經(jīng)由用戶群集在分布式無線系統(tǒng)中協(xié)調(diào)發(fā)射的系統(tǒng)及方法相關(guān)申請(qǐng)案本申請(qǐng)案是以下共同待決的美國專利申請(qǐng)案的部分接續(xù)案：2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“分布式輸入分布式輸出(DIDO)通信系統(tǒng)中的干擾管理、越區(qū)切換、功率控制及鏈路調(diào)適(InterferenceManagement,Handoff,PowerControlAndLinkAdaptationInDistributed-InputDistributed-Output(DIDO)CommunicationSystems)”的第12/802,988號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于基于信號(hào)強(qiáng)度測(cè)量來調(diào)整DIDO干擾消除的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForAdjustingDIDOInterferenceCancellationBasedOnSignalStrengthMeasurements)”的第12/802,976號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于管理越過多個(gè)DIDO群集的客戶端的群集間越區(qū)切換的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForManagingInter-ClusterHandoffOfClientsWhichTraverseMultipleDIDOClusters)”的第12/802,974號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于基于檢測(cè)到的客戶端的速度來管理客戶端在不同分布式輸入分布式輸出(DIDO)網(wǎng)絡(luò)之間的越區(qū)切換的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForManagingHandoffOfAClientBetweenDifferentDistributed-Input-Distributed-Output(DIDO)NetworksBasedOnDetectedVelocityOfTheClient)”的第12/802,989號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出(DIDO)網(wǎng)絡(luò)中的功率控制及天線分群的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForPowerControlAndAntennaGroupingInADistributed-Input-Distributed-Output(DIDO)Network)”的第12/802,958號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于DIDO多載波系統(tǒng)中的鏈路調(diào)適的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForLinkadaptationInDIDOMulticarrierSystems)”的第12/802,975號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于多載波系統(tǒng)中的DIDO預(yù)譯碼內(nèi)插的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForDIDOPrecodingInterpolationInMulticarrierSystems)”的第12/802,938號(hào)美國申請(qǐng)案2009年12月3日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式天線無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForDistributedAntennaWirelessCommunications)”的第12/630,627號(hào)美國申請(qǐng)案2008年6月20日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForDistributedInput-DistributedOutputWirelessCommunications)”的第12/143,503號(hào)美國申請(qǐng)案2007年8月20日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodforDistributedInputDistributedOutputWirelessCommunications)”的第11/894,394號(hào)美國申請(qǐng)案2007年8月20日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandmethodforDistributedInput-DistributedWirelessCommunications”)的第11/894,362號(hào)美國申請(qǐng)案2007年8月20日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForDistributedInput-DistributedOutputWirelessCommunications”)的第11/894,540號(hào)美國申請(qǐng)案2005年10月21日申請(qǐng)的名稱為“用于空間多路復(fù)用的對(duì)流分散通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForSpatial-MultiplexedTroposphericScatterCommunications”)的第11/256,478號(hào)美國申請(qǐng)案2004年4月2日申請(qǐng)的名稱為“用于使用空間－時(shí)間譯碼增強(qiáng)近垂直入射天波(“NVIS”)通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForEnhancingNearVerticalIncidenceSkywave(“NVIS”)CommunicationUsingSpace-TimeCoding)”的第10/817,731號(hào)美國申請(qǐng)案。技術(shù)領(lǐng)域本發(fā)明總體上涉及無線通信。更具體來說，本發(fā)明涉及用以經(jīng)由用戶群集在分布式無線系統(tǒng)中協(xié)調(diào)發(fā)射的系統(tǒng)及方法。

背景技術(shù)：
現(xiàn)有技術(shù)多用戶無線系統(tǒng)可包括僅一單一基站或若干基站。在沒有其它WiFi接入點(diǎn)(例如，附接到農(nóng)村家中的DSL的WiFi接入點(diǎn))的區(qū)域中附接到寬帶有線因特網(wǎng)連接的單一WiFi基站(例如，利用2.4GHz802.11b、g或n協(xié)議)是為由在其發(fā)射范圍內(nèi)的一個(gè)或一個(gè)以上用戶共享的單一基站的相對(duì)簡單的多用戶無線系統(tǒng)的實(shí)例。如果用戶在與無線接入點(diǎn)相同的房間中，則所述用戶通常將經(jīng)歷很少有發(fā)射中斷的高速鏈路(例如，可由于2.4GHz干擾器(例如，微波爐)而存在包丟失，但不會(huì)由于與其它WiFi裝置的頻譜共享而存在包丟失)，如果用戶為中等距離遠(yuǎn)或在用戶與WiFi接入點(diǎn)之間的路徑中有幾處障礙，則用戶將可能經(jīng)歷中速鏈路。如果用戶正在接近WiFi接入點(diǎn)的范圍的邊緣，則所述用戶將可能經(jīng)歷低速鏈路，且如果信道的變化導(dǎo)致信號(hào)SNR降到低于可用電平則用戶可經(jīng)受周期性脫落。且最終，如果用戶在WiFi基站的范圍之外，則用戶將完全沒有鏈路。當(dāng)多個(gè)用戶同時(shí)接入WiFi基站時(shí)，則在其間共享可用數(shù)據(jù)吞吐量。不同用戶通常將在給定時(shí)間對(duì)WiFi基站提出不同吞吐量需求，但有時(shí)當(dāng)聚集吞吐量需求超過從WiFi基站到用戶的可用吞吐量時(shí)，則一些或所有用戶將接收比其正尋求的數(shù)據(jù)吞吐量少的數(shù)據(jù)吞吐量。在WiFi接入點(diǎn)在非常大量的用戶之間共享的極端情形中，到每一用戶的吞吐量可減慢到蠕動(dòng)速度，且更糟的是，到每一用戶的數(shù)據(jù)吞吐量可按由完全沒有數(shù)據(jù)吞吐量的長周期分開的短突發(fā)到達(dá)，在所述長周期時(shí)間期間為其它用戶服務(wù)。此“斷斷續(xù)續(xù)的”數(shù)據(jù)傳遞可損害類似媒體流的特定應(yīng)用。在具有大量用戶的情形中添加額外WiFi基站將僅在一定程度上有幫助。在美國的2.4GHzISM頻帶內(nèi)，存在可用于WiFi的3個(gè)非干擾信道，且如果在相同覆蓋區(qū)域中的3個(gè)WiFi基站經(jīng)配置以各自使用一不同的非干擾信道，則在多個(gè)用戶之間的覆蓋區(qū)域的聚集吞吐量將增加達(dá)3倍。但除此之外，在相同覆蓋區(qū)域中添加更多WiFi基站將不增加聚集吞吐量，因?yàn)槠鋵㈤_始在其間共享相同可用頻譜，從而通過“輪流”使用頻譜而有效地利用時(shí)分多路復(fù)用接入(TDMA)。此情形常見于具有高人口密度的覆蓋區(qū)域中(例如，多住宅單元中)。舉例來說，在具有WiFi適配器的大公寓建筑物中的用戶可歸因于服務(wù)于同一覆蓋區(qū)域中的其它用戶的許多其它干擾WiFi網(wǎng)絡(luò)(例如，在其它公寓中)而充分地經(jīng)歷非常差的吞吐量，即使用戶的接入點(diǎn)在與接入基站的客戶端裝置相同的房間中也是如此。雖然鏈路質(zhì)量可能在所述情形中是良好的，但用戶將接收來自在同一頻帶中操作的相鄰WiFi適配器的干擾，從而減少到用戶的有效吞吐量。當(dāng)前的多用戶無線系統(tǒng)(包括無執(zhí)照頻譜(例如，WiFi)及有執(zhí)照頻譜兩者)遭受若干限制。這些限制包括覆蓋區(qū)域、下行鏈路(DL)數(shù)據(jù)速率及上行鏈路(UL)數(shù)據(jù)速率。下一代無線系統(tǒng)(例如，WiMAX及LTE)的關(guān)鍵目標(biāo)是經(jīng)由多輸入多輸出(MIMO)技術(shù)改良覆蓋區(qū)域以及DL及UL數(shù)據(jù)速率。MIMO在無線鏈路的發(fā)射及接收側(cè)使用多個(gè)天線以改良鏈路質(zhì)量(產(chǎn)生較寬覆蓋)或數(shù)據(jù)速率(通過建立到每一用戶的多個(gè)非干擾空間信道)。然而，如果足夠的數(shù)據(jù)速率可用于每一用戶(注意，在本文中術(shù)語“用戶”及“客戶端”可互換地使用)，則可能需要根據(jù)多用戶MIMO(MU-MIMO)技術(shù)利用信道空間分集來建立到多個(gè)用戶(而非單一用戶)的非干擾信道。參見(例如)以下參考文獻(xiàn)：2003年7月，IEEE信息理論學(xué)報(bào)(IEEETrans.Info.Th.)，第49卷，第1691頁到1706頁，G·凱爾(G.Caire)及S·沙米(S.Shamai)的“關(guān)于多天線高斯廣播信道的可實(shí)現(xiàn)吞吐量(OntheachievablethroughputofamultiantennaGaussianbroadcastchannel)”。2003年8月，IEEE信息理論學(xué)報(bào)(IEEETrans.Info.Th.)，第49卷，第1912頁到1921頁，P·維斯凡那沙(P.Viswanath)及D·泰瑟(D.Tse)的“向量高斯廣播信道及上行鏈路－下行鏈路二元性的總?cè)萘?SumcapacityofthevectorGaussianbroadcastchannelanduplink-downlinkduality)”。2003年10月，IEEE信息理論學(xué)報(bào)(IEEETrans.Info.Th.)，第49卷，第2658頁到2668頁，S·維希凡那沙(S.Vishwanath)，N·金代爾(N.Jindal)及A·高德史密斯(A.Goldsmith)的“高斯MIMO信道的二元性、可實(shí)現(xiàn)速率及總速率容量(Duality,achievablerates,andsum-ratecapacityofGaussianMIMObroadcastchannels)”。2004年9月，IEEE信息理論學(xué)報(bào)(IEEETrans.Info.Th.)，第50卷，第1875頁到1892頁，W·余(W.Yu)及J·蔡厄非(J.Cioffi)的“高斯向量廣播信道的總?cè)萘?SumcapacityofGaussianvectorbroadcastchannels)”。1983年5月，IEEE信息理論學(xué)報(bào)(IEEETrans.Info.Th.)，第29卷，第439頁到441頁，M·科斯塔(M.Costa)的“在臟紙上寫字(Writingondirtypaper)”。