL·ρLn·ρSn,]]>后向波V0(n)-=V0(0)·e-2nγL·ρLn·ρSn-1.]]>因此V0可以被表示為V0=Σn=0∞V0(n)=V0(0)+Σn=1∞[V0(n)++V0(n)-]]]>=V0(0)+Σn=1∞V0(0)·e-2nγL·ρLn·ρsn-1(1+ρs)]]>=Vs·Z0Z0+Zs·1+e-2γL·ρL1-e-2γL·ρL·ρs.]]>(1)也可以用多反射的組合來代表負(fù)載輸入處的電壓，所述負(fù)載輸入處的電壓被表示為VL第1次反射前向波VL(1)+=V0(0)·e-γL,]]>后向波VL(1)-=V0(0)·e-γL·ρL,]]>第2次反射前向波VL(2)+=V0(0)·e-3γL·ρL·ρs,]]>后向波VL(2)-=V0(0)·e-3γL·ρL2·ρS,]]>第3次反射前向波VL(3)+=V0(0)·e-5γL·ρL2·ρS2,]]>后向波VL(3)-=V0(0)·e-5γL·ρL3·ρS3,]]> 第N次反射前向波VL(n)+=V0(0)·e-2(n-1)γL·ρLn-1·ρSn--1,]]>后向波VL(n)-=V0(0)·e-2(n-1)γL·ρLn·ρSn--1.]]>因此VL可以被表示為VL=Σn=1∞VL(n)=Σn=1∞[VL(n)++VL(n)-]]]>=Σn=1∞V0(0)·e-(2n-1)γL·ρLn-1·(1+ρL)·ρsn-1]]>=Vs·Z0Z0+Zs·(1+ρL)·e-γL1-e-2γL·ρL·ρs.]]>(2)可以用圖1中示出的等效電路來代表TDR測(cè)量系統(tǒng)和DSL應(yīng)用。在TDR情況中，VS是下發(fā)給線路的脈沖，V0是測(cè)量到的TDR回聲。V0中的入射波被稱為近端回聲，而多反射的總和被稱為遠(yuǎn)端回聲。在TDR測(cè)試中，源極阻抗通常與線路的特征阻抗相同，即Zs＝Z0，線路的末端通常是開放的，即ZL＝∞，因此ρs＝0，ρL＝1，并且測(cè)量到的TDR回聲可以被寫為V0=Vs·Z0Z0+Zs·(1+e-2γL),---(3)]]>其為第一次反射中的近端回聲和后向波的組合。
在DSL應(yīng)用情況中，Vs和Zs代表位于交換局(CO)的調(diào)制解調(diào)器的等效電路，并且ZL代表用戶端調(diào)制解調(diào)器(CPE)的等效電路?？色@得的數(shù)據(jù)速率涉及用戶線路的轉(zhuǎn)移函數(shù)，所述轉(zhuǎn)移函數(shù)被定義為H=VLV0.]]>調(diào)制解調(diào)器通常被設(shè)計(jì)為具有與線路匹配的阻抗，即Zs＝Z0、ZL＝Z0，因此ρs＝0，ρL＝0，并且V0、VL以及H可以被寫為V0=Vs·Z0Z0+Zs,]]>
VL=Vs·Z0Z0+Zs·e-γL,]]>H＝e-γL。(4)由于γ的虛部是頻率的線性函數(shù)，H具有線性相位，數(shù)據(jù)速率主要由轉(zhuǎn)移函數(shù)的模決定。
假設(shè)兩個(gè)單一規(guī)格直接線路的轉(zhuǎn)移函數(shù)為H1和H2。根據(jù)公式(4)，H1=e-γ1L1,]]>H2=e-γ2L2,]]>其中γ1和L1分別是線路1的傳播常數(shù)和長(zhǎng)度，而γ2and L2分別是線路2的傳播常數(shù)和長(zhǎng)度。這兩條線路將具有相同的數(shù)據(jù)速率，只要real(γ1)·L1＝real(γ2)·L2，(5)其中real(·)是取變量實(shí)部的運(yùn)算符。
假設(shè)這兩條線路的TDR回聲為V01和V02。根據(jù)公式(3)，V01=Vs·Z01Z01+Zs·(1+e-2γ1L1),]]>V02=Vs·Z02Z02+Zs·(1+e-2γ2L2).]]>其中Z01和Z02是線路1和線路2的特征阻抗。忽略這兩條線路特征阻抗之間的差異，即Z01≈Z02＝Z0，這兩條線路具有相同的近端回聲，這樣根據(jù)公式(5)，當(dāng)兩條線路具有相同的數(shù)據(jù)速率，后續(xù)的公式有效|VsZ0Z0+Zs|·e-2·real(γ1)·L1=|VsZ0Z0+Zs|·e-2real(γ2)·L2.---(6)]]>公式(6)的左手邊是線路1的遠(yuǎn)端TDR回聲的振幅；公式(6)的右手邊是線路2的遠(yuǎn)端TDR回聲的振幅。公式(6)表明了來自兩個(gè)單一規(guī)格直接線路的遠(yuǎn)端TDR回聲，所述兩條線路具有相同數(shù)據(jù)速率并且具有相同的振幅。盡管此推論是根據(jù)特定的Zs和ZL獲得的，該結(jié)論同樣適用于任何其他的Zs和ZL。
本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施方式是基于所述推論實(shí)現(xiàn)的。


圖1示出了具有單一部分直接回路的傳輸線路系統(tǒng)的示意性代表；圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施方式使用的TDR脈沖的優(yōu)選頻譜；圖3示出了根據(jù)本發(fā)明的、來自具有不同長(zhǎng)度回路的26AWG直接回路的遠(yuǎn)端回聲的優(yōu)選頻譜；圖4a示出了根據(jù)本發(fā)明的、在等效數(shù)據(jù)速率回路之間關(guān)于US數(shù)據(jù)速率的數(shù)據(jù)速率比較；圖4b示出了根據(jù)本發(fā)明的、在等效數(shù)據(jù)速率回路之間關(guān)于DS數(shù)據(jù)速率的數(shù)據(jù)速率比較；圖5a示出了根據(jù)本發(fā)明的、在24AWG和26AWG等效TDR回聲回路之間的遠(yuǎn)端回聲比較，其中26AWG等效回路長(zhǎng)度＝5kft；圖5b示出了根據(jù)本發(fā)明的、在24AWG和26AWG等效TDR回聲回路之間的遠(yuǎn)端回聲比較，其中26AWG等效回路長(zhǎng)度＝10kft；圖6示意性地示出了具有兩部分直接回路的傳輸線路系統(tǒng)的代表；圖7a和7b是根據(jù)本發(fā)明的、在混合規(guī)格回路和26AWG等效回路之間的遠(yuǎn)端回聲比較；圖8a和8b分別示出了根據(jù)本發(fā)明的、在兩部分混合規(guī)格回路和其26AWAG等效數(shù)據(jù)速率回路之間用于US數(shù)據(jù)速率和DS數(shù)據(jù)速率的數(shù)據(jù)速率比較；圖9a和9b分別示出了根據(jù)本發(fā)明的、在26AWG+24AWG回路和24AWG+26AWG回路之間用于US數(shù)據(jù)速率DS數(shù)據(jù)速率的數(shù)據(jù)速率比較；圖10示出了根據(jù)本發(fā)明的具有混合規(guī)格的直接回路；圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選信道容量估計(jì)器100；圖12a和12b示出了回路長(zhǎng)度估計(jì)結(jié)果，圖12a示出了實(shí)際長(zhǎng)度與估計(jì)長(zhǎng)度之間的比較，圖12b示出了根據(jù)本發(fā)明的估計(jì)誤差的分布；
