用于使用具有線性量化輸入的格子數(shù)字地解調(diào)MSK信號的方法及設(shè)備相關(guān)專利申請案本申請案主張2010年12月23日申請的約瑟夫·G·奈莫斯(JózsefG.Németh)及皮特·Sz·克瓦克斯(PéterSz.Kovács)的名為“用于數(shù)字地解調(diào)最小頻移鍵控(MSK)信號的方法(MethodForDigitallyDemodulatingaMinimum-ShiftKeying(MSK)Signal)”的共同擁有的第61/426,900號美國臨時專利申請案的優(yōu)先權(quán)，為了所有目的，所述申請案以引用的方式并入本文中。技術(shù)領(lǐng)域本發(fā)明涉及數(shù)字通信，且更明確地說，涉及允許根據(jù)經(jīng)最小頻移鍵控(MSK)調(diào)制的波形信號來恢復(fù)發(fā)射數(shù)據(jù)位的高級信號處理數(shù)據(jù)路徑，其相對于模擬無線電及傳播介質(zhì)的損害具有高度穩(wěn)健性。

背景技術(shù)：
低功率無線裝置正變得更風(fēng)行及復(fù)雜。這些新的無線裝置要求在最小化來自自含電池的電流消耗的同時非?？焖俚貍魉蛿?shù)據(jù)。用于發(fā)射數(shù)據(jù)的帶寬有效方法對數(shù)據(jù)相關(guān)社區(qū)已具有且繼續(xù)具有極大的重要性。社區(qū)正經(jīng)歷指數(shù)增長。最小頻移鍵控(MSK)為開發(fā)于20世紀(jì)50年代晚期及60年代的一種類型的連續(xù)相頻移鍵控，參見多而茲(Doelz)等人的名為“最小頻移數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)(Minimum-ShiftDataCommunicationSystem)”的第2,977,417號美國專利，為了所有目的，所述專利以引用的方式并入本文中。MSK通過在正交分量之間交替位而編碼，其中Q分量延遲半個符號周期。然而，替代如OQPSK使用的方形脈沖，MSK將每一位編碼為半個正弦曲線。此產(chǎn)生減小非線性失真所引起的問題的恒模信號。除了被看作與OQPSK相關(guān)之外，MSK還可被看作具有二分之一位速率的頻率間隔的連續(xù)相頻移鍵控(CPFSK)信號。頻率調(diào)制與相位調(diào)制為緊密相關(guān)的。+1Hz的靜態(tài)頻移意味著所述相位相對于不頻移信號的相位以每秒360度的速率(2π弧度/秒)恒定提前。類似地，-1Hz的靜態(tài)頻移意味著所述相位相對于不頻移信號的相位以每秒-360度的速率(-2π弧度/秒)恒定推遲。由于頻移產(chǎn)生提前或推遲相位，所以可通過在每一符號周期取樣相位來檢測頻移。通過I/Q解調(diào)器容易地檢測(2N+1)π/2弧度的相移。在偶數(shù)符號處，I信道的極性傳達(dá)所發(fā)射數(shù)據(jù)，而在奇數(shù)符號處，Q信道的極性傳達(dá)數(shù)據(jù)。I與Q之間的此正交性簡化了檢測算法，且因此減小了便攜型接收器中的功率消耗。產(chǎn)生I與Q的正交性的最小頻移產(chǎn)生每符號±π/2弧度的相移(每符號90度)。偏差必須為準(zhǔn)確的以便產(chǎn)生可重復(fù)90度相移。+90度相移表示等于“1”的數(shù)據(jù)位，而-90度表示“0”。MSK信號的峰間頻移等于二分之一位速率。MSK信號產(chǎn)生恒定包絡(luò)載波(無載波振幅變化)，其不會受到經(jīng)由較高效非線性放大器(例如，C類放大器)的放大的影響。其為頻譜有效的調(diào)制方案(參見下文的GMSK)，具有良好位錯誤率(BER)性能且為自同步的。這些性質(zhì)為用于改良接收器及發(fā)射器(尤其是通過電池而操作的裝置)的功率效率的所有所要特性。振幅變化可對放大器的振幅傳送函數(shù)運用非線性，從而產(chǎn)生頻譜再生(spectralregrowth)，為相鄰信道功率的分量。因此，較有效放大器(其傾向于為較少線性的)可供恒定包絡(luò)信號使用，借此減少功率消耗。MSK具有比頻移鍵控(FSK)的較寬偏差形式窄的頻譜。頻譜的寬度也受引起頻移的波形影響。如果所述波形具有快速轉(zhuǎn)變或高轉(zhuǎn)換速率，則發(fā)射器的頻譜將為寬廣的。實際上，所述波形通過高斯(Gaussian)濾波器來濾波，從而產(chǎn)生狹窄頻譜。