2002年8月，傳感器陣列及多信道信號(hào)處理研討會(huì)的論文集，第130頁到134頁，M·彭森(M.Bengtsson)的“多用戶空間多路復(fù)用的實(shí)用方法(Apragmaticapproachtomulti-userspatialmultiplexing)”。2002年12月，IEEE通信學(xué)報(bào)(IEEETrans.Comm.)，第50卷，第1960頁到1970頁，K.-K·王(K.-K.Wong)，R.D·莫奇(R.D.Murch)及K.B·勒泰福(K.B.Letaief)的“多用戶MIMO無線通信系統(tǒng)的性能增強(qiáng)(PerformanceenhancementofmultiuserMIMOwirelesscommunicationsystems)”。2005年2月，IEEE信息理論學(xué)報(bào)(IEEETrans.Info.Th.)，第51卷，第506頁到522頁，M·沙瑞福(M.Sharif)及B·哈斯比(B.Hassibi)的“具有部分輔助信息的MIMO廣播信道的容量(OnthecapacityofMIMObroadcastchannelwithpartialsideinformation)”。舉例來說，在10MHz帶寬、16-QAM調(diào)制及具有3/4速率的前向錯(cuò)誤校正(FEC)譯碼(產(chǎn)生3bps/Hz的頻譜效率)的MIMO4×4系統(tǒng)(即，四個(gè)發(fā)射天線及四個(gè)接收天線)中，對(duì)于每一用戶在物理層處可實(shí)現(xiàn)的理想峰值數(shù)據(jù)速率為4×30Mbps＝120Mbps，其比傳遞高清晰度視頻內(nèi)容(其可能僅需要～10Mbps)所需的速率高得多。在具有四個(gè)發(fā)射天線、四個(gè)用戶及每一用戶單一天線的MU-MIMO系統(tǒng)中，在理想情形(即，獨(dú)立且相同分布(i.i.d.)信道)中，下行鏈路數(shù)據(jù)速率可在四個(gè)用戶中共享且可利用信道空間分集以建立到用戶的四個(gè)平行30Mbps數(shù)據(jù)鏈路。已提議不同MU-MIMO方案作為LTE標(biāo)準(zhǔn)的部分，如(例如)2007年3月，3GPP，“UTRA中的多輸入多輸出(MultipleInputMultipleOutputinUTRA)”，3GPPTR25.876V7.0.0；2009年5月，3GPP，“基本物理信道及調(diào)制(BasePhysicalchannelsandmodulation)”，TS36.211，V8.7.0；及2009年5月，3GPP，“多路復(fù)用及信道譯碼(Multiplexingandchannelcoding)”，TS36.212，V8.7.0中所描述。然而，這些方案僅可通過四個(gè)發(fā)射天線提供DL數(shù)據(jù)速率方面的多達(dá)2倍(2×)改良。由類似愛瑞通信(ArrayComm)的公司在標(biāo)準(zhǔn)及專屬蜂窩式系統(tǒng)中對(duì)MU-MIMO技術(shù)的實(shí)際實(shí)施(參見(例如)愛瑞通信(ArrayComm)，“現(xiàn)場(chǎng)驗(yàn)證結(jié)果(Field-provenresults)”，http://www.arraycomm.com/serve.php？page＝proof)已經(jīng)由空分多址(SDMA)產(chǎn)生DL數(shù)據(jù)速率方面的多達(dá)～3倍的增加(通過四個(gè)發(fā)射天線)。蜂窩式網(wǎng)絡(luò)中的MU-MIMO方案的關(guān)鍵限制是在發(fā)射側(cè)處缺乏空間分集?？臻g分集隨無線鏈路中的天線間距及多路徑角展度而變。在使用MU-MIMO技術(shù)的蜂窩式系統(tǒng)中，基站處的發(fā)射天線通常歸因于天線支撐結(jié)構(gòu)(本文中稱為“塔”，不論物理上是高還是不高)上的有限面積并歸因于塔可位于何處的限制而群集在一起并僅相隔一個(gè)或兩個(gè)波長而放置。此外，因?yàn)樾^(qū)塔通常放置在障礙物之上很高處(10米或更多)以產(chǎn)生較寬覆蓋，所以多路徑角展度為低的。蜂窩式系統(tǒng)部署的其它實(shí)際問題包括蜂窩式天線位置的過多成本及位置的有限可用性(例如，歸因于對(duì)天線放置的市政限制、不動(dòng)產(chǎn)的成本、物理障礙物等)及到發(fā)射器的網(wǎng)絡(luò)連接性的成本及/或可用性(本文中稱為“回程”)。此外，蜂窩式系統(tǒng)常歸因于由于墻壁、天花板、地板、家具及其它阻礙的損失而難以到達(dá)位于建筑物深處的客戶端。的確，廣域無線網(wǎng)絡(luò)的蜂窩式結(jié)構(gòu)的整個(gè)概念預(yù)先假定了蜂窩式塔的相當(dāng)固定的放置、相鄰小區(qū)之間的頻率的交替及頻繁地扇區(qū)化，以便避免使用同一頻率的發(fā)射器(基站或用戶)之間的干擾。結(jié)果，給定小區(qū)的給定扇區(qū)最終成為所述小區(qū)扇區(qū)中的所有用戶之間的DL及UL頻譜的共享塊，接著主要僅在時(shí)域中在這些用戶之間共享所述DL及UL頻譜。舉例來說，基于時(shí)分多址(TDMA)及碼分多址(CDMA)的蜂窩式系統(tǒng)兩者均在時(shí)域中在用戶之間共享頻譜。通過用扇區(qū)化覆蓋這些蜂窩式系統(tǒng)，也許可實(shí)現(xiàn)2-3倍的空間域益處。且，接著通過用MU-MIMO系統(tǒng)(例如先前描述的MU-MIMO系統(tǒng))覆蓋這些蜂窩式系統(tǒng)，也許可實(shí)現(xiàn)另外的2-3倍空間-時(shí)間域益處。但是，考慮到蜂窩式系統(tǒng)的小區(qū)及扇區(qū)通常在固定位置(常由可放置塔的位置指定)中，如果在給定時(shí)間用戶密度(或數(shù)據(jù)速率需求)不與塔/扇區(qū)放置很好地匹配，則甚至這些有限益處也難以利用。蜂窩式智能電話用戶常經(jīng)歷所述結(jié)果：今天用戶可能完全無任何問題地在電話中交談或下載網(wǎng)頁，且接著在行駛(或甚至步行)到一新位置之后將突然發(fā)現(xiàn)語音質(zhì)量降低或網(wǎng)頁減緩到蠕動(dòng)速度，或甚至完全丟失連接。但，在不同日子，用戶可在每一位置中遭遇完全相反的情況。假定環(huán)境條件相同，用戶可能經(jīng)歷的情況是用戶密度(或數(shù)據(jù)速率需求)為高度變化的，但待在給定位置處在用戶之間共享的可用總頻譜(及因此借此總數(shù)據(jù)速率，使用現(xiàn)有技術(shù)的技術(shù))很大程度上固定的事實(shí)。此外，現(xiàn)有技術(shù)蜂窩式系統(tǒng)依賴在不同相鄰小區(qū)中使用不同頻率，通常3個(gè)不同頻率。對(duì)于給定頻譜量，此將可用數(shù)據(jù)速率減少到三分之一。所以，總而言之，現(xiàn)有技術(shù)蜂窩式系統(tǒng)可歸因于蜂窩化而丟失也許3倍的頻譜利用，且可通過扇區(qū)化改良頻譜利用也許3倍并經(jīng)由MU-MIMO技術(shù)再改良也許3倍，從而產(chǎn)生凈3*3/3＝3倍的可能頻譜利用。接著，所述帶寬通?；谟脩粼诮o定時(shí)間屬于何小區(qū)的何扇區(qū)而在時(shí)域中在用戶之間分割。甚至進(jìn)一步存在歸因于給定用戶的數(shù)據(jù)速率需求通常無關(guān)于用戶的位置但可用數(shù)據(jù)速率視用戶與基站之間的鏈路質(zhì)量而變化的事實(shí)而導(dǎo)致的低效率。舉例來說，距蜂窩式基站較遠(yuǎn)的用戶通常將比較接近基站的用戶有更小的可用數(shù)據(jù)速率。因?yàn)閿?shù)據(jù)速率通常在給定蜂窩式扇區(qū)中的所有用戶之間共享，所以此情況的結(jié)果是所有用戶均受來自具有差鏈路質(zhì)量的遠(yuǎn)方用戶(例如，在小區(qū)的邊緣)的高數(shù)據(jù)速率需求影響，因?yàn)檫@些用戶仍將需求相同量的數(shù)據(jù)速率，然而他們將消耗更多的共享頻譜才能得到所述數(shù)據(jù)速率。其它提議的頻譜共享系統(tǒng)(例如，由WiFi使用的頻譜共享系統(tǒng)(例如，802.11b、g及n)及由白空間聯(lián)盟(WhiteSpacesCoalition)提議的那些系統(tǒng))非常低效地共享頻譜，因?yàn)橛稍谟脩舻姆秶鷥?nèi)的基站進(jìn)行的同時(shí)發(fā)射導(dǎo)致干擾，且因而系統(tǒng)利用沖突避免及共享協(xié)議。這些頻譜共享協(xié)議是在時(shí)域中，且因此當(dāng)存在大量干擾基站及用戶時(shí)，不論每一基站自身在頻譜利用方面效率如何，基站集體地受限于彼此之間的頻譜的時(shí)域共享。其它現(xiàn)有技術(shù)頻譜共享系統(tǒng)類似地依賴類似方法以減輕基站(無論是具有在塔上的天線的蜂窩式基站還是小規(guī)?；荆鏦iFi接入點(diǎn)(AP))之間的干擾。這些方法包括：限制來自基站的發(fā)射功率以便限制干擾的范圍；波束成形(經(jīng)由合成或物理方式)以使干擾的區(qū)域變窄；頻譜的時(shí)域多路復(fù)用；及/或在用戶裝置、基站或兩者上具有多個(gè)群集天線的MU-MIMO技術(shù)。且，在現(xiàn)今已安排好或在規(guī)劃中的高級(jí)蜂窩式網(wǎng)絡(luò)的狀況下，經(jīng)常同時(shí)使用這些技術(shù)中的許多技術(shù)。但是，由與單一用戶利用頻譜相比甚至高級(jí)蜂窩式系統(tǒng)也僅可實(shí)現(xiàn)頻譜利用的約3倍增加的事實(shí)可了解：所有這些技術(shù)對(duì)增加給定覆蓋區(qū)域中的共享用戶之間的聚集數(shù)據(jù)速率成效不彰。具體來說，當(dāng)給定覆蓋區(qū)域在用戶方面縮放時(shí)，變得越來越難以在給定頻譜量內(nèi)縮放可用數(shù)據(jù)速率以跟上用戶的增長。舉例來說，在使用蜂窩式系統(tǒng)的情況下，為增加給定區(qū)域內(nèi)的聚集數(shù)據(jù)速率，小區(qū)通常經(jīng)再分成較小小區(qū)(通常稱為微型小區(qū)或超微型小區(qū))。考慮到對(duì)塔可放置于何處的限制，及對(duì)塔必須以適當(dāng)結(jié)構(gòu)化樣式放置以便提供具有最小“死區(qū)”的覆蓋，然而避免使用同一頻率的鄰近小區(qū)之間的干擾的要求，這些小小區(qū)可變得極端昂貴。實(shí)質(zhì)上，覆蓋區(qū)域必須被繪出，用于放置塔或基站的可用位置必須經(jīng)識(shí)別，且接著考慮到這些約束條件，蜂窩式系統(tǒng)的設(shè)計(jì)者必須盡其最大努力設(shè)法完成。且，當(dāng)然，如果用戶數(shù)據(jù)速率需求隨時(shí)間而增長，則蜂窩式系統(tǒng)的設(shè)計(jì)者必須再一次重新繪制覆蓋區(qū)域，設(shè)法找到塔或基站的位置，并再次在環(huán)境的約束條件內(nèi)工作。且，常常根本沒有好的解決方案，從而導(dǎo)致覆蓋區(qū)域中的死區(qū)或不充足的聚集數(shù)據(jù)速率容量。換言之，為了避免利用同一頻率的塔或基站之間的干擾的對(duì)蜂窩式系統(tǒng)的嚴(yán)格物理放置要求導(dǎo)致蜂窩式系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的顯著困難及約束條件，且常常不能滿足用戶數(shù)據(jù)速率及覆蓋要求。所謂的現(xiàn)有技術(shù)“協(xié)作式”及“認(rèn)知式”無線電系統(tǒng)設(shè)法通過在無線電內(nèi)使用智能算法以使得無線電可最小化彼此之間的干擾及/或使得無線電可潛在地“傾聽”其它頻譜使用以便等到信道無干擾為止來增加給定區(qū)域中的頻譜利用。這些系統(tǒng)被提議以尤其用于無執(zhí)照頻譜中以便增加對(duì)此頻譜的頻譜利用。移動(dòng)特用網(wǎng)絡(luò)(MANET)(參見http://en.wikipedia.org/wiki/Mobile_ad_hoc_network)為用以提供同級(jí)間通信的協(xié)作式自配置網(wǎng)絡(luò)的一實(shí)例，且可用以在沒有蜂窩式基礎(chǔ)架構(gòu)的情況下在無線電之間建立通信，且在具有充分低功率通信的情況下可潛在地減輕在彼此范圍之外的同時(shí)發(fā)射之間的干擾。針對(duì)MANET系統(tǒng)已提議并實(shí)施大量路由協(xié)議(對(duì)于各種類別的許多路由協(xié)議的列表，參見http://en.wikipedia.org/wiki/List_of_ad-hoc_routing_protocols)，但它們之間的共同主題是它們都是為了達(dá)到特定效率或可靠性典范的目標(biāo)的用于路由(例如，重復(fù))發(fā)射以使得最小化在可用頻譜內(nèi)的發(fā)射器干擾的技術(shù)。所有現(xiàn)有技術(shù)多用戶無線系統(tǒng)設(shè)法通過利用允許在基站與多個(gè)用戶之間的同時(shí)頻譜利用的技術(shù)而改良給定覆蓋區(qū)域內(nèi)的頻譜利用。注意，在所有這些狀況下，用于在基站與多個(gè)用戶之間的同時(shí)頻譜利用的技術(shù)通過減輕到多個(gè)用戶的波形之間的干擾而實(shí)現(xiàn)多個(gè)用戶的同時(shí)頻譜使用。