圖13a和13b示出了US數(shù)據(jù)速率估計(jì)結(jié)果，圖13a示出了實(shí)際的與估計(jì)的US數(shù)據(jù)速率之間的比較，圖13b示出了根據(jù)本發(fā)明的估計(jì)誤差的分布；圖14a和14b示出了DS數(shù)據(jù)速率估計(jì)結(jié)果，圖14a示出了實(shí)際的與估計(jì)的DS數(shù)據(jù)速率之間的比較，圖14b示出了根據(jù)本發(fā)明的估計(jì)誤差的分布；以及圖15示出了說明根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選操作流程的流程圖。
具體實(shí)施例方式
下面將根據(jù)在通信環(huán)境中的獲取、如果合適則發(fā)送以及分析診斷信息來描述本發(fā)明的具體實(shí)施方式
。但是，應(yīng)當(dāng)理解，通常本發(fā)明的方法和系統(tǒng)可以在任何環(huán)境中的任何類型的通信系統(tǒng)中使用并良好地工作。
下面將參照DSL調(diào)制解調(diào)器以及相關(guān)的通信硬件、軟件和通信信道來描述本發(fā)明的系統(tǒng)和方法的優(yōu)選實(shí)施方式。但是，為了避免對(duì)本發(fā)明不必要的遮蔽，后續(xù)的描述省略了公知的結(jié)構(gòu)和設(shè)備，所述結(jié)構(gòu)和設(shè)備可以被以框圖的形式顯示或者被概述。
出于說明的目的，在后續(xù)描述中列出了很多細(xì)節(jié)以便提供對(duì)本發(fā)明的透徹理解。但是應(yīng)當(dāng)注意，本發(fā)明可以在此處所公開的特定細(xì)節(jié)之外、以多種方式被實(shí)施。例如，本發(fā)明的系統(tǒng)和方法通?？梢赃m用于任何環(huán)境中的任何類型的通信系統(tǒng)，并且在任何數(shù)字通信環(huán)境中探測(cè)數(shù)據(jù)速率。
進(jìn)一步，此處所公開的優(yōu)選實(shí)施方式顯示了系統(tǒng)的不同組件被共置在特定位置，應(yīng)當(dāng)理解，系統(tǒng)的各種組件可以被放置在分布式網(wǎng)絡(luò)中彼此遠(yuǎn)離的各個(gè)部分中，所述分布式網(wǎng)絡(luò)例如可以是電信網(wǎng)絡(luò)和/或因特網(wǎng)或在專用保護(hù)、未保護(hù)和/或加密系統(tǒng)內(nèi)部。因此，應(yīng)當(dāng)理解，系統(tǒng)的組件可以被結(jié)合到一個(gè)或多個(gè)設(shè)備中，例如調(diào)制解調(diào)器中，或者被共置在分布式網(wǎng)絡(luò)的特定節(jié)點(diǎn)上，所述分布式網(wǎng)絡(luò)例如是電信網(wǎng)絡(luò)。如同通過下面的描述可以理解的以及為了計(jì)算效率的原因，系統(tǒng)的組件可以被安置在分布式網(wǎng)絡(luò)中的任何位置而不對(duì)系統(tǒng)的運(yùn)行產(chǎn)生任何影響。例如，各種組件可以位于交換局(CO或者ATU-C)調(diào)制解調(diào)器中、用戶端調(diào)制解調(diào)器(CPE或者ATU-R)中或者上述設(shè)備的一些組合體中。類似地，系統(tǒng)的一個(gè)或多個(gè)功能部分可以分布在一個(gè)或多個(gè)調(diào)制解調(diào)器和相關(guān)計(jì)算設(shè)備之間。
進(jìn)一步，應(yīng)當(dāng)理解，包含連接元件的通信線路20的各種鏈路可以是有線的或者無線的鏈路、可以是所述有線鏈路與無線鏈路的任何組合體，或者可以是其他任何已知的或者以后開發(fā)的元件，所述元件能夠從被連接的元件或向所述被連接的元件提供和/或通信數(shù)據(jù)。此處所使用的術(shù)語“模塊”可以是任何已知或者以后開發(fā)的、能夠執(zhí)行與元件有關(guān)的功能的硬件、軟件或者其組合體。
本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例涉及為非對(duì)稱DSL(ADSL)服務(wù)估計(jì)數(shù)據(jù)速率。但是，通常本方法可以用于為任何數(shù)字通信線路估計(jì)數(shù)據(jù)速率。
ADSL具有上行(US)帶，在該帶內(nèi)數(shù)據(jù)被從CPE傳輸給CO，從音調(diào)6到音調(diào)31，以及下行(DS)帶，在該帶內(nèi)數(shù)據(jù)被從CO傳給CPE，從音調(diào)32到音調(diào)255。音調(diào)間隔可以例如是4321.5HZ，第i個(gè)音調(diào)根據(jù)公式對(duì)應(yīng)fi＝i×4312.5(Hz)對(duì)應(yīng)于頻率(f)。ADSL CO調(diào)制解調(diào)器在一個(gè)幀內(nèi)測(cè)量TDR回聲，并且在10000幀范圍內(nèi)平均該回聲。每個(gè)幀有512次采樣，采樣速率為2208kHZ。全部用戶線路與單一規(guī)格26AWG直接回路等效。
對(duì)于具有單一規(guī)格-規(guī)格x的直接回路，設(shè)傳播常數(shù)為γx，物理長(zhǎng)度為L(zhǎng)x，，則公式(5)中給出的等效公式可以被重寫為real(γx)·Lx＝real(γ26)·L26，(7)其中γ26and L26分別是相應(yīng)的26AWG等效回路的傳播常數(shù)以及回路長(zhǎng)度。令在規(guī)格x和26AWG之間的等效回路長(zhǎng)度比率為ax，這樣Lx＝ax·L26，則公式(7)變?yōu)閞eal(γx)·ax＝real(γ26).(8)由于傳播常量跨越頻率變化，必須在特定頻率帶上采用最小二乘法計(jì)算跨越頻率的一個(gè)固定比率