另外，高斯濾波器不具有將通過增加峰值偏差而擴(kuò)寬頻譜的時域超越量。結(jié)合高斯濾波器的MSK稱作GMSK(高斯MSK)。IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.15.4-2006(第15.4部分：用于低速率無線個域網(wǎng)(WPAN)的無線媒體存取控制(MAC)及物理層(PHY)規(guī)范(WirelessMediumAccessControl(MAC)andPhysicalLayer(PHY)SpecificationsforLow-RateWirelessPersonalAreaNetworks(WPANs))(為了所有目的而以引用的方式并入本文中)界定了數(shù)據(jù)通信裝置的協(xié)議及兼容互連，所述數(shù)據(jù)通信裝置在無線個域網(wǎng)(WPAN)中以高達(dá)250千位/秒(kb/s)的數(shù)據(jù)傳送速率使用低數(shù)據(jù)速率、低功率及低復(fù)雜性短程射頻(RF)發(fā)射。然而，隨著對富含內(nèi)容的無線數(shù)據(jù)傳送的需求增加，250kb/s不夠快。需要高達(dá)每秒二(2)兆位(Mb/s)無線數(shù)據(jù)速率作為IEEE標(biāo)準(zhǔn)802.15.4兼容的無線裝置中增加的數(shù)據(jù)傳送的可選擇選項。由于給定模擬無線電的約束，在沒有先進(jìn)的數(shù)字信號處理技術(shù)的情況下實現(xiàn)此要求將為不可能的。

技術(shù)實現(xiàn)要素：
因此，需要使用MSK調(diào)制及IEEE802.15.4兼容無線電模塊來產(chǎn)生高性能二(2)Mb/s無線無線電鏈路。此接著要求在簡單非相干設(shè)計上顯著改良的高性能解調(diào)方法的設(shè)計。根據(jù)本發(fā)明的教示，所述方法：處理經(jīng)取樣的I-Q格式MSK調(diào)制符號串流；經(jīng)由三符號寬滑動窗接收輸入；對于每一窗位置，關(guān)于成為當(dāng)前可能受損害的輸入波形區(qū)段的來源的可能性而對三個調(diào)制符號的所有八個可能組合評分；根據(jù)輸入的I-Q波形來計算評分作為一組經(jīng)匹配濾波器的線性量化輸出；基于所述評分經(jīng)由連續(xù)窗位置的重疊中的共同符號而相關(guān)的事實，建構(gòu)4狀態(tài)格子及根據(jù)所述評分指派分支度量以表示評分序列之間的概率關(guān)系；及使用所述格子來驅(qū)動維特比解碼器以恢復(fù)由經(jīng)取樣的I-Q格式MSK符號序列表示的數(shù)據(jù)(找出所述數(shù)據(jù)的最佳估計)。根據(jù)一實施例，一種用于數(shù)字地解調(diào)最小頻移鍵控(MSK)信號的方法可包含以下步驟：接收經(jīng)取樣的I-Q格式MSK符號序列；同時處理所述接收到的經(jīng)取樣的I-Q格式MSK符號序列中通過使用滑動窗選擇的三個符號；關(guān)于成為當(dāng)前經(jīng)處理及可能受損害的輸入波形區(qū)段的來源的可能性而對三個調(diào)制符號的所有八個可能組合評分；通過一組經(jīng)匹配濾波器根據(jù)所述三個輸入符號的I-Q波形來計算評分；界定格子，所述格子基于通過連續(xù)窗位置的重疊中的共同符號而相關(guān)的評分來表示評分序列內(nèi)的概率關(guān)系；及使用所述格子驅(qū)動維特比解碼器來找出所述個別調(diào)制符號中的每一者的最佳估計。根據(jù)所述方法的另一實施例，所述選擇所述三個連續(xù)MSK符號的步驟通過滑動三符號窗進(jìn)行。根據(jù)所述方法的另一實施例，所述為所述三個連續(xù)MSK符號的每一組合的假設(shè)評分的步驟通過一組經(jīng)匹配濾波器的線性量化輸出來進(jìn)行，每一濾波器涵蓋三個連續(xù)MSK符號的所述八個可能組合中的一者。根據(jù)所述方法的另一實施例，所述格子是由對應(yīng)于兩(2)個MSK符號的四(4)個可能組合的四(4)個存儲器狀態(tài)建構(gòu)，且將所述計算出的評分作為分支度量指派給所述存儲器狀態(tài)之間的轉(zhuǎn)變，使得其將其間的概率關(guān)系表示為由所述三符號滑動窗建立。根據(jù)所述方法的另一實施例，在維特比算法中使用所述經(jīng)建構(gòu)的格子找出由經(jīng)取樣的I-Q格式MSK符號的序列表示的數(shù)據(jù)的最佳估計。