舉例來說，在3個(gè)基站各自使用一不同頻率來發(fā)射到3個(gè)用戶中的一者的狀況下，因?yàn)?個(gè)發(fā)射是在3個(gè)不同頻率下，所以其中干擾被減輕。在從基站到3個(gè)不同用戶的扇區(qū)化(相對(duì)于基站，每一者分隔180度)狀況下，因?yàn)椴ㄊ尚畏乐?個(gè)發(fā)射在任一用戶處重疊，所以干擾被減輕。當(dāng)這些技術(shù)通過MU-MIMO強(qiáng)化，且(例如)每一基站具有4個(gè)天線時(shí)，則此通過建立到給定覆蓋區(qū)域中的用戶的四個(gè)非干擾空間信道而具有將下行鏈路吞吐量增加4倍的潛力。但情況仍是必須利用一些技術(shù)以減輕到不同覆蓋區(qū)域中的多個(gè)用戶的多個(gè)同時(shí)發(fā)射之間的干擾。且，如先前所論述，這些現(xiàn)有技術(shù)的技術(shù)(例如，蜂窩化、扇區(qū)化)不僅通常因增加多用戶無線系統(tǒng)的成本及/或部署的靈活性而受損，而且其通常會(huì)遇上對(duì)給定覆蓋區(qū)域中的聚集吞吐量的物理或?qū)嶋H限制。舉例來說，在蜂窩式系統(tǒng)中，可能沒有足夠可用位置來安裝更多基站以建立較小小區(qū)。且，在MU-MIMO系統(tǒng)中，考慮到在每一基站位置處的群集天線間距，隨著更多天線被添加到基站，有限的空間分集導(dǎo)致漸近遞減的吞吐量回報(bào)。且進(jìn)一步，在用戶位置及密度不可預(yù)測(cè)的多用戶無線系統(tǒng)的狀況下，其導(dǎo)致不可預(yù)測(cè)的吞吐量(具有頻繁急劇變化)，此對(duì)于用戶是不方便的且致使一些應(yīng)用(例如，要求可預(yù)測(cè)吞吐量的服務(wù)的遞送)不切實(shí)際或低質(zhì)量。因此，現(xiàn)有技術(shù)多用戶無線系統(tǒng)在其為用戶提供可預(yù)測(cè)及/或高質(zhì)量服務(wù)的能力方面仍有許多待改進(jìn)之處。盡管隨時(shí)間經(jīng)過現(xiàn)有技術(shù)多用戶無線系統(tǒng)已變得非常精密及復(fù)雜，但存在共同主題：將發(fā)射分布于不同基站(或特用收發(fā)器)之間且結(jié)構(gòu)化及/或控制發(fā)射，以便避免來自不同基站及/或不同特用收發(fā)器的RF波形發(fā)射在給定用戶的接收器處彼此干擾?；蛘?，換言之，被認(rèn)為是已知的事實(shí)是如果用戶碰巧同時(shí)接收到來自一個(gè)以上基站或特用收發(fā)器的發(fā)射，則來自多個(gè)同時(shí)發(fā)射的干擾將導(dǎo)致到用戶的信號(hào)的SNR及/或帶寬的減小，其(如果足夠嚴(yán)重)將導(dǎo)致原本會(huì)由用戶接收到的潛在數(shù)據(jù)(或模擬信息)中的所有或一些丟失。因此，在多用戶無線系統(tǒng)中，必須利用一個(gè)或一個(gè)以上頻譜共享方法或另一方法來避免或減輕來自同時(shí)以同一頻率發(fā)射的多個(gè)基站或特用收發(fā)器的對(duì)用戶的此干擾。存在避免此干擾的大量現(xiàn)有技術(shù)方法，包括控制基站的物理位置(例如，蜂窩化)，限制基站及/或特用收發(fā)器的功率輸出(例如，限制發(fā)射范圍)，波束成形/扇區(qū)化，及時(shí)域多路復(fù)用。簡言之，所有這些頻譜共享系統(tǒng)均設(shè)法處理多用戶無線系統(tǒng)的限制，即：在同時(shí)以同一頻率發(fā)射的多個(gè)基站及/或特用收發(fā)器由同一用戶接收時(shí)，所得干擾減少或破壞到受影響用戶的數(shù)據(jù)吞吐量。如果多用戶無線系統(tǒng)中的用戶中的大百分比(或所有)經(jīng)受來自多個(gè)基站及/或特用收發(fā)器的干擾(例如，在多用戶無線系統(tǒng)的組件發(fā)生故障的情況下)，則其可導(dǎo)致多用戶無線系統(tǒng)的聚集吞吐量急劇減少或甚至喪失功能的情形?，F(xiàn)有技術(shù)多用戶無線系統(tǒng)增加復(fù)雜度并對(duì)無線網(wǎng)絡(luò)引入限制，且頻繁地導(dǎo)致一給定用戶的體驗(yàn)(例如，可用帶寬、等待時(shí)間、可預(yù)測(cè)性、可靠性)受區(qū)域中的其它用戶對(duì)頻譜的利用影響的情形。考慮到對(duì)于由多個(gè)用戶共享的無線頻譜內(nèi)的聚集帶寬的漸增的需求，及可依賴用于給定用戶的多用戶無線網(wǎng)絡(luò)的可靠性、可預(yù)測(cè)性及低等待時(shí)間的應(yīng)用的不斷增長，顯然現(xiàn)有技術(shù)多用戶無線技術(shù)遭受許多限制。實(shí)際上，由于適用于特定類型的無線通信(例如，在可有效穿透建筑物墻壁的波長下)的頻譜的有限可用性，可能的情況為現(xiàn)有技術(shù)無線技術(shù)將不足以滿足對(duì)于可靠、可預(yù)測(cè)及低等待時(shí)間的帶寬的漸增的需求。關(guān)于本發(fā)明的現(xiàn)有技術(shù)描述用于在多用戶情形中零控(null-steering)的波束成形系統(tǒng)及方法。最初構(gòu)想波束成形以通過動(dòng)態(tài)地調(diào)整饋送到陣列的天線的信號(hào)的相位及/或振幅(即，波束成形權(quán)重)來最大化所接收的信噪比(SNR)，借此朝用戶的方向集中能量。在多用戶情形中，波束成形可用以抑制干擾源并最大化信號(hào)對(duì)干擾加噪聲比(SINR)。舉例來說，當(dāng)在無線鏈路的接收器處使用波束成形時(shí)，計(jì)算權(quán)重以在干擾源的方向上建立零點(diǎn)(null)。當(dāng)在多用戶下行鏈路情形中在發(fā)射器處使用波束成形時(shí)，計(jì)算權(quán)重以預(yù)先消除用戶間干擾并最大化到每一用戶的SINR。用于多用戶系統(tǒng)的替代技術(shù)(例如BD預(yù)譯碼)計(jì)算預(yù)譯碼權(quán)重以最大化下行鏈路廣播信道中的吞吐量。共同待決的申請(qǐng)案(其以引用的方式并入本文中)描述前述技術(shù)(參見共同待決的申請(qǐng)案以獲得特定引用內(nèi)容)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：
在一個(gè)方面中，一種多用戶多天線系統(tǒng)包含：一個(gè)或一個(gè)以上集中式單元，其經(jīng)由網(wǎng)絡(luò)以通信方式耦合到多個(gè)分布式收發(fā)站或天線，所述網(wǎng)絡(luò)由有線或無線鏈路或兩者的組合組成，所述有線或無線鏈路或兩者的組合用作回程通信信道；所述集中式單元將N個(gè)數(shù)據(jù)流變換成M個(gè)預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流，每一預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流是一些或所有N個(gè)數(shù)據(jù)流的組合；所述M個(gè)預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流是經(jīng)由所述網(wǎng)絡(luò)發(fā)送到所述分布式收發(fā)站；所述分布式收發(fā)站經(jīng)由無線鏈路將所述預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流同時(shí)發(fā)送到至少一個(gè)客戶端裝置，從而使得至少一個(gè)客戶端裝置接收所述原始N個(gè)數(shù)據(jù)流中的至少一者。在另一方面中，一種在多用戶多天線系統(tǒng)內(nèi)實(shí)施的方法包含：經(jīng)由網(wǎng)絡(luò)將一個(gè)或一個(gè)以上集中式單元以通信方式耦合到多個(gè)分布式收發(fā)站或天線，所述網(wǎng)絡(luò)由有線或無線鏈路或兩者的組合組成，所述有線或無線鏈路或兩者的組合用作回程通信信道；在所述集中式單元處將N個(gè)數(shù)據(jù)流變換成M個(gè)預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流，每一預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流是一些或所有N個(gè)數(shù)據(jù)流的組合；經(jīng)由所述網(wǎng)絡(luò)將所述M個(gè)預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流發(fā)射到所述分布式收發(fā)站；及從所述分布式收發(fā)站經(jīng)由無線鏈路將所述預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流同時(shí)發(fā)射到至少一個(gè)客戶端裝置，從而使得至少一個(gè)客戶端裝置接收所述原始N個(gè)數(shù)據(jù)流中的至少一者。附圖說明通過結(jié)合附圖的以下詳細(xì)描述可以獲得對(duì)本發(fā)明的更好理解，其中：圖1說明本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中的由相鄰DIDO群集環(huán)繞的主DIDO群集。圖2說明用于本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中的頻分多址(FDMA)技術(shù)。圖3說明用于本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中的時(shí)分多址(TDMA)技術(shù)。圖4說明本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中處理的不同類型的干擾區(qū)域。圖5說明用于本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中的框架。圖6說明展示作為SNR的函數(shù)的SER的曲線圖，對(duì)于干擾區(qū)域中的目標(biāo)客戶端假定SIR＝10dB。圖7說明展示從兩種IDCI預(yù)譯碼技術(shù)導(dǎo)出的SER的曲線圖。圖8說明目標(biāo)客戶端從主DIDO群集移動(dòng)到干擾群集的示范性情形。圖9說明作為距離(D)的函數(shù)的信號(hào)對(duì)干擾加噪聲比(SINR)。圖10說明在平坦衰落窄帶信道中對(duì)于4-QAM調(diào)制的三種情形的符號(hào)錯(cuò)誤率(SER)性能。圖11說明根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的用于IDCI預(yù)譯碼的方法。圖12說明在一個(gè)實(shí)施例中作為客戶端距主DIDO群集的中心的距離的函數(shù)的SINR變化。圖13說明其中針對(duì)4-QAM調(diào)制導(dǎo)出了SER的一個(gè)實(shí)施例。圖14說明其中有限狀態(tài)機(jī)實(shí)施越區(qū)切換算法的本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例。圖15說明(描繪)在存在遮蔽的情況下越區(qū)切換策略的一個(gè)實(shí)施例。圖16說明當(dāng)在圖14中的任何兩種狀態(tài)之間切換時(shí)的滯后回路機(jī)制。圖17說明具有功率控制的DIDO系統(tǒng)的一個(gè)實(shí)施例。圖18說明在不同情形中假定四個(gè)DIDO發(fā)射天線及四個(gè)客戶端的情況下的SER對(duì)SNR。圖19說明根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的針對(duì)不同發(fā)射功率值的作為距RF輻射源的距離的函數(shù)的MPE功率密度。圖20a到20b說明低功率及高功率DIDO分布式天線的不同分布。圖21a到21b分別說明對(duì)應(yīng)于圖20a及20b中的配置的兩個(gè)功率分布。圖22a到22b分別說明圖20a及20b中所示的兩種情形的速率分布。圖23說明具有功率控制的DIDO系統(tǒng)的一個(gè)實(shí)施例。圖24說明根據(jù)用于發(fā)射數(shù)據(jù)的循環(huán)調(diào)度原則的在所有天線群組上重復(fù)的方法的一個(gè)實(shí)施例。圖25說明具有天線分群的功率控制的未譯碼SER性能與第7,636,381號(hào)美國專利中的常規(guī)本征模式選擇的比較。圖26a到26c說明其中BD預(yù)譯碼動(dòng)態(tài)地調(diào)整預(yù)譯碼權(quán)重以考慮在DIDO天線與客戶端之間的無線鏈路上的不同功率電平的三種情形。圖27說明DIDO2×2系統(tǒng)的在延遲域或瞬時(shí)PDP(上部曲線)及頻域(下部曲線)上的低頻率選擇性信道(假定β＝1)的振幅。圖28說明對(duì)于DIDO2×2的信道矩陣頻率響應(yīng)的一個(gè)實(shí)施例，其中每一客戶端一單一天線。圖29說明對(duì)于DIDO2×2的信道矩陣頻率響應(yīng)的一個(gè)實(shí)施例，其中對(duì)于由高頻選擇性表征的信道(例如，其中β＝0.1)，每一客戶端一單一天線。圖30說明不同QAM方案(即，4-QAM、16-QAM、64-QAM)的示范性SER。圖31說明用于實(shí)施鏈路調(diào)適(LA)技術(shù)的方法的一個(gè)實(shí)施例。