ax(m,n)=Σi=mnreal[γx(fi)]·real[γ26x(fi)]Σi=mn{real[γx(fi)]}2---(9)]]>其中fi是第i個(gè)音調(diào)的頻率，m和n根據(jù)需要確定頻帶。等效比率隨著m和n變化。
由于用戶線路在較高的頻率組分比在較低的頻率組分上出現(xiàn)更多的衰減，測(cè)量到的TDR回聲主要由低頻組分占據(jù)。脈沖的頻譜也影響測(cè)量到的TDR回聲的頻帶。圖2示出了在本發(fā)明中使用的TDR脈沖的頻譜。圖3示出了來自不同長(zhǎng)度的26AWG直接回路的遠(yuǎn)端回聲的頻譜。在每個(gè)圖中繪制有18條曲線。每條曲線對(duì)應(yīng)于特定長(zhǎng)度的26AWG回路?；芈烽L(zhǎng)度以1kft的間隔在1kft到18kft之間變化?？梢灾肋h(yuǎn)端回聲被低頻率組分占據(jù)，并且多于95％的能量分配在音調(diào)50以下( 220kHz)。由于音調(diào)6以下沒有多少能量，本優(yōu)選實(shí)施方式中TDR帶是從音調(diào)6到50，但是TDR帶可以適當(dāng)?shù)刈兓?br> 如前面討論，ADSL應(yīng)用的US帶從音調(diào)6到音調(diào)31，DS帶從音調(diào)32到音調(diào)255，這樣US情況的等效比率與DS情況下的不同?？紤]到在US、DS、TDR情況中頻帶的不同，定義ax(eq_us)＝對(duì)應(yīng)于同樣的US數(shù)據(jù)速率的等效回路長(zhǎng)度比率；ax(eq_ds)＝對(duì)應(yīng)于同樣的DS數(shù)據(jù)速率的等效回路長(zhǎng)度比率，以及ax(eq_tdr)＝對(duì)應(yīng)于同樣的遠(yuǎn)端回聲(僅形狀和振幅)的等效回路長(zhǎng)度比率，這樣使用公式(9)確定每個(gè)比率的公式為ax(eq_us)＝ax(m＝6，n＝31)，ax(eq_ds)＝ax(m＝32，n＝255)，ax(eq_tdr)＝ax(m＝6，n＝50)。
表1示出了用于美國(guó)回路(AWG)和歐洲回路(米)的等效比率。全部比率都是使用在ITU G.996.1中公開的電線主要參數(shù)、特征阻抗Z0和傳播常數(shù)γ來確定的。

表1等效系數(shù)圖4示出了24AWG和26AWG等效數(shù)據(jù)速率回路之間的數(shù)據(jù)速率對(duì)比。更具體地，圖4a示出了等效US數(shù)據(jù)速率回路之間的對(duì)比，圖4b示出了等效DS數(shù)據(jù)速率回路之間的數(shù)據(jù)速率對(duì)比。根據(jù)表1，等效-US-速率比率是1.4；等效DS-速率比率是1.27。圖4(a)示出了24AWG回路(長(zhǎng)度＝L)的US數(shù)據(jù)速率與26AWG等效US速率回路(長(zhǎng)度＝L/1.4)的US數(shù)據(jù)速率的對(duì)比。圖4(b)示出了24AWG回路(長(zhǎng)度＝L)的DS數(shù)據(jù)速率與26AWG等效DS速率回路(長(zhǎng)度＝L/1.4)的DS數(shù)據(jù)速率的對(duì)比?？梢钥吹降刃Щ芈肪哂蟹浅Ｏ嗨频臄?shù)據(jù)速率。等效回路之間的平均數(shù)據(jù)速率差異對(duì)于US情況是30kbps，對(duì)于DS情況是160kbps。
圖5示出了24AWG和26AWG之間的遠(yuǎn)端回聲比較。根據(jù)表1，等效-TDR-回聲比率是1.4。圖5a示出了26AWG 5kft回路和24AWG 7kft回路(5*1.4＝7)之間的對(duì)比。圖5b示出了26AWG 10kft回路和24AWG 14kft回路(10*1.4＝14)之間的對(duì)比。可以看到在等效回路之間，遠(yuǎn)端回聲的振幅和波形是非常相似的，而時(shí)間延遲是不同的-24AWG回路比26AWG回路的延遲長(zhǎng)。
在表1中給出的等效比率是在假設(shè)特征阻抗Z0的差異可以被忽略的條件下計(jì)算得出的。圖4和圖5中的比較說明了近似是合理的。
由于在混合規(guī)格回路中存在規(guī)格變化，混合-規(guī)格的情況比單一規(guī)格的情況更為復(fù)雜。在圖6中示意性地示出了帶有兩個(gè)部分混合規(guī)格回路的傳輸線路系統(tǒng)。所述傳輸線路系統(tǒng)與圖1中示出的類似。唯一不同的是該線路具有兩個(gè)部分而不是一個(gè)部分。
令第一部分的特征阻抗、傳播常數(shù)和回路長(zhǎng)度分別為Z01、γ1和L1，第二部分的特征阻抗、傳播常數(shù)和回路長(zhǎng)度分別為Z02、γ2和L2。規(guī)格改變點(diǎn)被表示為A，A處的反射系數(shù)為ρA，其中ρA=Z02-Z01Z02+Z01.]]>根據(jù)傳輸線路理論，兩部分回路中的波的傳播可以按照下述方式表示入射波V0(0)=Z01Zs+Z01Vs·]]>第一次行程，A處的波前向波VA12(1)+=V0(0)·e-γ1L1]]>后向波VA12(1)-=V0(0)·e-γ1L1·ρA]]>第一次行程，從第一部分到第二部分的入射VA12(1)=VA12(1)++VA12(1)-=V0(0)·e-γ1L1·(1+ρA)]]>第一次行程，從第二部分的末端返回到A前向波VA21(1)+=VA12(1)·e-2γ2L2·(-ρA)·ρL]]>后向波VA21(1)-=VA12(1)·e-2γ2L2·ρL]]>第一次行程，從第二部分到第一部分的入射V21(1)=VA21(1)++VA21(1)-]]>
在源極輸出處的第一次反射V0(1)=[VA12(1)-·e-γ1L1+V21(1)·e-γ1L1]·(1+ρs)]]>=[VA12(1)-·e-γ1L1+(VA21(1)++V21(1)-)·e-γ1L1]·(1+ρs)]]>=[V0(0)·e-2γ1L1·ρA+V0(0)·e-2γ1L1-2γ2L2·(1-ρA2)·ρL]·(1+ρs)]]>=VsZ01Z01+Zs·e-2γ1L1·ρA·(1+ρs)]]>+VsZ01Z01+Zs·e-2γ1L1-2γ2L2·(1-ρA2)·ρL·(1+ρs)]]>(10)當(dāng)每個(gè)部分不是太短(例如L1、L2≥1000ft)，可以忽略更高級(jí)別的反射，這樣公式(10)給出的第一級(jí)反射是對(duì)整個(gè)遠(yuǎn)端回聲的合理近似。圖10示出了遠(yuǎn)端回聲包括兩個(gè)主要的反射，一個(gè)來自于規(guī)格變化(公式(10)中的第一項(xiàng))，另一個(gè)從線路的末端來(公式(10)中第二項(xiàng))。因?yàn)?，?guī)格變化時(shí)的反射系數(shù)ρA通常很小，ρA2甚至更小，來自線路末端的反射可以被簡(jiǎn)化為Vs·Z01Z01+Zs·e-2γ1L1-2γ2L2·ρL·(1+ρs).]]>假設(shè)26AWG回路的等效-TDR比率對(duì)于第一部分是a1(eq_tdr)，并且對(duì)于第二部分為a2(eq_tdr)。公式(11)指明如果Z01與26AWG回路的特征阻抗類似，來自混合規(guī)格回路的末端的反射具有與帶有長(zhǎng)度的26AWG回路的遠(yuǎn)端回聲類似的形狀和振幅。