根據(jù)所述方法的另一實施例，ADC為一(1)位ADC。根據(jù)所述方法的另一實施例，所述一(1)位ADC輸出被饋送通過產(chǎn)生四(4)個同相(I)位及四(4)個正交相(Q)位的抽選濾波器。根據(jù)另一實施例，一種用于數(shù)字地解調(diào)最小頻移鍵控(MSK)信號的設(shè)備可包含：模/數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，其用于取樣所述MSK信號及將所述經(jīng)取樣的MSK信號轉(zhuǎn)換為其的多個數(shù)字表示；下變頻轉(zhuǎn)換濾波器，其用于抽選經(jīng)取樣數(shù)據(jù)信號的所述數(shù)字表示，及將所述經(jīng)取樣數(shù)據(jù)信號的經(jīng)抽選數(shù)字表示轉(zhuǎn)換為同相(I)及正交相(Q)MSK符號；三MSK符號窗，其用于選擇三個連續(xù)MSK符號；經(jīng)匹配濾波器組，其用于對所述選定的三個連續(xù)MSK符號的每一組合的假設(shè)評分；及維特比解碼器，其用于選擇所述三個連續(xù)MSK符號的所述組合的最高評分的假設(shè)且為所述選定的三個連續(xù)MSK符號中的每一者提供最可能的邏輯電平。根據(jù)另一實施例，所述MSK信號在所述MSK信號經(jīng)取樣之前在混頻器中向下頻率變換到零中頻(IF)。根據(jù)另一實施例，所述ADC為一(1)位ADC。根據(jù)另一實施例，所述下變頻轉(zhuǎn)換濾波器將一(1)位ADC輸出抽選為四(4)個同相(I)位及四(4)個正交相(Q)位。根據(jù)另一實施例，所述三符號窗為滑動三符號窗。根據(jù)另一實施例，所述經(jīng)匹配濾波器組包含八個線性量化的濾波器，所述濾波器經(jīng)配置以對所述選定的三個連續(xù)MSK符號的每一組合的所述假設(shè)評分。附圖說明可通過參考結(jié)合附圖所作的以下描述來獲取本發(fā)明的較完整理解，其中：圖1說明根據(jù)本發(fā)明的特定實例實施例的耦合到數(shù)字處理器的無線MSK接收器的示意框圖；圖2說明理想MSKI-Q信號及其作為圖1所示的無線接收器中的MSK接收鏈的輸入的樣本的示意波形圖；圖3說明根據(jù)本發(fā)明的教示的在多個MSK符號中的三者上具有滑動窗的MSK符號的示意波形圖；圖4說明根據(jù)本發(fā)明的教示的將接收到的樣本與三個順序MSK符號的所有可能組合匹配的經(jīng)匹配濾波器組的示意波形及框圖；圖5說明數(shù)字MSK接收鏈的概念布置；圖6說明驗證經(jīng)匹配濾波器組的輸出在維特比(Viterbi)決策過程中用作對數(shù)似然比的實驗結(jié)果；圖7說明根據(jù)本發(fā)明的教示的包含多個順序MSK符號中的三者的滑動窗及其格子圖的構(gòu)塊；圖8說明根據(jù)本發(fā)明的教示的在確定所接收的MSK符號時使用的維特比決策過程的格子圖的片段的圖形細(xì)節(jié)；及圖9說明根據(jù)本發(fā)明的教示的性能特性的圖形曲線。雖然本發(fā)明允許具有各種修改及替代形式，但已在圖式中展示本發(fā)明的特定實例實施例且在本文中加以詳細(xì)描述。然而，應(yīng)理解，本文中對特定實例實施例的描述并不希望將本發(fā)明限于本文所揭示的特定形式，而相反，本發(fā)明將涵蓋如由隨附權(quán)利要求書所界定的所有修改及等效物。具體實施方式本發(fā)明呈現(xiàn)一種用于根據(jù)MSK信號串流的經(jīng)取樣及數(shù)字化I-Q表示來解調(diào)及解碼所述MSK信號串流的方法及設(shè)備，所述I-Q表示在發(fā)射期間由噪聲污染且由于在無線收發(fā)器的初始階段在內(nèi)部進(jìn)行處理的同時所積累的損害而失真。所述方法及設(shè)備一般可適用，然而，如果需要，則數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)可與圖1所呈現(xiàn)的實例實施例有關(guān)。如圖1所示，模擬無線電并未將I-Q樣本直接提供給MSK接收鏈(本發(fā)明的主題)。相反，其使其內(nèi)部可用的經(jīng)濾波低IF信號經(jīng)受高增益、硬限幅放大，將結(jié)果傳送經(jīng)過1位ADC(閾值比較器)，且在輸出處呈現(xiàn)經(jīng)取樣的位串流。