圖32說明鏈路調(diào)適(LA)技術(shù)的一個(gè)實(shí)施例的SER性能。圖33說明在NFFT＝64及L0＝8的情況下DIDO2×2系統(tǒng)的作為OFDM頻調(diào)索引的函數(shù)的方程式(28)中的矩陣的條目條目。圖34說明對(duì)于L0＝8，M＝Nt＝2個(gè)發(fā)射天線及一可變量P的SER對(duì)SNR。圖35說明對(duì)于不同DIDO階數(shù)及L0＝16的內(nèi)插方法的一個(gè)實(shí)施例的SER性能。圖36說明使用超級(jí)群集、DIDO群集及用戶群集的系統(tǒng)的一個(gè)實(shí)施例。圖37說明根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例的具有用戶群集的系統(tǒng)。圖38a到38b說明用于本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中的鏈路質(zhì)量量度閾值。圖39到41說明用于建立用戶群集的鏈路質(zhì)量矩陣的實(shí)例。圖42說明客戶端跨越不同DIDO群集移動(dòng)的一實(shí)施例。具體實(shí)施方式克服上述現(xiàn)有技術(shù)限制中的許多限制的一個(gè)解決方案是分布式輸入分布式輸出(DIDO)技術(shù)的一實(shí)施例。DIDO技術(shù)在以下專利及專利申請(qǐng)案中加以描述，所述專利及專利申請(qǐng)案全部轉(zhuǎn)讓給本專利的受讓人并以引用的方式并入本文。這些專利及申請(qǐng)案有時(shí)在本文中統(tǒng)稱為“相關(guān)專利及申請(qǐng)案”。2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“分布式輸入分布式輸出(DIDO)通信系統(tǒng)中的干擾管理、越區(qū)切換、功率控制及鏈路調(diào)適(InterferenceManagement,Handoff,PowerControlAndLinkAdaptationInDistributed-InputDistributed-Output(DIDO)CommunicationSystems)”的第12/802,988號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于基于信號(hào)強(qiáng)度測(cè)量來調(diào)整DIDO干擾消除的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForAdjustingDIDOInterferenceCancellationBasedOnSignalStrengthMeasurements)”的第12/802,976號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于管理越過多個(gè)DIDO群集的客戶端的群集間越區(qū)切換的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForManagingInter-ClusterHandoffOfClientsWhichTraverseMultipleDIDOClusters)”的第12/802,974號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于基于檢測(cè)到的客戶端的速度來管理客戶端在不同分布式輸入分布式輸出(DIDO)網(wǎng)絡(luò)之間的越區(qū)切換的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForManagingHandoffOfAClientBetweenDifferentDistributed-Input-Distributed-Output(DIDO)NetworksBasedOnDetectedVelocityOfTheClient)”的第12/802,989號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出(DIDO)網(wǎng)絡(luò)中的功率控制及天線分群的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForPowerControlAndAntennaGroupingInADistributed-Input-Distributed-Output(DIDO)Network)”的第12/802,958號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于DIDO多載波系統(tǒng)中的鏈路調(diào)適的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForLinkadaptationInDIDOMulticarrierSystems)”的第12/802,975號(hào)美國申請(qǐng)案2010年6月16日申請(qǐng)的名稱為“用于多載波系統(tǒng)中的DIDO預(yù)譯碼內(nèi)插的系統(tǒng)及方法(SystemAndMethodForDIDOPrecodingInterpolationInMulticarrierSystems)”的第12/802,938號(hào)美國申請(qǐng)案2009年12月2日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式天線無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForDistributedAntennaWirelessCommunications)”的第12/630,627號(hào)美國申請(qǐng)案2007年8月20日申請(qǐng)的2009年10月6日頒布的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodforDistributedInputDistributedOutputWirelessCommunication)”的第7,599,420號(hào)美國專利2007年8月20日申請(qǐng)的2009年12月15日頒布的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodforDistributedInputDistributedOutputWirelessCommunication)”的第7,633,994號(hào)美國專利2007年8月20日申請(qǐng)的2009年12月22日頒布的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodforDistributedInputDistributedOutputWirelessCommunication)”的第7,636,381號(hào)美國專利2008年6月20日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodforDistributedInputDistributedOutputWirelessCommunication)”的第12/143,503號(hào)美國申請(qǐng)案2005年10月21日申請(qǐng)的名稱為“用于空間多路復(fù)用的對(duì)流分散通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForSpatial-MultiplexedTroposphericScatterCommunications”)的第11/256,478號(hào)美國申請(qǐng)案2004年7月30日申請(qǐng)的2008年8月26日頒布的名稱為“用于分布式輸入分布式輸出無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodforDistributedInputDistributedOutputWirelessCommunication)”的第7,418,053號(hào)美國專利2004年4月2日申請(qǐng)的名稱為“用于使用空間－時(shí)間譯碼增強(qiáng)近垂直入射天波(“NVIS”)通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForEnhancingNearVerticalIncidenceSkywave(“NVIS”)CommunicationUsingSpace-TimeCoding)”的第10/817,731號(hào)美國申請(qǐng)案。為了減少本專利申請(qǐng)案的篇幅及復(fù)雜度，下文不明確地闡述相關(guān)專利及申請(qǐng)案中的一些的揭示內(nèi)容。為獲得所述揭示內(nèi)容的完整詳細(xì)描述，請(qǐng)參看相關(guān)專利及申請(qǐng)案。注意以下章節(jié)I(來自相關(guān)申請(qǐng)案第12/802,988號(hào)的揭示內(nèi)容)利用其自身的參考現(xiàn)有技術(shù)參考文獻(xiàn)及轉(zhuǎn)讓給本申請(qǐng)案的受讓人的先前申請(qǐng)案的尾注集合。所述尾注引用在章節(jié)I的結(jié)尾處列出(恰好在章節(jié)II的標(biāo)題之前)。章節(jié)II中使用的引用的編號(hào)可能與用于章節(jié)I中的那些編號(hào)重疊，即使這些編號(hào)識(shí)別不同參考文獻(xiàn)(在章節(jié)II的結(jié)尾處列出)。因此，可在使用特定編號(hào)的章節(jié)中識(shí)別由所述編號(hào)識(shí)別的參考文獻(xiàn)。I.來自相關(guān)申請(qǐng)案第12/802,988號(hào)的揭示內(nèi)容1.移除群集間干擾的方法下文描述的是使用多個(gè)分布式發(fā)射天線來在空間中建立具有零RF能量的位置的無線射頻(RF)通信系統(tǒng)及方法。當(dāng)使用M個(gè)發(fā)射天線時(shí)，可在預(yù)定義位置中建立多達(dá)(M-1)個(gè)零RF能量點(diǎn)。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，零RF能量點(diǎn)為無線裝置且發(fā)射天線知曉發(fā)射器與接收器之間的信道狀態(tài)信息(CSI)。在一個(gè)實(shí)施例中，CSI是在接收器處被計(jì)算并反饋到發(fā)射器。在另一實(shí)施例中，假定利用信道互易性，經(jīng)由來自接收器的訓(xùn)練而在發(fā)射器處計(jì)算CSI。發(fā)射器可利用CSI來確定將被同時(shí)發(fā)射的干擾信號(hào)。在一個(gè)實(shí)施例中，在發(fā)射天線處使用塊對(duì)角化(BD)預(yù)譯碼以產(chǎn)生零RF能量點(diǎn)。本文中描述的系統(tǒng)及方法不同于上文描述的常規(guī)接收/發(fā)射波束成形技術(shù)。實(shí)際上，接收波束成形計(jì)算權(quán)重以抑制接收側(cè)的干擾(經(jīng)由零控)，而本文中描述的本發(fā)明的一些實(shí)施例在發(fā)射側(cè)應(yīng)用權(quán)重以建立在空間中導(dǎo)致具有“零RF能量”的一個(gè)或一個(gè)以上位置的干擾樣式。不同于分別經(jīng)設(shè)計(jì)以最大化到每一用戶的信號(hào)質(zhì)量(或SINR)或下行鏈路吞吐量的常規(guī)發(fā)射波束成形或BD預(yù)譯碼，本文中描述的系統(tǒng)及方法最小化在特定條件下及/或來自特定發(fā)射器的信號(hào)質(zhì)量，借此在客戶端裝置(本文中有時(shí)稱為“用戶”)處建立零RF能量點(diǎn)。此外，在分布式輸入分布式輸出(DIDO)系統(tǒng)(在我們的相關(guān)專利及申請(qǐng)案中所描述)的背景下，分布在空間中的發(fā)射天線提供可用于建立多個(gè)零RF能量點(diǎn)及/或到不同用戶的最大SINR的較高自由度(即，較高信道空間分集)。舉例來說，通過M個(gè)發(fā)射天線，可建立多達(dá)(M-1)個(gè)RF能量點(diǎn)。對(duì)比來說，實(shí)際波束成形或BD多用戶系統(tǒng)通常經(jīng)設(shè)計(jì)為在發(fā)射側(cè)具有密集的天線，從而針對(duì)發(fā)射天線的任一數(shù)目M限制了可在無線鏈路上服務(wù)的同時(shí)用戶的數(shù)目?？紤]具有M個(gè)發(fā)射天線及K個(gè)用戶的系統(tǒng)，其中K<M。我們假定發(fā)射器知曉M個(gè)發(fā)射天線與K個(gè)用戶之間的CSI(w∈CK×M)。為簡單起見，假定每一用戶均裝備有單一天線，但相同方法可擴(kuò)展到每一用戶有多個(gè)接收天線。計(jì)算在K個(gè)用戶的位置處建立零RF能量的預(yù)譯碼權(quán)重(w∈CM×1)以滿足以下條件Hw＝0K×1其中0K×1為具有全零條目的向量且H為通過將自M個(gè)發(fā)射天線到K個(gè)用戶的信道向量(hk∈C1×M)組合而獲得的信道矩陣如下在一個(gè)實(shí)施例中，計(jì)算信道矩陣H的奇異值分解(SVD)且將預(yù)譯碼權(quán)重w定義為對(duì)應(yīng)于H的零子空間(由零奇異值識(shí)別)的右奇異向量。