Leq_tdr＝L1/a1(eq_tdr)+L2/a2(eq_tdr)。
圖7示出了混合規(guī)格回路和其26AWG等效-TDR-回聲回路之間的遠(yuǎn)端回聲比較。更具體地，圖7a示出了具有3kft 26AWG的第一部分和3kft 24AWG的第二部分的混合規(guī)格回路與帶有5.1kft(3+3/1.4＝5.1)的26AWG直接回路之間的比較。圖7b示出了具有2kft 24AWG的第一部分和5kft 26AWG的第二部分的混合規(guī)格回路與帶有6.4kft(2/1.4+5＝6.4)的26AWG直接回路之間的比較。圖7(a)表明在混合-規(guī)格的情況中，盡管遠(yuǎn)端回聲的一部分從規(guī)格變化返回，來自回路末端的返回與來自等效直接回路的遠(yuǎn)端回聲很類似。從規(guī)格變化返回的標(biāo)志與從回路末端返回的標(biāo)志相反。這與規(guī)格從26AWG變化到24AWG相一致。由于24AWG的特征阻抗比26AWG小，規(guī)格改變的反射系數(shù)是負(fù)的，引起了負(fù)的返回。
與圖7a類似，圖7b也表明了在混合規(guī)格的情況下，盡管遠(yuǎn)端回聲的一部分從規(guī)格變化返回，來自回路末端的返回與來自等效直接回路的遠(yuǎn)端回聲很類似。但是，現(xiàn)在規(guī)格從24AWG變化到26AWG，規(guī)格變化的反射系數(shù)是正的，這樣來自規(guī)格變化的返回與來自回路末端的返回有一些類似。因此，可以知道來自規(guī)格變化的返回對(duì)24AWG+26AWG的混合規(guī)格的影響比對(duì)26AWG+24AWG大。
假設(shè)Zs＝Z01，ZL＝Z02，負(fù)載輸入處的電壓VL，是VL=VA12(1)·e-γ2L2=V0(0)·e-γ1L1-γ2L2·(1+ρA),]]>因此，混合規(guī)格線路的轉(zhuǎn)移函數(shù)是H=VLV0=e-γ1L1-γ2L2·(1+ρA).---(12)]]>如前面提到，規(guī)格變化的反射系數(shù)ρA通常很小，因此轉(zhuǎn)移函數(shù)可以被簡(jiǎn)化為H≈e-γ1L1-γ2L2.---(13)]]>假設(shè)26AWG回路等效US和DS比率對(duì)于部分1是a1(eq_us)和a1(eq_ds)，對(duì)于部分2是a2(eq_us)and a2(eq_ds)。公式13示出兩部分回路與26AWG直接回路有相同的數(shù)據(jù)速率Leq_us＝L1/a1(eq_us)+L2/a2(eq_us)，并且具有與26AWG直接回路相同的DS數(shù)據(jù)速率Leq_ds＝L1/a1(eq_ds)+L2/a2(eq_ds)。
圖8示出了在兩部分混合-規(guī)格回路和其26AWG等效-數(shù)據(jù)-速率回路之間的數(shù)據(jù)速率比較。每個(gè)回路的第一部分是26AWG并且第二部分是24AWG。每個(gè)部分以500ft為階段從1kft到9kft變換。可以看出公式(13)中給出的近似是合理的。
圖9示出了具有不同規(guī)格變化順序的兩部分回路之間的數(shù)據(jù)速率比較一種情況是從26AWG到24AWG，另一種是從24AWG到26AWG?？梢钥吹竭@兩種情況的數(shù)據(jù)速率是非常類似的。根據(jù)公式(12)，26AWG+24AWG的情況的轉(zhuǎn)移函數(shù)可以被寫為H26AWG+24AWG=e-γ26L26-γ24L24·(1+ρA),]]>并且24AWG+26AWG情況可以被寫為H24AWG+26AWG=e-γ24L24-γ26L26·(1-ρA),]]>因此，兩種情況之間的不同是反射系數(shù)的符號(hào)。兩種情況之間數(shù)據(jù)速率的相似表明規(guī)格改變的反射對(duì)于數(shù)據(jù)速率沒有顯著的影響。因此，公式(13)是對(duì)兩部分回路轉(zhuǎn)移函數(shù)的合理近似。
盡管公式(11)和公式(13)是根據(jù)兩部分回路獲得的，但是其對(duì)于多-部分回路也是有效的。對(duì)于具有N-部分的回路，假設(shè)對(duì)于第i個(gè)部分(i＝1-n)的物理長(zhǎng)度、等效US比率、等效DS比率和等效TDR比率分別是LI、ai(eq_us)、ai(eq_ds)和ai(eq_tdr)。令26AWG等效US長(zhǎng)度、等效DS長(zhǎng)度和等效TDR長(zhǎng)度分別為L(zhǎng)eq_us、Leq_ds和Leq_tdr，則Leq_us=Σi=1nLi/ai(eq_us),]]>Leq_ds=Σi=1nLi/ai(eq_ds),]]>Leq_tdr=Σi=1nLi/ai(eq_tdr).]]>如前面提到，等效回路估計(jì)的最終目的是預(yù)測(cè)給定回路的數(shù)據(jù)速率。根據(jù)測(cè)量到的TDR回聲估計(jì)的等效長(zhǎng)度是等效TDR長(zhǎng)度。根據(jù)表1，等效TDR比率和等效數(shù)據(jù)速率比率，特別是在DS情況下，是不同的，因此使用等效TDR長(zhǎng)度預(yù)測(cè)的數(shù)據(jù)速率可能是不準(zhǔn)確的。在本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例中，根據(jù)估計(jì)的等效TDR長(zhǎng)度以及測(cè)量到的遠(yuǎn)端回聲和等效遠(yuǎn)端回聲之間的時(shí)延獲得等效-數(shù)據(jù)速率長(zhǎng)度。
可以根據(jù)回路的物理長(zhǎng)度和移動(dòng)波的傳播速度確定遠(yuǎn)端回聲的時(shí)延。根據(jù)傳輸線路理論，時(shí)延可以被表示為Delay=2LVp,]]>