因此需要數(shù)字信號處理前端來恢復(fù)I-Q表示。所述布置通過消除多位I-QAD轉(zhuǎn)換器而減少功率消耗(其為移動無線收發(fā)器中的重要考慮因素)，但即使在理想、無噪聲情況下也引入信號損害，如圖2的實例波形所表示。另外，接收信道不再為線性，因此標(biāo)準(zhǔn)噪聲降低算法、濾波不可在進(jìn)一步處理中有效使用。經(jīng)MSK調(diào)制的序列的相位曲線由符號邊界之間的線性區(qū)段組成。每一區(qū)段從在先前符號末端達(dá)到的值連續(xù)開始，且取決于當(dāng)前調(diào)制符號而改變±90°(必要時繞回到±180°頻帶中)。如果我們考慮三個連續(xù)符號上的相位曲線的一部分，如圖3中所進(jìn)行，則顯然中間區(qū)段及因此對應(yīng)調(diào)制符號完全由另兩者來確定。當(dāng)這些計算出的相位區(qū)段中的任一者或全部可能錯誤時，相位曲線的三個連續(xù)區(qū)段中的上述確定性關(guān)系變?yōu)楦怕赎P(guān)系。在此情況下，必須求助于假設(shè)測試。我們具有三個符號的八個可能調(diào)制序列(從+++到---)以及對應(yīng)的理想I、Q及相位波形。假設(shè)測試與所討論組合可能已產(chǎn)生當(dāng)前但至此已受損害的三符號輸入?yún)^(qū)段的可能性成比例地將得分指派給所述組合中的每一者。一種實現(xiàn)方式是通過“比較所述理想波形與實際接收到的波形”。獲勝的假設(shè)可接著選擇序列中的任一或全部調(diào)制符號的值。如圖4上的實例所示，I及Q波形上的經(jīng)匹配濾波器組通過并行執(zhí)行匹配且獲得結(jié)果的量值來產(chǎn)生得分。相反，也可使用經(jīng)由潛在不同函數(shù)由輸入信號計算的相位曲線。兩種途徑為同一方法的不同實施例，因此兩者均由本發(fā)明所涵蓋。圖4上還明顯可見，如果三符號寬的窗在接收到的波形上滑動，則逐步驟的假設(shè)測試并非獨立的：所有調(diào)制符號有助于三個連續(xù)假設(shè)測試。這又建立較長期的相依，所述相依可通過以個別假設(shè)測試的輸出來驅(qū)動維特比決策過程而經(jīng)采用。圖5呈現(xiàn)實現(xiàn)此可能性的布置。產(chǎn)生的問題為順序的經(jīng)匹配濾波器組的輸出(yi)的線性量化量值是否可直接在所述維特比算法的格子中使用。作為模擬結(jié)果，如圖6所呈現(xiàn)，展示模擬結(jié)果相對于所關(guān)注的信噪比(SNR)區(qū)域中的對數(shù)似然比(LLRi)近似線性。因此，可將濾波器的輸出的線性量化量值yi隨分支度量直接饋送給維特比解碼器，使得所積累的路徑度量近似于假設(shè)序列中的每一者的對數(shù)似然比。圖7及8上呈現(xiàn)驅(qū)動維特比算法的格子的構(gòu)造。圖7界定用調(diào)制符號的有序?qū)順?biāo)記的存儲器狀態(tài)，且展示在三符號窗滑動到下一位置中時發(fā)生的狀態(tài)轉(zhuǎn)變的一般構(gòu)造。圖8通過指定所有可能狀態(tài)、狀態(tài)轉(zhuǎn)變以及經(jīng)量化的經(jīng)匹配濾波器組輸出到狀態(tài)轉(zhuǎn)變的指派而完成構(gòu)造。(還展示根據(jù)所述構(gòu)造得出的相加-比較-選擇規(guī)則)。剩下未界定的為維特比算法的回溯長度(trace-back)。在圖1所例示的情況下將其設(shè)定為4。圖9描繪在圖1的接收器內(nèi)實施的方法的性能，PER對Eb/No。在1％PER下，其相對于直接非相干設(shè)計得到6dB，且靠近理論邊界～2.5dB。如果我們考慮實施損耗：無線電中為～1.5dB(來自濾波器的ISI、硬限幅)，且數(shù)字部分中為～1dB(AFC不準(zhǔn)確性、有限的定點精度)，則所述方法實現(xiàn)了實際最佳。雖然已描繪、描述且通過參考本發(fā)明的實例實施例來界定本發(fā)明的實施例，但此類參考并不暗示對本發(fā)明的限制，且將不會推斷出此限制。所揭示的主題能夠在形式及功能上具有相當(dāng)大的修改、更改及等效物，如受益于本發(fā)明的所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員所將理解。本發(fā)明的所描繪及描述的實施例僅為實例，且并非本發(fā)明的范圍的詳盡表示。