發(fā)射天線使用上文定義的權(quán)重向量來發(fā)射RF能量，同時(shí)在K個(gè)用戶的位置處建立K個(gè)零RF能量點(diǎn)，使得在第k個(gè)用戶處接收的信號(hào)由下式給出rk＝hkwsk+nk＝0+nk其中nk∈C1×1為第k個(gè)用戶處的加性白高斯噪聲(AWGN)。在一個(gè)實(shí)施例中，計(jì)算信道矩陣H的奇異值分解(SVD)且將預(yù)譯碼權(quán)重w定義為對(duì)應(yīng)于H的零子空間(由零奇異值識(shí)別)的右奇異向量。在另一實(shí)施例中，無線系統(tǒng)為DIDO系統(tǒng)且建立零RF能量點(diǎn)以預(yù)先消除對(duì)在不同DIDO覆蓋區(qū)域之間的客戶端的干擾。在第12/630,627號(hào)美國申請(qǐng)案中，描述一種DIDO系統(tǒng)，其包括：·DIDO客戶端·DIDO分布式天線·DIDO基地收發(fā)站(BTS)·DIDO基站網(wǎng)絡(luò)(BSN)每一BTS經(jīng)由BSN連接到多個(gè)分布式天線，所述分布式天線提供服務(wù)給稱為DIDO群集的給定覆蓋區(qū)域。在本專利申請(qǐng)案中，我們描述一用于移除相鄰DIDO群集之間的干擾的系統(tǒng)及方法。如圖1中所說明，我們假定主DIDO群集代管受來自相鄰群集的干擾(或目標(biāo)客戶端)影響的客戶端(即，由多用戶DIDO系統(tǒng)服務(wù)的用戶裝置)。在一個(gè)實(shí)施例中，相鄰群集類似于常規(guī)蜂窩式系統(tǒng)根據(jù)頻分多址(FDMA)技術(shù)在不同頻率下操作。舉例來說，在頻率重新使用因子為3的情況下，如圖2中所說明每三個(gè)DIDO群集重新使用相同載波頻率。在圖2中，不同載波頻率被識(shí)別為F1、F2及F3。雖然此實(shí)施例可用于一些實(shí)施方案中，但此解決方案產(chǎn)生頻譜效率的損失，因?yàn)榭捎妙l譜被分成多個(gè)子帶且僅DIDO群集的一子集在相同子帶中操作。此外，需要復(fù)雜小區(qū)規(guī)劃來將不同DIDO群集與不同頻率相關(guān)聯(lián)，借此防止干擾。類似于現(xiàn)有技術(shù)蜂窩式系統(tǒng)，此蜂窩式規(guī)劃要求天線的特定放置及限制發(fā)射功率以便避免使用同一頻率的群集之間的干擾。在另一實(shí)施例中，相鄰群集根據(jù)時(shí)分多址(TDMA)技術(shù)在相同頻帶中但在不同時(shí)隙處操作。舉例來說，如圖3中所說明，僅針對(duì)特定群集允許在時(shí)隙T1、T2及T3中的DIDO發(fā)射，如所說明。時(shí)隙可被均等地指派給不同群集，使得根據(jù)循環(huán)原則來調(diào)度不同群集。如果不同群集以不同數(shù)據(jù)速率要求(即，在擁擠的城市環(huán)境中的群集與每覆蓋區(qū)域具有較少數(shù)目客戶端的鄉(xiāng)村區(qū)域中的群集相對(duì)比)來表征，則將不同優(yōu)先級(jí)指派給不同群集，使得較多時(shí)隙被指派給具有較大數(shù)據(jù)速率要求的群集。雖然如上文描述的TDMA可用于本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，但TDMA方法可要求跨越不同群集的時(shí)間同步且可導(dǎo)致較低頻譜效率，因?yàn)楦蓴_群集無法同時(shí)使用相同頻率。在一個(gè)實(shí)施例中，所有相鄰群集同時(shí)在同一頻帶中發(fā)射且使用跨越群集的空間處理以避免干擾。在此實(shí)施例中，多群集DIDO系統(tǒng)：(i)在主群集內(nèi)使用常規(guī)DIDO預(yù)譯碼以在同一頻帶內(nèi)向多個(gè)客戶端發(fā)射同時(shí)非干擾數(shù)據(jù)流(例如，相關(guān)專利及申請(qǐng)案中所描述，包括7,599,420；7,633,994；7,636,381及第12/143,503號(hào)申請(qǐng)案)；(ii)在相鄰群集中使用具有干擾消除的DIDO預(yù)譯碼以通過在目標(biāo)客戶端的位置處建立零射頻(RF)能量點(diǎn)來避免對(duì)位于圖4中的干擾區(qū)域8010中的客戶端產(chǎn)生干擾。如果目標(biāo)客戶端在一干擾區(qū)域410中，則其將接收含有來自主群集411的數(shù)據(jù)流的RF與來自干擾群集412到413的零RF能量的總和，其將簡單地為含有來自主群集的數(shù)據(jù)流的RF。因此，相鄰群集可同時(shí)利用相同頻率而在干擾區(qū)域中的目標(biāo)客戶端不會(huì)遭受干擾。在實(shí)際系統(tǒng)中，DIDO預(yù)譯碼的性能可受不同因素影響，例如：信道估計(jì)誤差或多普勒效應(yīng)(在DIDO分布式天線處產(chǎn)生過時(shí)信道狀態(tài)信息)；多載波DIDO系統(tǒng)中的互調(diào)制失真(IMD)；時(shí)間或頻率偏移。由于這些效應(yīng)，實(shí)現(xiàn)零RF能量點(diǎn)可為不切實(shí)際的。然而，只要在目標(biāo)客戶端處來自干擾群集的RF能量與來自主群集的RF能量相比可忽略，在目標(biāo)客戶端處的鏈路性能就不受干擾影響。舉例來說，假定客戶端要求20dB信噪比(SNR)以使用前向錯(cuò)誤校正(FEC)譯碼來解調(diào)4-QAM群集以實(shí)現(xiàn)10-6的目標(biāo)位錯(cuò)誤率(BER)。如果在目標(biāo)客戶端處的從干擾群集接收的RF能量比從主群集接收的RF能量低20dB，則干擾可忽略且客戶端可成功地在預(yù)定義BER目標(biāo)內(nèi)解調(diào)數(shù)據(jù)。因此，如本文中所使用的術(shù)語“零RF能量”不一定意味著來自干擾RF信號(hào)的RF能量為零。確切來說，其意味著所述RF能量相對(duì)于所要RF信號(hào)的RF能量充分低，使得所要RF信號(hào)可在接收器處被接收。此外，雖然描述了干擾RF能量相對(duì)于所要RF能量的特定所要閾值，但本發(fā)明的基本原理不限于任何特定閾值。存在如圖4中所示的不同類型的干擾區(qū)域8010。舉例來說，“類型A”區(qū)域(如由圖4中的字母“A”所指示)僅受來自一個(gè)相鄰群集的干擾影響，而“類型B”區(qū)域(如由字母“B”所指示)說明來自兩個(gè)或多個(gè)相鄰群集的干擾。圖5描繪用于本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中的框架。點(diǎn)表示DIDO分布式天線，十字指代DIDO客戶端且箭頭指示RF能量的傳播方向。主群集中的DIDO天線向所述群集中的客戶端MC501發(fā)射預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)信號(hào)。同樣，干擾群集中的DIDO天線經(jīng)由常規(guī)DIDO預(yù)譯碼來服務(wù)于所述群集中的客戶端IC502。綠色十字503表示干擾區(qū)域中的目標(biāo)客戶端TC503。主群集511中的DIDO天線經(jīng)由常規(guī)DIDO預(yù)譯碼向發(fā)射目標(biāo)客戶端發(fā)射預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)信號(hào)(黑色箭頭)。干擾群集512中的DIDO天線使用預(yù)譯碼來建立朝目標(biāo)客戶端503的方向(綠色箭頭)的零RF能量。圖4中的任何干擾區(qū)域410A、410B中的目標(biāo)客戶端k處的所接收信號(hào)由下式給出其中k＝1,…,K，其中K為干擾區(qū)域8010A、8010B中的客戶端的數(shù)目，U為主DIDO群集中的客戶端的數(shù)目，C為干擾DIDO群集412到413的數(shù)目且Ic為干擾群集c中的客戶端的數(shù)目。此外，rk∈CN×M為含有在客戶端k處的接收數(shù)據(jù)流的向量，假定在客戶端裝置處有M個(gè)發(fā)射DIDO天線及N個(gè)接收天線；sk∈CN×1為到主DIDO群集中的客戶端k的發(fā)射數(shù)據(jù)流的向量；su∈CN×1為到主DIDO群集中的客戶端u的發(fā)射數(shù)據(jù)流的向量；sc,i∈CN×1為到第c個(gè)干擾DIDO群集中的客戶端i的發(fā)射數(shù)據(jù)流的向量；nk∈CN×1為客戶端k的N個(gè)接收天線處的加性白高斯噪聲(AWGN)的向量；Hk∈CN×M為主DIDO群集中的客戶端k處的從M個(gè)發(fā)射DIDO天線到N個(gè)接收天線的DIDO信道矩陣；Hc,k∈CN×M為第c個(gè)干擾DIDO群集中的客戶端k處的從M個(gè)發(fā)射DIDO天線到N個(gè)接收天線的DIDO信道矩陣；Wk∈CM×N為到主DIDO群集中的客戶端k的DIDO預(yù)譯碼權(quán)重的矩陣；Wk∈CM×N為到主DIDO群集中的客戶端u的DIDO預(yù)譯碼權(quán)重的矩陣；Wc,i∈CM×N為到第c個(gè)干擾DIDO群集中的客戶端i的DIDO預(yù)譯碼權(quán)重的矩陣。為簡化記法且不失一般性，我們假定所有客戶端均裝備N個(gè)接收天線且在每一DIDO群集中存在M個(gè)DIDO分布式天線，其中M≥(N·U)且M≥(N·Ic),如果M大于群集中的接收天線的總數(shù)，則用額外發(fā)射天線預(yù)先消除對(duì)干擾區(qū)域中的目標(biāo)客戶端的干擾或經(jīng)由相關(guān)專利及申請(qǐng)案(包括7,599,420；7,633,994；7,636,381；及第12/143,503號(hào)申請(qǐng)案)中描述的分集方案改良到同一群集中的客戶端的鏈路穩(wěn)健性。計(jì)算DIDO預(yù)譯碼權(quán)重以預(yù)先消除同一DIDO群集內(nèi)的客戶端間干擾。舉例來說，相關(guān)專利及申請(qǐng)案(包括7,599,420；7,633,994；7,636,381；及第12/143,503號(hào)申請(qǐng)案以及[7])中描述的塊對(duì)角化(BD)預(yù)譯碼可用以移除客戶端間干擾，使得在主群集中滿足以下條件HkWu＝0N×N；其中u≠k。(2)相鄰DIDO群集中的預(yù)譯碼權(quán)重矩陣經(jīng)設(shè)計(jì)，使得滿足以下條件Hc,kWc,i＝0N×N；且為了計(jì)算預(yù)譯碼矩陣Wc,i，估計(jì)從M個(gè)發(fā)射天線到干擾群集中的Ic個(gè)客戶端以及到干擾區(qū)域中的客戶端k的下行鏈路信道，且通過干擾群集中的DIDOBTS計(jì)算預(yù)譯碼矩陣。如果用BD方法計(jì)算干擾群集中的預(yù)譯碼矩陣，則建置以下有效信道矩陣以計(jì)算到相鄰群集中的第i個(gè)客戶端的權(quán)重其中為從用于干擾群集c的信道矩陣獲得的矩陣，其中對(duì)應(yīng)于第i個(gè)客戶端的行被移除。將條件(2)及(3)代入(1)中，我們獲得用于目標(biāo)客戶端k的所接收數(shù)據(jù)流，其中群集內(nèi)及群集間干擾被移除rk＝HkWksk+nk。(5)在相鄰群集中計(jì)算出的(1)中的預(yù)譯碼權(quán)重Wc,i經(jīng)設(shè)計(jì)以將預(yù)譯碼數(shù)據(jù)流發(fā)射到那些群集中的所有客戶端，同時(shí)預(yù)先消除對(duì)干擾區(qū)域中的目標(biāo)客戶端的干擾。目標(biāo)客戶端僅從其主群集接收預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)。在不同實(shí)施例中，從主群集及相鄰群集兩者將相同數(shù)據(jù)流發(fā)送到目標(biāo)客戶端以獲得分集增益。在此狀況下，(5)中的信號(hào)模型經(jīng)表示為其中Wc,k為從第c個(gè)群集中的DIDO發(fā)射器到干擾區(qū)域中的目標(biāo)客戶端k的DIDO預(yù)譯碼矩陣。注意(6)中的方法要求跨越相鄰群集的時(shí)間同步，這要在大系統(tǒng)中實(shí)現(xiàn)可能較復(fù)雜，但雖然如此，如果分集增益益處證明實(shí)施成本為正當(dāng)?shù)?，則這是非常可行的。我們通過依據(jù)作為信噪比(SNR)的函數(shù)的符號(hào)錯(cuò)誤率(SER)評(píng)估所提議方法的性能來開始。在不失一般性的情況下，我們假定每一客戶端有單一天線而定義以下信號(hào)模型并將(1)重新公式化為其中INR為經(jīng)定義為INR＝SNR/SIR的干擾對(duì)噪聲比且SIR為信號(hào)對(duì)干擾比。圖6展示作為SNR的函數(shù)的SER，假定干擾區(qū)域中的目標(biāo)客戶端的SIR＝10dB。在不失一般性的情況下，我們測(cè)量沒有前向錯(cuò)誤校正(FEC)譯碼的4-QAM及16-QAM的SER。對(duì)于未譯碼系統(tǒng)，我們將目標(biāo)SER固定為1％。取決于調(diào)制階數(shù)，此目標(biāo)對(duì)應(yīng)于SNR的不同值(即，對(duì)于4-QAM，SNR＝20dB，且對(duì)于16-QAM，SNR＝28dB)。當(dāng)使用FEC譯碼時(shí)，歸因于譯碼增益，針對(duì)相同SNR值可滿足較低SER目標(biāo)。我們考慮每一群集具有兩個(gè)DIDO天線及兩個(gè)客戶端(各自裝備有單一天線)的兩個(gè)群集(一個(gè)主群集及一個(gè)干擾群集)的情形。