其中L是回路的物理長(zhǎng)度，并且Vp是傳播速度。由于遠(yuǎn)端回聲是往返返回，分子是兩倍的回路長(zhǎng)度。傳輸線路的傳播速度涉及傳播常數(shù)的虛部γ，Vp=ωimag(γ),]]>其中，ω是弧度頻率(ω＝2πf)，并且imag(γ)是γ的虛部。由于用戶線路通常具有虛部是跨頻率的直接線路的傳播常數(shù)，傳播速度是跨頻率的常數(shù)。因此，可以按照下式根據(jù)傳播常數(shù)計(jì)算出表示為Vx的規(guī)格x的傳播速度Vx=2π·Δf1n-m{imag[γx(fn)]-imag[γx(fm)],---(14)]]>其中fi是第i個(gè)音調(diào)的頻率，γx是規(guī)格x的傳播常數(shù)，Δf是音調(diào)的間隔，其在ADSL情況下為4312.5Hz，m和n對(duì)應(yīng)于TDR回聲的頻率范圍。在本例中m＝6，n＝50。Vx的單位是″m/s″。
可以用每kft的采樣數(shù)量來表示傳播速度。對(duì)于規(guī)格x，定義每kft的采樣數(shù)量作為速度系數(shù)λx則λx=2×1000(ft)3.2808(ft/m)·fsVx,]]>其中fs是TDR測(cè)量系統(tǒng)的采樣速率。λx的單位是“時(shí)間采樣/kft”。在表1中列出了fs＝2208kHz時(shí)AWG回路和米制回路的的速度系數(shù)?？梢钥吹?4AWG回路具有與26AWG回路幾乎相同的速度系數(shù)，大約7采樣/kft?？紤]到26AWG回路和24AWG回路之間的等效TDR比率是1.4，在24AWG回路(長(zhǎng)度＝L)和其26AWG等效回路(長(zhǎng)度＝L/1.4)之間的延遲差異或者時(shí)移是L×7-L/1.4×7＝2×L，其中L的單位是kft。對(duì)于圖5和圖7中示出的遠(yuǎn)端回聲，測(cè)量到的遠(yuǎn)端回聲和其TDR等效回路之間的理論時(shí)移是.圖5(a)24AWG長(zhǎng)度＝7kft，時(shí)移＝14采樣；圖5(b)24AWG長(zhǎng)度＝10kft，時(shí)移＝28采樣；圖7(a)26AWG長(zhǎng)度＝3kft，24AWG長(zhǎng)度＝3kft，時(shí)移＝6采樣；圖7(b)24AWG長(zhǎng)度＝2kft，26AWG長(zhǎng)度＝5kft，時(shí)移＝4采樣。
上面給出的時(shí)移與圖5和圖7中給出的一致。這表明時(shí)移包含有關(guān)給定回路的物理長(zhǎng)度的信息。
對(duì)于具有單一規(guī)格-規(guī)格x的直接回路，如果其物理長(zhǎng)度是Lx，則等效-TDR長(zhǎng)度Leq_tdr＝Lx/ax(eq_tdr)。令規(guī)格x的速度系數(shù)為λx，而26AWG的速度系統(tǒng)為λ0，則測(cè)量到的回聲和等效回聲之間的、用s表示的時(shí)移是s＝Lx·λx-Leq_tdr·λ0，其中s的單位是采樣的數(shù)量。物理長(zhǎng)度Lx可以被重新寫作Lx=sλx-λ0/ax(eq_tdr).---(15)]]>公式(15)表明一旦規(guī)格x已知，可以根據(jù)時(shí)移s直接得到直接回路的物理長(zhǎng)度Lx。
對(duì)于如圖10示出的、具有26AWG和規(guī)格x的混合的直接回路，假設(shè)26AWG部分的長(zhǎng)度為L(zhǎng)0并且規(guī)格x的長(zhǎng)度為L(zhǎng)x。如果我們知道λ0、λx，、ax(eq_tdr)、ax(eq_ds)、等效TDR長(zhǎng)度Leq_tdr以及時(shí)移s，則可以通過求解下面的方程式來獲得被表示為L(zhǎng)eq_ds的等效-DS-速率長(zhǎng)度。
Leq_tdr=L0+Lx/ax(eq_tdr)Leq_ds=L0+Lx/ax(eq_ds)Lx=s/(λx-λ0/ax(eq_tdr)).]]>答案是Leq_ds=Leq_tdr+s·1λx-λ0/ax(eq_tdr)·[1ax(eq_ds)-1ax(eq_tdr)].---(16)]]>將規(guī)格x的時(shí)移系數(shù)定義為τx，即τx=1λx-λ0/ax(eq_tdr)·[1ax(eq_ds)-1ax(eq_tdr)],]]>
則公式(16)可以寫為L(zhǎng)eq_ds＝Leq_tdr+s·τx.(17)公式(17)表明可以根據(jù)等效-TDR回聲長(zhǎng)度Leq_tdr，、時(shí)移s和時(shí)移系數(shù)τx來確定等效數(shù)據(jù)速率長(zhǎng)度Leq_ds，。表1列出了AWG線和米制線的時(shí)移系數(shù)。由于對(duì)于0.4mm和20AWG的線來講，對(duì)于任何回路長(zhǎng)度時(shí)移是0，換言之，這些線的等效數(shù)據(jù)長(zhǎng)度、等效TDR回聲長(zhǎng)度和物理長(zhǎng)度都是相同的，這兩種規(guī)格的時(shí)移系數(shù)可以是任何數(shù)值。公式(17)表明如果時(shí)移系數(shù)τx對(duì)所有規(guī)格都是常數(shù)，公式(17)給出的關(guān)系將與規(guī)格x獨(dú)立。但是表1表明時(shí)移系數(shù)隨規(guī)格變化。由于在本領(lǐng)域中北美最常用的規(guī)格是24AWG和26AWG，歐洲最常用的是0.4mm、0.5mm和0.63mm，平均24AWG、0.5mm and 0.63mm的時(shí)移系數(shù)，取整后的平均值為τmean≈40。
由于等效-US速率比率與等效-TDR比率很相似，對(duì)于US速率預(yù)測(cè)未做修正。
如上討論，等效估計(jì)方法的目標(biāo)是根據(jù)TDR測(cè)量為給定的用戶線路預(yù)測(cè)數(shù)據(jù)速率。所述方法的輸入是測(cè)量的TDR回聲，輸出是預(yù)測(cè)的DS和US數(shù)據(jù)速率。中間步驟包括等效TDR長(zhǎng)度估計(jì)和用于數(shù)據(jù)速率預(yù)測(cè)的長(zhǎng)度修正。為了準(zhǔn)確地預(yù)測(cè)數(shù)據(jù)速率，本優(yōu)選方法需要知道數(shù)據(jù)速率與26AWG直接回路的回路長(zhǎng)度曲線的相互關(guān)系。下面參照?qǐng)D11和12來描述詳細(xì)的過程。