主群集中的客戶端中的一者位于干擾區(qū)域中。我們假定平坦衰落窄帶信道，但以下結(jié)果可擴(kuò)展到頻率選擇性多載波(OFDM)系統(tǒng)，其中每一副載波經(jīng)歷平坦衰落。我們考慮兩種情形：(i)一種具有DIDO群集間干擾(IDCI)的情形，其中在不考慮干擾區(qū)域中的目標(biāo)客戶端的情況下計(jì)算預(yù)譯碼權(quán)重wc,i；及(ii)另一種情形，其中通過計(jì)算權(quán)重wc,i而移除IDCI以消除對(duì)目標(biāo)客戶端的IDCI。我們觀察到在存在IDCI的情況下SER為高的且高于預(yù)定義目標(biāo)。通過在相鄰群集處的IDCI預(yù)譯碼，移除了對(duì)目標(biāo)客戶端的干擾且對(duì)于SNR>20dB達(dá)到SER目標(biāo)。圖6中的結(jié)果假定如(5)中的IDCI預(yù)譯碼。如果在相鄰群集處的IDCI預(yù)譯碼還用以如(6)中將到干擾區(qū)域中的目標(biāo)客戶端的數(shù)據(jù)流預(yù)譯碼，則獲得額外分集增益。圖7比較從兩種技術(shù)導(dǎo)出的SER：(i)使用(5)中的IDCI預(yù)譯碼的“方法1”；(ii)使用(6)中的IDCI預(yù)譯碼的“方法2”，其中相鄰群集還將預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流發(fā)射到目標(biāo)客戶端。與常規(guī)IDCI預(yù)譯碼相比，歸因于由相鄰群集中的用以將預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流發(fā)射到目標(biāo)客戶端的DIDO天線所提供的額外陣列增益，方法2產(chǎn)生～3dB增益。更一般來說，方法2相對(duì)于方法1的陣列增益與10*log10(C+1)成正比，其中C為相鄰群集的數(shù)目且因子“1”指代主群集。接下來，我們?cè)u(píng)估隨目標(biāo)客戶端相對(duì)于干擾區(qū)域的位置而變的上述方法的性能。我們考慮一種簡單情形，其中目標(biāo)客戶端8401從主DIDO群集802移動(dòng)到干擾群集803，如圖8中所描繪。我們假定主群集802內(nèi)的所有DIDO天線812使用BD預(yù)譯碼來消除群集內(nèi)干擾以滿足條件(2)。我們假定單一干擾DIDO群集，客戶端裝置801處的單一接收器天線及從主群集或干擾群集中的所有DIDO天線(即，按圓形環(huán)繞客戶端放置的DIDO天線)到客戶端的相等路徑損失。我們使用一個(gè)具有路徑損失指數(shù)4(如在典型城市環(huán)境中)的簡化路徑損失模型[11]。下文中的分析是基于擴(kuò)展(7)以考慮路徑損失的以下簡化信號(hào)模型其中信號(hào)對(duì)干擾比(SIR)經(jīng)導(dǎo)出為SIR＝((1-D)/D)4。在模型化IDCI中，我們考慮三種情形：i)沒有IDCI的理想狀況；ii)在干擾群集中經(jīng)由BD預(yù)譯碼預(yù)先消除IDCI以滿足條件(3)；iii)具有未由相鄰群集預(yù)先消除的IDCI。圖9展示作為D的函數(shù)(即，當(dāng)目標(biāo)客戶端從主群集802朝干擾群集8403中的DIDO天線813移動(dòng)時(shí))的信號(hào)對(duì)干擾加噪聲比(SINR)。SINR是使用(8)中的信號(hào)模型而導(dǎo)出為信號(hào)功率與干擾加噪聲功率的比。我們假定對(duì)于D＝D0，D0＝0.1且SNR＝50dB。在沒有IDCI的情況下，無線鏈路性能僅受噪聲影響且SINR歸因于路徑損失而減少。在存在IDCI(即，沒有IDCI預(yù)譯碼)的情況下，來自相鄰群集中的DIDO天線的干擾有助于減少SINR。圖10展示針對(duì)平坦衰落窄帶信道中的4-QAM調(diào)制的上述三種情形的符號(hào)錯(cuò)誤率(SER)性能。這些SER結(jié)果對(duì)應(yīng)于圖9中的SINR。我們假定用于未譯碼系統(tǒng)(即，沒有FEC)的1％的SER閾值對(duì)應(yīng)于圖9中的SINR閾值SINRT＝20dB。SINR閾值取決于用于數(shù)據(jù)發(fā)射的調(diào)制階數(shù)。較高調(diào)制階數(shù)通常由較高SINRT表征以實(shí)現(xiàn)相同目標(biāo)錯(cuò)誤率。通過FEC，歸因于譯碼增益，對(duì)于相同SINR值可實(shí)現(xiàn)較低目標(biāo)SER。在沒有預(yù)譯碼的IDCI的狀況下，僅在D<0.25的范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)目標(biāo)SER。通過相鄰群集處的IDCI預(yù)譯碼，滿足目標(biāo)SER的范圍擴(kuò)展達(dá)到D<0.6。在所述范圍外，SINR歸因于路徑損失而增加且SER目標(biāo)未被滿足。用于IDCI預(yù)譯碼的方法的一個(gè)實(shí)施例展示于圖11中且由以下步驟組成：·SIR估計(jì)1101：客戶端估計(jì)來自主DIDO群集的信號(hào)功率(即，基于所接收的預(yù)譯碼的數(shù)據(jù))及來自相鄰DIDO群集的干擾加噪聲信號(hào)功率。在單載波DIDO系統(tǒng)中，幀結(jié)構(gòu)可經(jīng)設(shè)計(jì)有短的靜音周期。舉例來說，靜音周期可經(jīng)定義于用于信道估計(jì)的訓(xùn)練與信道狀態(tài)信息(CSI)反饋期間的預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)發(fā)射之間。在一個(gè)實(shí)施例中，來自相鄰群集的干擾加噪聲信號(hào)功率是在靜音周期期間從主群集中的DIDO天線測(cè)量。在實(shí)際DIDO多載波(OFDM)系統(tǒng)中，通常使用零頻調(diào)防止直流(DC)偏移及歸因于發(fā)射及接收側(cè)的濾波的在頻帶邊緣處的衰減。在使用多載波系統(tǒng)的另一實(shí)施例中，干擾加噪聲信號(hào)功率是根據(jù)零頻調(diào)估計(jì)。校正因子可用以補(bǔ)償頻帶邊緣處的發(fā)射/接收濾波器衰減。一旦估計(jì)了來自主群集的信號(hào)加干擾及噪聲功率(PS)及來自相鄰群集的干擾加噪聲功率(PIN)，客戶端便將SINR計(jì)算為或者，SINR估計(jì)是根據(jù)用于典型無線通信系統(tǒng)中以測(cè)量無線電信號(hào)功率的接收信號(hào)強(qiáng)度指示(RSSI)導(dǎo)出。我們觀察到(9)中的量度無法區(qū)別噪聲與干擾功率電平。舉例來說，在無干擾環(huán)境中受遮蔽(即，在衰減來自主群集中的所有DIDO分布式天線的信號(hào)功率的障礙物后面)影響的客戶端可估計(jì)低SINR，即使其未受群集間干擾影響也是如此。用于所提議方法的更可靠量度為SIR，其經(jīng)計(jì)算為其中PN為噪聲功率。在實(shí)際多載波OFDM系統(tǒng)中，(10)中的噪聲功率PN是根據(jù)零頻調(diào)估計(jì)，假定來自主群集及相鄰群集的所有DIDO天線使用零頻調(diào)的相同集合。干擾加噪聲功率(PIN)是根據(jù)如上文提及的靜音周期而估計(jì)。最后，信號(hào)加干擾及噪聲功率(PS)是根據(jù)數(shù)據(jù)頻調(diào)而導(dǎo)出。根據(jù)這些估計(jì)，客戶端計(jì)算(10)中的SIR?！ぴ谙噜徣杭幍男诺拦烙?jì)1102到1103：如果在圖11中的8702處確定，(10)中的估計(jì)的SIR在預(yù)定義閾值(SIRT)之下，則客戶端開始傾聽來自相鄰群集的訓(xùn)練信號(hào)。注意SIRT視用于數(shù)據(jù)發(fā)射的調(diào)制及FEC譯碼方案(MCS)而定。視客戶端的MCS而定義不同SIR目標(biāo)。當(dāng)來自不同群集的DIDO分布式天線經(jīng)時(shí)間同步(即，鎖定到相同的每秒脈沖數(shù)(PPS)時(shí)間參考)時(shí)，在8703處客戶端利用訓(xùn)練序列以將其信道估計(jì)遞送到相鄰群集中的DIDO天線。用于相鄰群集中的信道估計(jì)的訓(xùn)練序列經(jīng)設(shè)計(jì)為正交于來自主群集的訓(xùn)練。或者，當(dāng)不同群集中的DIDO天線未經(jīng)時(shí)間同步時(shí)，將正交序列(具有良好互相關(guān)性質(zhì))用于不同DIDO群集中的時(shí)間同步。一旦客戶端鎖定到相鄰群集的時(shí)間/頻率參考，便在1103處執(zhí)行信道估計(jì)?！DCI預(yù)譯碼1104：一旦在相鄰群集中的DIDOBTS處可以獲得信道估計(jì)，便計(jì)算IDCI預(yù)譯碼以滿足(3)中的條件。相鄰群集中的DIDO天線僅向其群集中的客戶端發(fā)射預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流，同時(shí)預(yù)先消除對(duì)圖4中的干擾區(qū)域410中的客戶端的干擾。我們觀察到如果客戶端位于圖4中的B型干擾區(qū)域410中，則對(duì)客戶端的干擾是由多個(gè)群集產(chǎn)生且IDCI預(yù)譯碼是由所有相鄰群集同時(shí)執(zhí)行。用于越區(qū)切換的方法下文中，我們描述用于跨越DIDO群集移動(dòng)的客戶端的不同越區(qū)切換方法，所述DIDO群集由位于分離區(qū)域中或提供不同種類服務(wù)(即，低或高移動(dòng)性服務(wù))的分布式天線填充。a.相鄰DIDO群集之間的越區(qū)切換在一個(gè)實(shí)施例中，用以移除上文描述的群集間干擾的IDCI預(yù)譯碼器用作DIDO系統(tǒng)中的越區(qū)切換方法的基線。將蜂窩式系統(tǒng)中的常規(guī)越區(qū)切換設(shè)想為客戶端跨越由不同基站服務(wù)的小區(qū)順暢地切換。在DIDO系統(tǒng)中，越區(qū)切換允許客戶端在不損失連接的情況下從一個(gè)群集移動(dòng)到另一群集。為說明DIDO系統(tǒng)的越區(qū)切換策略的一個(gè)實(shí)施例，我們?cè)俅慰紤]圖8中的僅具有兩個(gè)群集802及803的實(shí)例。當(dāng)客戶端801從主群集(C1)802移動(dòng)到相鄰群集(C2)803時(shí)，越區(qū)切換方法的一個(gè)實(shí)施例動(dòng)態(tài)地計(jì)算不同群集中的信號(hào)質(zhì)量并選擇對(duì)于客戶端產(chǎn)生最低錯(cuò)誤率性能的群集。圖12展示作為客戶端距群集C1的中心的距離的函數(shù)的SINR變化。對(duì)于沒有FEC譯碼的4-QAM調(diào)制，我們考慮目標(biāo)SINR＝20dB。當(dāng)C1及C2兩者均使用沒有干擾消除的DIDO預(yù)譯碼時(shí)，由圓識(shí)別的線表示由C1中的DIDO天線服務(wù)的目標(biāo)客戶端的SINR。SINR歸因于路徑損失及來自相鄰群集的干擾而隨D的變化減少。當(dāng)IDCI預(yù)譯碼實(shí)施于相鄰群集處時(shí)，SINR損失僅歸因于路徑損失(如由具有三角形的線所展示)，因?yàn)楦蓴_被完全移除。當(dāng)從相鄰群集服務(wù)于客戶端時(shí)，經(jīng)歷對(duì)稱行為(Symmetricbehavior)。越區(qū)切換策略的一個(gè)實(shí)施例經(jīng)定義，使得當(dāng)客戶端從C1移動(dòng)到C2時(shí)，算法在不同DIDO方案之間切換以使SINR維持在預(yù)定義目標(biāo)之上。從圖12中的曲線，我們導(dǎo)出圖13中的針對(duì)4-QAM調(diào)制的SER。我們觀察到，通過在不同預(yù)譯碼策略之間切換，將SER維持于預(yù)定義目標(biāo)內(nèi)。越區(qū)切換策略的一個(gè)實(shí)施例如下。·C1-DIDO及C2-DIDO預(yù)譯碼：當(dāng)客戶端位于C1內(nèi)，遠(yuǎn)離干擾區(qū)域時(shí)，群集C1及C2兩者均獨(dú)立地通過常規(guī)DIDO預(yù)譯碼操作?！1-DIDO及C2-IDCI預(yù)譯碼：當(dāng)客戶端朝干擾區(qū)域移動(dòng)時(shí)，其SIR或SINR降級(jí)。當(dāng)達(dá)到目標(biāo)SINRT1時(shí)，目標(biāo)客戶端開始估計(jì)來自C2中的所有DIDO天線的信道并向C2的BTS提供CSI。C2中的BTS計(jì)算IDCI預(yù)譯碼并向C2中的所有客戶端發(fā)射，同時(shí)防止對(duì)目標(biāo)客戶端的干擾。只要目標(biāo)客戶端在干擾區(qū)域中，其將繼續(xù)向C1及C2兩者提供其CSI?！1-IDCI及C2-DIDO預(yù)譯碼：當(dāng)客戶端朝C2移動(dòng)時(shí)，其SIR或SINR不斷降低直到其再次達(dá)到一目標(biāo)。此時(shí)，客戶端決定切換到相鄰群集。在此狀況下，C1開始使用來自目標(biāo)客戶端的CSI以通過IDCI預(yù)譯碼建立朝其方向的零干擾，而相鄰群集使用CSI以進(jìn)行常規(guī)DIDO預(yù)譯碼。在一個(gè)實(shí)施例中，當(dāng)SIR估計(jì)接近目標(biāo)時(shí)，群集C1及C2交替地嘗試DIDO預(yù)譯碼方案及IDCI預(yù)譯碼方案兩者以允許客戶端估計(jì)在這兩種狀況下的SIR。接著客戶端選擇最佳方案以最大化特定錯(cuò)誤率性能量度。當(dāng)應(yīng)用此方法時(shí)，用于越區(qū)切換策略的交叉點(diǎn)出現(xiàn)于圖12中的具有三角形及菱形的曲線的交叉點(diǎn)處。一個(gè)實(shí)施例使用(6)中所描述的經(jīng)修改的IDCI預(yù)譯碼方法，其中相鄰群集還向目標(biāo)客戶端發(fā)射預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流以提供陣列增益。通過此方法，簡化越區(qū)切換策略，因?yàn)榭蛻舳藷o需估計(jì)在交叉點(diǎn)處兩種策略的SINR?！1-DIDO及C2-DIDO預(yù)譯碼：當(dāng)客戶端朝C2移出干擾區(qū)域時(shí)，主群集C1停止經(jīng)由IDCI預(yù)譯碼預(yù)先消除朝所述目標(biāo)客戶端的干擾并對(duì)于保留于C1中的所有客戶端切換回常規(guī)DIDO預(yù)譯碼。我們的越區(qū)切換策略中的此最終交叉點(diǎn)可用于避免從目標(biāo)客戶端到C1的不必要的CSI反饋，借此減少反饋信道上的開銷。在一個(gè)實(shí)施例中，定義第二目標(biāo)SINRT2。當(dāng)SINR(或SIR)增加到此目標(biāo)之上時(shí)，策略被切換到C1-DIDO及C2-DIDO。在一個(gè)實(shí)施例中，群集C1持續(xù)在DIDO預(yù)譯碼與IDCI預(yù)譯碼之間交替以允許客戶端估計(jì)SINR。接著客戶端選擇從上方更緊密接近目標(biāo)SINRT1的用于C1的方法。上文描述的方法實(shí)時(shí)計(jì)算用于不同方案的SINR或SIR估計(jì)且使用其來選擇最佳方案。在一個(gè)實(shí)施例中，越區(qū)切換算法是基于圖14中說明的有限狀態(tài)機(jī)而設(shè)計(jì)。當(dāng)SINR或SIR降到在圖12中說明的預(yù)定義閾值之下或之上時(shí)，客戶端記住其當(dāng)前狀態(tài)并切換到下一狀態(tài)。如上文所論述，在狀態(tài)1201中，群集C1及C2兩者均獨(dú)立地通過常規(guī)DIDO預(yù)譯碼而操作且客戶端是由群集C1服務(wù)；在狀態(tài)1202中，客戶端是由群集C1來服務(wù)，C2中的BTS計(jì)算IDCI預(yù)譯碼且群集C1使用常規(guī)DIDO預(yù)譯碼來操作；在狀態(tài)1203中，客戶端是由群集C2來服務(wù)，C1中的BTS計(jì)算IDCI預(yù)譯碼且群集C2使用常規(guī)DIDO預(yù)譯碼來操作；及在狀態(tài)1204中，客戶端是由群集C2來服務(wù)，且群集C1及C2兩者均獨(dú)立地通過常規(guī)DIDO預(yù)譯碼而操作。在存在遮蔽效應(yīng)的情況下，信號(hào)質(zhì)量或SIR可如圖15中所示在閾值周圍波動(dòng)，從而引起在圖14中的連續(xù)狀態(tài)之間重復(fù)切換。重復(fù)變化的狀態(tài)為非所要的效應(yīng)，因?yàn)槠鋵?dǎo)致客戶端與BTS之間的控制信道上的用以允許實(shí)現(xiàn)在發(fā)射方案之間切換的顯著開銷。圖15描繪在存在遮蔽的情況下的越區(qū)切換策略的一個(gè)實(shí)例。在一個(gè)實(shí)施例中，遮蔽系數(shù)是根據(jù)具有方差3的對(duì)數(shù)正態(tài)分布來模擬[3]。下文中，我們定義一些用以防止在DIDO越區(qū)切換期間的重復(fù)切換效應(yīng)的方法。本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例使用滯后回路來解決狀態(tài)切換效應(yīng)。舉例來說，當(dāng)在圖14中的“C1-DIDO、C2-IDCI”9302與“C1-IDCI、C2-DIDO”9303狀態(tài)(或反之)之間切換時(shí)，可在范圍A1內(nèi)調(diào)整閾值SINRT1。此方法在信號(hào)質(zhì)量在SINRT1周圍振蕩時(shí)避免在狀態(tài)之間的重復(fù)切換。舉例來說，圖16展示在圖14中的任何兩個(gè)狀態(tài)之間切換時(shí)的滯后回路機(jī)制。為了從狀態(tài)B切換到狀態(tài)A，SIR必須大于(SIRT1+A1/2)，但為了從A切換回B，SIR必須降到(SIRT1-A1/2)之下。在不同實(shí)施例中，調(diào)整閾值SINRT2以避免在圖14中的有限狀態(tài)機(jī)的第一狀態(tài)與第二狀態(tài)(或第三狀態(tài)與第四狀態(tài))之間的重復(fù)切換。舉例來說，可定義值A(chǔ)2的范圍，使得視信道條件及遮蔽效應(yīng)而在所述范圍內(nèi)挑選閾值SINRT2。在一個(gè)實(shí)施例中，視無線鏈路上預(yù)期的遮蔽的方差而定，在范圍[SINRT2、SINRT2+A2]內(nèi)動(dòng)態(tài)地調(diào)整SINR閾值。當(dāng)客戶端從其當(dāng)前群集移動(dòng)到相鄰群集時(shí)，可根據(jù)所接收的信號(hào)強(qiáng)度(或RSSI)的方差而估計(jì)對(duì)數(shù)正態(tài)分布的方差。上述方法假定客戶端觸發(fā)越區(qū)切換策略。在一個(gè)實(shí)施例中，假定啟用跨越多個(gè)BTS的通信，推遲到DIDOBTS的越區(qū)切換決策。為簡單起見，假定無FEC譯碼及4-QAM而導(dǎo)出上述方法。更一般來說，針對(duì)不同調(diào)制譯碼方案(MCS)而導(dǎo)出SINR或SIR閾值且結(jié)合鏈路調(diào)適(例如，參見第7,636,381號(hào)美國專利)而設(shè)計(jì)越區(qū)切換策略以最佳化到干擾區(qū)域中的每一客戶端的下行鏈路數(shù)據(jù)速率。b.在低多普勒與高多普勒DIDO網(wǎng)絡(luò)之間的越區(qū)切換DIDO系統(tǒng)使用封閉回路發(fā)射方案來預(yù)譯碼下行鏈路信道上的數(shù)據(jù)流。封閉回路方案固有地受反饋信道上的等待時(shí)間約束。在實(shí)際DIDO系統(tǒng)中，當(dāng)將CSI及基帶預(yù)譯碼數(shù)據(jù)從BTS遞送到分布式天線時(shí)，計(jì)算時(shí)間可通過具有高處理能力的收發(fā)器減少且預(yù)期大多數(shù)等待時(shí)間是由DIDOBSN引入。BSN可包含各種網(wǎng)絡(luò)技術(shù)，包括(但不限于)數(shù)字用戶線(DSL)、電纜調(diào)制解調(diào)器、光纖環(huán)(fiberring)、T1線、光纖同軸混合(HFC)網(wǎng)絡(luò)及/或固定無線(例如，WiFi)。專用光纖通常具有非常大的帶寬及低等待時(shí)間(在局部區(qū)域中可能小于毫秒)，但其部署范圍不及DSL及電纜調(diào)制解調(diào)器廣泛?，F(xiàn)今，在美國DSL及電纜調(diào)制解調(diào)器連接通常具有在10ms到25ms之間的最后一英里(last-mile)等待時(shí)間，但其被非常廣泛地部署。BSN上的最大等待時(shí)間確定在無DIDO預(yù)譯碼的性能降級(jí)的情況下在DIDO無線鏈路上可容許的最大多普勒頻率。舉例來說，在[1]中我們展示在400MHz的載波頻率下，具有約10毫秒的等待時(shí)間的網(wǎng)絡(luò)(即，DSL)可容許客戶端的速度高達(dá)8mph(奔跑速度)，而具有1毫秒等待時(shí)間的網(wǎng)絡(luò)(即，光纖環(huán))可支持高達(dá)70mph的速度(即，高速公路交通)。我們視BSN上可容許的最大多普勒頻率而定義兩個(gè)或多個(gè)DIDO子網(wǎng)絡(luò)。舉例來說，具有DIDOBTS與分布式天線之間的高等待時(shí)間DSL連接的BSN可僅遞送低移動(dòng)性或固定無線服務(wù)(即，低多普勒網(wǎng)絡(luò))，而低等待時(shí)間光纖環(huán)上的低等待時(shí)間BSN可容許高移動(dòng)性(即，高多普勒網(wǎng)絡(luò))。我們觀察到大多數(shù)寬帶用戶在其使用寬帶時(shí)不移動(dòng)，且進(jìn)一步大多數(shù)人不太可能位于許多高速對(duì)象移動(dòng)經(jīng)過的區(qū)域附近(例如，靠近高速公路)，因?yàn)檫@些位置通常是不太理想的居住或辦公地點(diǎn)。然而，存在將在高速下(例如，當(dāng)在一行駛在高速公路上的汽車中時(shí))使用寬帶或?qū)⒃诟咚賹?duì)象附近(例如，在位于高速公路附近的商店中)的寬帶用戶。為處理這兩種不同用戶的多普勒情形，在一個(gè)實(shí)施例中，低多普勒DIDO網(wǎng)絡(luò)由散布在廣大區(qū)域上的具有相對(duì)低功率(即，對(duì)于室內(nèi)或屋頂安裝，1W到100W)的通常較大數(shù)目的DIDO天線組成，而高多普勒網(wǎng)絡(luò)由具有高功率發(fā)射(即，對(duì)于屋頂或塔安裝，100W)的通常較低數(shù)目的DIDO天線組成。低多普勒DIDO網(wǎng)絡(luò)服務(wù)于通常較大數(shù)目的低多普勒用戶且可使用便宜的高等待時(shí)間寬帶連接(例如，DSL及電纜調(diào)制解調(diào)器)以通常較低連接性成本執(zhí)行此操作。高多普勒DIDO網(wǎng)絡(luò)服務(wù)于通常較少數(shù)目的高多普勒用戶且可使用較昂貴的低等待時(shí)間寬帶連接(例如，光纖)以通常較高連接性成本執(zhí)行此操作。為了避免跨越不同類型DIDO網(wǎng)絡(luò)(例如，低多普勒及高多普勒)的干擾，可使用不同多址技術(shù)，例如：時(shí)分多址(TDMA)、頻分多址(FDMA)或碼分多址(CDMA)。下文中，我們提議用以將客戶端指派給不同類型DIDO網(wǎng)絡(luò)并允許實(shí)現(xiàn)其間的越區(qū)切換的方法。網(wǎng)絡(luò)選擇是基于每一客戶端的移動(dòng)性的類型。根據(jù)以下方程式，客戶端的速度(v)與最大多普勒位移成正比[6]其中fd為最大多普勒位移，λ為對(duì)應(yīng)于載波頻率的波長且θ為指示發(fā)射器-客戶端的方向的向量與速度向量之間的角。在一個(gè)實(shí)施例中，每一客戶端的多普勒位移是經(jīng)由盲估計(jì)技術(shù)來計(jì)算。舉例來說，類似于多普勒雷達(dá)系統(tǒng)，可通過向客戶端發(fā)送RF能量及分析反射的信號(hào)來估計(jì)多普勒位移。在另一實(shí)施例中，一個(gè)或多個(gè)DIDO天線向客戶端發(fā)送訓(xùn)練信號(hào)。基于那些訓(xùn)練信號(hào)，客戶端使用例如為信道增益的零交叉率計(jì)數(shù)或執(zhí)行頻譜分析的技術(shù)來估計(jì)多普勒位移。我們觀察到對(duì)于固定速度v及客戶端的軌跡，(11)中的角速度νsinθ可視客戶端距每一DIDO天線的相對(duì)距離而定。舉例來說，在移動(dòng)客戶端附近的DIDO天線產(chǎn)生比遙遠(yuǎn)天線大的角速度及多普勒位移。在一個(gè)實(shí)施例中，多普勒速度是根據(jù)在距客戶端不同距離處的多個(gè)DIDO天線估計(jì)，且將平均、加權(quán)平均或標(biāo)準(zhǔn)偏差用作客戶端移動(dòng)性的指示符?；谒烙?jì)的多普勒指示符，DIDOBTS決定是否指派客戶端給低或高多普勒網(wǎng)絡(luò)。針對(duì)所有客戶端周期性地監(jiān)視多普勒指示符且將其發(fā)送回BTS。當(dāng)一個(gè)或多個(gè)客戶端改變其多普勒速度(即，客戶端乘坐公共汽車對(duì)比客戶端步行或坐著)時(shí)，那些客戶端被動(dòng)態(tài)地重新指派給可容許其移動(dòng)性等級(jí)的不同DIDO網(wǎng)絡(luò)。盡管低速客戶端的多普勒可因在高速對(duì)象附近(例如，靠近高速公路)而受影響，但所述多普勒通常遠(yuǎn)小于自身在運(yùn)動(dòng)中的客戶端的多普勒。因而，在一個(gè)實(shí)施例中，估計(jì)客戶端的速度(例如，通過使用例如使用GPS監(jiān)視客戶端位置的方式)，且如果速度為低，則客戶端被指派給低多普勒網(wǎng)絡(luò)，且如果速度為高，則客戶端被指派給高多普勒網(wǎng)絡(luò)。用于功率控制及天線分群的方法在圖17中描繪具有功率控制的DIDO系統(tǒng)的框圖。首先將每一客戶端(1,…,U)的一個(gè)或多個(gè)數(shù)據(jù)流(sk)乘以由DIDO預(yù)譯碼單元產(chǎn)生的權(quán)重。將預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流乘以由功率控制單元基于輸入信道質(zhì)量信息(CQI)而計(jì)算的功率比例因子。CQI是從客戶端反饋到DIDOBTS或假定上行鏈路-下行鏈路信道互易性而根據(jù)上行鏈路信道導(dǎo)出。不同客戶端的U個(gè)預(yù)譯碼的流接著經(jīng)組合及多路復(fù)用成M個(gè)數(shù)據(jù)流(tm)，M個(gè)發(fā)射天線中的每一者一個(gè)數(shù)據(jù)流。