圖11示出了根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選信道容量估計(jì)器100。所述估計(jì)器100包括TDR測(cè)量模塊110、理論TDR回聲確定模塊、等效TDR長(zhǎng)度估計(jì)模塊130、優(yōu)化器模塊140、存儲(chǔ)器150、控制器160、修正模塊170和US以及DS數(shù)據(jù)速率預(yù)測(cè)模塊180，上述部件都通過鏈路5相互連接。所述估計(jì)器100與線路20相連，該線路20進(jìn)一步與調(diào)制解調(diào)器200例如DSL調(diào)制解調(diào)器相連。
在操作中，TDR測(cè)量模塊110讀出預(yù)先測(cè)量到的TDR回聲或者確定測(cè)量到的TDR回聲(echo_measured(i))，其中i是時(shí)間采樣索引。在ADSL的情況中，一個(gè)幀具有512個(gè)采樣，因此i＝0-511。
接下來，理論TDR回聲確定模塊120為具有不同回路長(zhǎng)度的26AWG直接回路確定理論TDR回聲。
令第n個(gè)回路長(zhǎng)度為L(zhǎng)n，n＝1-N，其中N是回路的總數(shù)，相應(yīng)的理論TDR回聲是echo_modeln(i)，則echo_modeln(i)=IFFT[Z0/tanh(γLn)Zs+Z0/tanh(γLn)Vs],]]>其中Z0和γ是26AWG回路的特征阻抗以及傳播常數(shù)，Zs和Vs是源極的輸出阻抗和電壓。
隨后，等效TDR長(zhǎng)度估計(jì)模塊130估計(jì)等效TDR長(zhǎng)度。這是通過下述步驟實(shí)現(xiàn)的(1)通過求解下面的最優(yōu)化問題，找到在第n個(gè)回路的測(cè)量到的遠(yuǎn)端回聲和理論遠(yuǎn)端回聲之間的最佳時(shí)移minmΣj=0WN-1[echo_measured(j+m)-echo_modeln(j)]2,]]>其中m是代表時(shí)移的變量，該變量以一個(gè)采樣的間隔在特定區(qū)域內(nèi)變化?？缭絤的最小錯(cuò)誤被表示為E(n)，并且對(duì)應(yīng)的最佳移動(dòng)為S(n)。
(2)令n＝n+1。如果n≤N，返回到(1)；否則前進(jìn)到(3)。
(3)令n*=minnE(n),]]>則等效TDR長(zhǎng)度Leq_tdr是Leq_tdr=Ln*]]>并且被表示為s*的相應(yīng)的時(shí)移為s*＝S(n*)。
修正模塊170隨后為數(shù)據(jù)速率預(yù)測(cè)修正等效TDR長(zhǎng)度。
根據(jù)前面給出的分析，等效US速率長(zhǎng)度和等效DS數(shù)據(jù)長(zhǎng)度涉及Leq_tdr和s*。
Leq_us＝Leq_tdr，和Leq_ds＝Leq_tdr+s*·τmean＝Leq_tdr+s*·40(ft/sample)。
US和DS數(shù)據(jù)速率預(yù)測(cè)模塊180隨后通過令26AWG回路的US速率長(zhǎng)度函數(shù)為RateUS(L)、DS速率長(zhǎng)度函數(shù)為RateDS(L)，預(yù)測(cè)US和DS數(shù)據(jù)速率，所述US和DS數(shù)據(jù)速率可以是一個(gè)或多個(gè)輸出和/或顯示設(shè)備(未示出)上的顯示，則表示為US_Rate的US速率和表示為DS_Rate的DS速率是US_Rate＝RateUS(Leq_us)，和DS_Rate＝RateDS(Leq_ds)。
本發(fā)明已經(jīng)在一些具有TDR功能的不同CO調(diào)制解調(diào)器上進(jìn)行了測(cè)試。下面給出了來自一個(gè)調(diào)制解調(diào)器的結(jié)果。在表2中列出了被測(cè)試的全部回路。回路的總數(shù)是1291。全部回路都是帶有單一部分或者最多四個(gè)部分的直接回路。美國(guó)線和歐洲線均被測(cè)試。圖12示出了等效-TDR長(zhǎng)度的估計(jì)結(jié)果，圖12a顯示了估計(jì)的長(zhǎng)度對(duì)比理論長(zhǎng)度，所述理論長(zhǎng)度是使用表1計(jì)算的而圖12b顯示了估計(jì)誤差的分布。
圖13示出了US數(shù)據(jù)速率的估計(jì)結(jié)果，圖13a示出了估計(jì)的US速率對(duì)比測(cè)量到的數(shù)據(jù)速率，即在使用給定的回路連接CO-CPE調(diào)制解調(diào)器組時(shí)的實(shí)際數(shù)據(jù)速率，并且圖13b示出了US速率估計(jì)的誤差分布。
圖14示出了DS數(shù)據(jù)速率的估計(jì)結(jié)果，圖14a示出了估計(jì)的DS速率對(duì)于測(cè)量到的數(shù)據(jù)速率，即使用給定回路連接CO-CPE調(diào)制解調(diào)器組時(shí)的實(shí)際數(shù)據(jù)速率，并且圖14b示出了DS速率估計(jì)的誤差分布。

表2優(yōu)選測(cè)試回路列表優(yōu)選的圖12、13和14表明對(duì)于96％的回路，等效TDR長(zhǎng)度估計(jì)誤差小于500ft；對(duì)于99％的回路US數(shù)據(jù)速率估計(jì)誤差小于100kbps，對(duì)于97％的回路DS數(shù)據(jù)速率估計(jì)誤差小于500kbps。
圖15示出了根據(jù)本發(fā)明的預(yù)測(cè)數(shù)據(jù)速率的優(yōu)選方法。特別地，控制開始于步驟S100并且繼續(xù)到步驟S200。在步驟S200，獲得測(cè)量到的TDR回聲。接下來，在步驟S300，確定并存儲(chǔ)具有不同回路長(zhǎng)度的26AWG直接回路的理論TDR回聲。但是應(yīng)當(dāng)知道，等效回路的規(guī)格不一定必須為26AWG，相反所述規(guī)格可以是任何規(guī)格。唯一的要求是選定規(guī)格的數(shù)據(jù)速率是已知的。進(jìn)一步，所公開的方法不僅適用于單一規(guī)格直接回路，也可以用于具有不同規(guī)格的多部分回路以及具有橋接抽頭的回路。
隨后，在步驟S400，估計(jì)等效TDR長(zhǎng)度。如同前面討論的，其由下述步驟確定(1)通過求解下面的最優(yōu)化問題，找到在第n個(gè)回路的測(cè)量到的遠(yuǎn)端回聲和理論遠(yuǎn)端回聲之間的最佳時(shí)移minmΣj=0WN-1[echo_measured(j+m)-echo_modeln(j)]2,]]>(2)其中m是代表時(shí)移的變量，該變量以一個(gè)采樣的間隔在特定區(qū)域內(nèi)變化。最小錯(cuò)誤跨越m的被表示為E(n)，并且對(duì)應(yīng)的最佳移動(dòng)為S(n)；(3)令n＝n+1.。如果n≤N，轉(zhuǎn)到(1)則轉(zhuǎn)到(3)；(4)令n*=minnE(n),]]>則等效TDR長(zhǎng)度Leq_tdr是Leq_tdr=Ln*,]]>(5)并且表示為s*的、相應(yīng)的時(shí)移是s*＝S(n*)。
控制隨后前進(jìn)到步驟S500。
在步驟S500，用于數(shù)據(jù)速率預(yù)測(cè)的等效TDR長(zhǎng)度被修正。根據(jù)前面給出的分析，等效US速率長(zhǎng)度和等效DS速率長(zhǎng)度涉及Leq_tdr和s*Leq_us＝Leq_tdr，和Leq_ds＝Leq_tdr+s*·τmean＝Leq_tdr+s*·40(ft/sample)。
隨后在步驟S600和S700分別預(yù)測(cè)US和DS數(shù)據(jù)速率，令26AWG回路的US速率長(zhǎng)度函數(shù)為RateUS(L)并且DS速率長(zhǎng)度函數(shù)為RateDS(L)，所述US和DS數(shù)據(jù)速率可以是一個(gè)或多個(gè)輸出和或在顯示設(shè)備上(未示出)的顯示，則被表示為US_Rate的US速率以及被表示為DS_Rate的DS速率為US_Rate＝RateUS(Leq_us)，和DS_Rate＝RateDS(Leq_ds)。
隨后在步驟S800輸出一個(gè)或者多個(gè)US和DS數(shù)據(jù)速率，隨后控制前進(jìn)到步驟S900，控制序列在此終止。
上述系統(tǒng)可以在有線和/或無線電信設(shè)備上實(shí)現(xiàn)，所述設(shè)備例如為調(diào)制解調(diào)器、多載波調(diào)制解調(diào)器、DSL調(diào)制解調(diào)器、ADSL調(diào)制解調(diào)器、XDSL調(diào)制解調(diào)器、VDSL調(diào)制解調(diào)器、線路卡、測(cè)試設(shè)備、多載波收發(fā)機(jī)、有線和/或無線廣域/局域網(wǎng)絡(luò)系統(tǒng)、衛(wèi)星通信系統(tǒng)、具有診斷能力的調(diào)制解調(diào)器或者類似的設(shè)備、或在具有通信設(shè)備或者具有通信設(shè)備的單獨(dú)編程的通用計(jì)算機(jī)上實(shí)現(xiàn)。
此外，可以在特殊目的計(jì)算機(jī)上、編程微處理器或者微控制器及外圍集成電路元件、ASIC或者其它集成電路、數(shù)字信號(hào)處理器、例如離散元件電路的硬連線電子或者邏輯電路、例如PLD、PLA、FPGA、PAL的可編程邏輯設(shè)備、調(diào)制解調(diào)器、發(fā)射機(jī)/接收機(jī)或者類似設(shè)備上實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的系統(tǒng)、方法和協(xié)議。通常，任何可以實(shí)現(xiàn)狀態(tài)機(jī)的設(shè)備可以用來實(shí)現(xiàn)根據(jù)本發(fā)明的各種通信方法、協(xié)議和技術(shù)，所述設(shè)備可以實(shí)現(xiàn)此處公開的方法。
進(jìn)一步，也可以在使用對(duì)象或者面向?qū)ο筌浖_發(fā)環(huán)境下的軟件中簡(jiǎn)便地實(shí)現(xiàn)所公開的方法，所述軟件提供便攜式源代碼，可以在多種計(jì)算機(jī)或者工作站平臺(tái)上使用所述源代碼。可選地，可以使用標(biāo)準(zhǔn)邏輯電路或者VLSI設(shè)計(jì)來部分地或全部地以硬件實(shí)現(xiàn)所公開的系統(tǒng)。采用軟件或者硬件來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的系統(tǒng)是根據(jù)系統(tǒng)的速度和/或效率要求、特定功能以及所使用的特定軟件或者硬件系統(tǒng)或者微處理器或者微計(jì)算機(jī)系統(tǒng)而確定的。但是，此處所公開的通信系統(tǒng)、方法和協(xié)議可以由本領(lǐng)域普通技術(shù)人員根據(jù)此處提供的功能描述以及對(duì)計(jì)算機(jī)和電信領(lǐng)域的常規(guī)知識(shí)使用已知的或者以后開發(fā)的系統(tǒng)或者結(jié)構(gòu)、設(shè)備和/或軟件來實(shí)現(xiàn)。
此外，所公開的方法可以簡(jiǎn)便地在軟件中實(shí)現(xiàn)，所述軟件可以被存儲(chǔ)在存儲(chǔ)介質(zhì)上、借助控制器和內(nèi)存在已編程的通用目的計(jì)算機(jī)上執(zhí)行、在特殊用途計(jì)算機(jī)、微處理器或者類似設(shè)備上執(zhí)行。在上述實(shí)施方式中，本發(fā)明的系統(tǒng)和方法可以被實(shí)現(xiàn)為個(gè)人計(jì)算機(jī)上如JAVA和CGI腳本的嵌入式程序，可以被實(shí)現(xiàn)為服務(wù)器或者計(jì)算機(jī)工作站上駐留的資源、可以被實(shí)現(xiàn)為嵌入在專用通信系統(tǒng)或者通信組件中的進(jìn)程，以及類似的程序。還可以通過將系統(tǒng)和/或方法與軟件和/或硬件系統(tǒng)物理地結(jié)合來實(shí)現(xiàn)本系統(tǒng)，所述軟件和/或硬件系統(tǒng)例如是通信收發(fā)機(jī)的硬件和軟件系統(tǒng)。
因此，本發(fā)明提供了用于估計(jì)信道數(shù)據(jù)速率的系統(tǒng)和方法。盡管參照一些具體實(shí)施方式
描述了本發(fā)明，但是本發(fā)明的很多替換、修改以及變化對(duì)于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員而言都是顯而易見的。因此，所有這樣的替換、修改、等效物以及變化都被涵蓋在本發(fā)明的主旨和范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種用于信道容量估計(jì)的方法，其包括獲得測(cè)量到的TDR回聲；為多個(gè)回路長(zhǎng)度確定理論TDR回聲；根據(jù)最優(yōu)化估計(jì)等效TDR長(zhǎng)度；更新等效TDR長(zhǎng)度；以及使用更新的TDR長(zhǎng)度預(yù)測(cè)一個(gè)或多個(gè)上行以及下行數(shù)據(jù)速率。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，還包括在測(cè)量到的TDR回聲和理論TDR回聲之間確定時(shí)移的步驟。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，測(cè)量到的TDR回聲是測(cè)量到的遠(yuǎn)端回聲，并且理論TDR回聲是理論遠(yuǎn)端回聲。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，更新步驟是基于時(shí)移和等效TDR長(zhǎng)度的。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，該方法可以適用于單一規(guī)格直接回路、具有不同規(guī)格的多部分回路以及帶有橋接抽頭的回路。
6.一種方法，包括根據(jù)等效TDR回路長(zhǎng)度以及測(cè)量到的回聲和來自等效回路的回聲之間的時(shí)移估計(jì)物理回路。
7.一種信道容量估計(jì)的系統(tǒng)，其包括獲得測(cè)量到的TDR回聲的裝置；為多個(gè)回路長(zhǎng)度確定理論TDR回聲的裝置；根據(jù)最優(yōu)化估計(jì)等效TDR長(zhǎng)度的裝置；更新等效TDR長(zhǎng)度的裝置；以及使用更新的TDR長(zhǎng)度預(yù)測(cè)一個(gè)或多個(gè)上行以及下行數(shù)據(jù)速率的裝置。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的系統(tǒng)，其特征在于，還包括在測(cè)量到的TDR回聲和理論TDR回聲之間確定時(shí)移的裝置。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的系統(tǒng)，其特征在于，測(cè)量到的TDR回聲是測(cè)量到的遠(yuǎn)端回聲并且理論TDR回聲是理論遠(yuǎn)端回聲。
10.根據(jù)權(quán)利要求7所述的系統(tǒng)，其特征在于，更新是基于時(shí)移和等效TDR長(zhǎng)度的。
11.根據(jù)權(quán)利要求7所述的系統(tǒng)，其特征在于，其中所述系統(tǒng)可以適用于為單一規(guī)格直接回路、具有不同規(guī)格的多部分回路以及帶有橋接抽頭的回路估計(jì)信道容量。
12.一種系統(tǒng)，其包括根據(jù)等效TDR回路長(zhǎng)度以及測(cè)量到的回聲和來自等效回路的回聲之間的時(shí)移估計(jì)物理回路的裝置。
13.一種信息存儲(chǔ)介質(zhì)，其帶有存儲(chǔ)在其上的、配置用以估計(jì)信道容量信息，其包括獲得測(cè)量到的TDR回聲的信息；為多個(gè)回路長(zhǎng)度確定理論TDR回聲的信息；根據(jù)最優(yōu)化估計(jì)等效TDR長(zhǎng)度的信息；更新等效TDR長(zhǎng)度的信息；以及使用更新的TDR長(zhǎng)度預(yù)測(cè)一個(gè)或多個(gè)上行以及下行數(shù)據(jù)速率的信息。
14.一種信息存儲(chǔ)介質(zhì)，其帶有存儲(chǔ)在其上的、配置用以根據(jù)等效TDR回路長(zhǎng)度以及在測(cè)量到的回聲和一個(gè)等效回路的回聲之間的時(shí)移來估計(jì)物理回路長(zhǎng)度信息。
15.一種信道容量估計(jì)系統(tǒng)，其包括TDR回聲測(cè)量模塊；用于為多個(gè)回路長(zhǎng)度確定理論TDR回聲的理論TDR回聲確定模塊；用于根據(jù)最優(yōu)化估計(jì)等效TDR長(zhǎng)度的等效TDR長(zhǎng)度估計(jì)模塊；以及用于使用更新的TDR長(zhǎng)度來預(yù)測(cè)一個(gè)或多個(gè)上行以及下行數(shù)據(jù)速率的上行和下行數(shù)據(jù)速率預(yù)測(cè)模塊適配器。
16.根據(jù)權(quán)利要求15所述的系統(tǒng)，其特征在于，還包括用于在測(cè)量到的TDR回聲和理論TDR回聲之間確定時(shí)移的控制器。
17.根據(jù)權(quán)利要求16所述的系統(tǒng)，其特征在于，測(cè)量到的TDR回聲是測(cè)量到的遠(yuǎn)端回聲并且理論TDR回聲是理論遠(yuǎn)端回聲。
18.根據(jù)權(quán)利要求15所述的系統(tǒng)，其特征在于，所述系統(tǒng)可以適用于為單一規(guī)格直接回路、具有不同規(guī)格的多部分回路以及帶有橋接抽頭的回路估計(jì)信道容量。
19.一種系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括一控制器，該控制器用于根據(jù)由等效TDR長(zhǎng)度確定模塊確定的等效TDR回路長(zhǎng)度以及在測(cè)量到的回聲和來自等效回路的回聲之間的時(shí)移估計(jì)物理回路長(zhǎng)度。
全文摘要
根據(jù)TDR回聲進(jìn)行信道容量的預(yù)測(cè)而不必對(duì)線路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行準(zhǔn)確地估計(jì)。預(yù)測(cè)是基于下述步驟的獲得測(cè)量到的TDR回聲、為多個(gè)回路長(zhǎng)度確定理論TDR回聲、根據(jù)最優(yōu)化估計(jì)等效TDR長(zhǎng)度、更新等效TDR長(zhǎng)度以及使用更新的TDR長(zhǎng)度來預(yù)測(cè)一個(gè)或多個(gè)上行和下行數(shù)據(jù)速率。
文檔編號(hào)H04B3/48GK1943130SQ200580010921
公開日2007年4月4日 申請(qǐng)日期2005年2月11日 優(yōu)先權(quán)日2004年2月11日
發(fā)明者鄭玲, 邁克爾·A·倫德 申請(qǐng)人:阿瓦雷公司