最后，將流tm發(fā)送到數(shù)/模轉(zhuǎn)換器(DAC)單元、射頻(RF)單元、功率放大器(PA)單元并最終到天線。功率控制單元測(cè)量用于所有客戶端的CQI。在一個(gè)實(shí)施例中，CQI為平均SNR或RSSI。視路徑損失或遮蔽而定，CQI對(duì)于不同客戶端變化。我們的功率控制方法調(diào)整用于不同客戶端的發(fā)射功率比例因子Pk且將其乘以經(jīng)產(chǎn)生用于不同客戶端的預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流。注意，可針對(duì)每一客戶端產(chǎn)生一個(gè)或多個(gè)數(shù)據(jù)流，此視客戶端的接收天線的數(shù)目而定。為了評(píng)估所提議方法的性能，我們基于(5)來定義包括路徑損失及功率控制參數(shù)的以下信號(hào)模型其中k＝1,…,U，U為客戶端的數(shù)目，SNR＝Po/No，其中Po為平均發(fā)射功率，No為噪聲功率且αk為路徑損失/遮蔽系數(shù)。為了為路徑損失/遮蔽建模，我們使用以下簡化模型其中a＝4為路徑損失指數(shù)且我們假定路徑損失隨客戶端索引(即，客戶端位于距DIDO天線的漸增距離處)而增加。圖18展示在不同情形中的假定四個(gè)DIDO發(fā)射天線及四個(gè)客戶端的情況下的SER對(duì)SNR。理想狀況假定所有客戶端具有相同路徑損失(即，a＝0)，從而針對(duì)所有客戶端產(chǎn)生Pk＝1。具有正方形的曲線指代客戶端具有不同路徑損失系數(shù)且無功率控制的狀況。具有點(diǎn)的曲線是根據(jù)功率控制系數(shù)經(jīng)選擇使得Pk＝1/αk的相同情形(具有路徑損失)導(dǎo)出。通過功率控制方法，將較多功率指派給意在到經(jīng)歷較高路徑損失/遮蔽的客戶端的數(shù)據(jù)流，從而與沒有功率控制的狀況相比導(dǎo)致9dBSNR增益(對(duì)于此特定情形)。聯(lián)邦通信委員會(huì)(FCC)(及其它國際管理機(jī)構(gòu))定義對(duì)于可從無線裝置發(fā)射的最大功率的約束條件以限制人體在電磁(EM)輻射下的暴露。存在兩種類型限制[2]：i)“職業(yè)/受控”限制，其中經(jīng)由柵欄、警告或標(biāo)記使人完全知曉射頻源；ii)“一般人群/不受控”限制，其中對(duì)暴露沒有控制。針對(duì)不同類型的無線裝置定義不同的發(fā)射等級(jí)。大體來說，用于室內(nèi)/室外應(yīng)用的DIDO分布式天線合乎FCC的“移動(dòng)”裝置種類的要求，其經(jīng)定義為[2]：“經(jīng)設(shè)計(jì)成不在固定位置使用、通常在輻射結(jié)構(gòu)保持在距用戶或附近人員身體20厘米或以上距離處的情況下使用的發(fā)射裝置”。“移動(dòng)”裝置的EM發(fā)射是依據(jù)最大允許暴露量(MPE)(以mW/cm2表示)來測(cè)量。圖19展示在700MHz載波頻率下針對(duì)發(fā)射功率的不同值的作為距RF輻射源的距離的函數(shù)的MPE功率密度。用以滿足通常在距人體20cm外操作的裝置的FCC“不受控制的”限制的最大允許發(fā)射功率為1W。針對(duì)安裝于遠(yuǎn)離“一般人群”的屋頂或建筑物上的發(fā)射器定義了較少限制性的功率發(fā)射約束條件。對(duì)于這些“屋頂發(fā)射器”，F(xiàn)CC定義依據(jù)有效輻射功率(ERP)測(cè)量的1000W的較寬松發(fā)射限制?；谏鲜鯢CC約束條件，在一個(gè)實(shí)施例中，我們定義用于實(shí)際系統(tǒng)的兩種類型的DIDO分布式天線：·低功率(LP)發(fā)射器：位于任何高度的任何地方(即，室內(nèi)或室外)，具有1W的最大發(fā)射功率及5Mbps消費(fèi)者級(jí)寬帶(例如，DSL、電纜調(diào)制解調(diào)器、光纖到家(FTTH))回程連接性?！じ吖β?HP)發(fā)射器：在約10米高度的屋頂或建筑物安裝的天線，具有100W的發(fā)射功率及商業(yè)級(jí)寬帶(例如，光纖環(huán))回程(與DIDO無線鏈路上可用的吞吐量相比，具有實(shí)際上“無限”數(shù)據(jù)速率)。注意，具有DSL或電纜調(diào)制解調(diào)器連接性的LP發(fā)射器為低多普勒DIDO網(wǎng)絡(luò)(如先前章節(jié)中所描述)的良好候選者，因?yàn)槠淇蛻舳舜蟛糠譃楣潭ǖ幕蚓哂械鸵苿?dòng)性。具有商業(yè)光纖連接性的HP發(fā)射器可容許較高客戶端移動(dòng)性且可用于高多普勒DIDO網(wǎng)絡(luò)中。為了得到對(duì)具有不同類型LP/HP發(fā)射器的DIDO系統(tǒng)的性能的實(shí)際直觀感覺，我們考慮在帕羅奧多(PaloAlto)市區(qū)(CA)中的DIDO天線安裝的實(shí)際狀況。圖20a展示帕羅奧多中的NLP＝100個(gè)低功率DIDO分布式天線的隨機(jī)分布。在圖20b中，50個(gè)LP天線用NHP＝50個(gè)高功率發(fā)射器來替代?；趫D20a到20b中的DIDO天線分布，我們得到使用DIDO技術(shù)的系統(tǒng)的在帕羅奧多中的覆蓋圖。圖21a及21b分別展示對(duì)應(yīng)于圖20a及圖20b中的配置的兩個(gè)功率分布。假定在700MHz的載波頻率下由3GPP標(biāo)準(zhǔn)[3]定義的用于城市環(huán)境的路徑損失/遮蔽模型而導(dǎo)出所接收的功率分布(以dBm表示)。我們觀察到使用50％的HP發(fā)射器產(chǎn)生對(duì)所選區(qū)域的較好覆蓋。圖22a到22b描繪上述兩種情形的速率分布。吞吐量(以Mbps表示)是基于[4,5]中3GPP長期演進(jìn)(LTE)標(biāo)準(zhǔn)中所定義的不同調(diào)制譯碼方案的功率閾值而導(dǎo)出。在700MHz載波頻率下，總可用帶寬固定到10MHz?？紤]兩個(gè)不同頻率分配計(jì)劃：i)僅分配5MHz頻譜給LP臺(tái)；ii)分配9MHz給HP發(fā)射器及分配1MHz給LP發(fā)射器。注意，較低帶寬通常歸因于其具有有限吞吐量的DSL回程連接性而分配給LP臺(tái)。圖22a到22b展示當(dāng)使用50％的HP發(fā)射器時(shí)可顯著增加速率分布，從而將平均每客戶端數(shù)據(jù)速率從圖22a中的2.4Mbps提高到圖22b中的38Mbps。接下來，我們定義了算法以控制LP臺(tái)的功率發(fā)射，使得在任一給定時(shí)間允許較高功率，借此增加圖22b中的DIDO系統(tǒng)的下行鏈路信道上的吞吐量。我們觀察到對(duì)于功率密度的FCC限制是基于時(shí)間平均值而定義為[2]其中為MPE平均時(shí)間，tn為暴露于具有功率密度Sn的輻射的時(shí)間周期。對(duì)于“受控”暴露，平均時(shí)間為6分鐘，而對(duì)于“不受控”暴露，其增加達(dá)30分鐘。接著，允許任一功率源以大于MPE限制的功率電平發(fā)射，只要(14)中的平均功率密度滿足FCC的對(duì)于“不受控”暴露的30分鐘平均值的限制便可?；诖朔治?，我們定義自適應(yīng)功率控制方法以增加瞬時(shí)每天線發(fā)射功率，同時(shí)將每DIDO天線的平均功率維持在MPE限制之下。我們考慮具有比活動(dòng)客戶端多的發(fā)射天線的DIDO系統(tǒng)。考慮到DIDO天線可被設(shè)想為便宜的無線裝置(類似于WiFi接入點(diǎn))且可放置于存在DSL、電纜調(diào)制解調(diào)器、光纖或其它因特網(wǎng)連接性的任何地點(diǎn)，這是一個(gè)合理的假定。具有自適應(yīng)每天線功率控制的DIDO系統(tǒng)的框架在圖23中加以描繪。在被發(fā)送到DAC單元235之前，由多路復(fù)用器234產(chǎn)生的數(shù)字信號(hào)的振幅被用功率比例因子S1,…,SM動(dòng)態(tài)地調(diào)整。功率比例因子是由功率控制單元232基于CQI233來計(jì)算。在一個(gè)實(shí)施例中，定義Ng個(gè)DIDO天線群組。每一群組含有至少與活動(dòng)客戶端的數(shù)目(K)一樣多的DIDO天線。在任一給定時(shí)間，僅一個(gè)群組具有以大于MPE限制的功率電平(So)向客戶端發(fā)射的Na>K個(gè)活動(dòng)DIDO天線。一種方法根據(jù)圖24中描繪的循環(huán)調(diào)度原則跨越所有天線群組重復(fù)。在另一實(shí)施例中，將不同調(diào)度技術(shù)(即，比例公平調(diào)度[8])用于群集選擇以最佳化錯(cuò)誤率或吞吐量性能。假定循環(huán)功率分配，從(14)我們將每一DIDO天線的平均發(fā)射功率導(dǎo)出為其中to為天線群組為活動(dòng)的時(shí)間周期且TMPE＝30min為由FCC準(zhǔn)則[2]定義的平均時(shí)間。(15)中的比為所述群組的工作因子(DF)，其經(jīng)定義使得來自每一DIDO天線的平均發(fā)射功率滿足MPE限制根據(jù)以下定義，工作因子視活動(dòng)客戶端的數(shù)目、群組的數(shù)目及每一群組的活動(dòng)天線而定在具有功率控制及天線分群的DIDO系統(tǒng)中獲得的SNR增益(以dB計(jì))被如下表示為工作因子的函數(shù)我們觀察到(17)中的增益是以所有DIDO天線上的GdB額外發(fā)射功率為代價(jià)而實(shí)現(xiàn)。大體來說，來自所有Ng個(gè)群組的所有Na的總發(fā)射功率經(jīng)定義為其中Pij為平均每天線發(fā)射功率，其由下式給出且Sij(t)為第j個(gè)群組中的第i個(gè)發(fā)射天線的功率譜密度。在一個(gè)實(shí)施例中，針對(duì)每一天線設(shè)計(jì)(19)中的功率譜密度以最佳化錯(cuò)誤率或吞吐量性能。為了獲得對(duì)于所提議方法的性能的某種直觀感覺，考慮在給定覆蓋區(qū)域中的400個(gè)DIDO分布式天線及訂用經(jīng)由DIDO系統(tǒng)提供的無線因特網(wǎng)服務(wù)的400個(gè)客戶端。不可能每一因特網(wǎng)連接均一直被完全地利用。假定客戶端中的10％將在任一給定時(shí)間有效地使用無線因特網(wǎng)連接。接著，400個(gè)DIDO天線可分成各自有Na＝40個(gè)天線的Ng＝10個(gè)群組，每一群組以工作因子DF＝0.1在任一給定時(shí)間服務(wù)于K＝40個(gè)活動(dòng)客戶端。由此發(fā)射方案產(chǎn)生的SNR增益為GdB＝10log10(1/DF)＝10dB，由來自所有DIDO天線的10dB額外發(fā)射功率提供。然而，我們觀察到平均每天線發(fā)射功率為恒定的且在MPE限制內(nèi)。圖25將具有天線分群的上述功率控制的(未譯碼的)SER性能與第7,636,381號(hào)美國專利中的常規(guī)本征模式選擇比較。所有方案使用BD預(yù)譯碼，具有四個(gè)客戶端，每一客戶端裝備有單一天線。SNR指代每發(fā)射天線功率與噪聲功率的比(即，每天線發(fā)射SNR)。以DIDO4×4表示的曲線假定四個(gè)發(fā)射天線及BD預(yù)譯碼。具有正方形的曲線表示具有本征模式選擇的具有兩個(gè)額外發(fā)射天線及BD的SER性能，從而產(chǎn)生相對(duì)于常規(guī)BD預(yù)譯碼的10dBSNR增益(在1％SER目標(biāo)處)。具有天線分群及DF＝1/10的功率控制也在相同SER目標(biāo)處產(chǎn)生10dB增益。我們觀察到歸因于分集增益，本征模式選擇改變SER曲線的斜率，而我們的功率控制方法歸因于增加的平均發(fā)射功率而將SER曲線向左位移(維持相同斜率)。為了比較，展示具有較大工作因子DF＝1/50的SER而提供與DF＝1/10相比的額外7dB增益。注意，我們的功率控制可具有比常規(guī)本征模式選擇方法低的復(fù)雜度。實(shí)際上，每一群組的天線ID可被預(yù)先計(jì)算并經(jīng)由查找表在DIDO天線與客戶端之間共享，使得在任一給定時(shí)間僅要求K個(gè)信道估計(jì)。對(duì)于本征模式選擇，計(jì)算(K+2)個(gè)信道估計(jì)且需要額外計(jì)算處理以選擇在任一給定時(shí)間最小化所有客戶端的SER的本征模式。接下來，我們描述用以在一些特殊情形中減少CSI反饋開銷的涉及DIDO天線分群的另一方法。圖26a展示其中客戶端(點(diǎn))隨機(jī)散布于由多個(gè)DIDO分布式天線(十字)覆蓋的一個(gè)區(qū)域中的一種情形。每一發(fā)射接收無線鏈路上的平均功率可經(jīng)計(jì)算為A＝{|H|2}。(20)其中H為可用于DIDOBTS處的信道估計(jì)矩陣。通過在1000個(gè)例子上求信道矩陣的平均值而在數(shù)值上獲得圖26a到26c中的矩陣A。圖26b及圖26c中分別描繪兩種替代情形，其中環(huán)繞DIDO天線的子集而將客戶端分群在一起且客戶端接收來自位于遙遠(yuǎn)地方的DIDO天線的可忽略功率。舉例來說，圖26b展示產(chǎn)生塊對(duì)角矩陣A的兩個(gè)天線群組。一種極端情形為當(dāng)每一客戶端僅非常接近一個(gè)發(fā)射器且發(fā)射器彼此遠(yuǎn)離，使得來自所有其它DIDO天線的功率可忽略時(shí)。在此狀況下，DIDO鏈路在多個(gè)SISO鏈路中退化且A為如圖26c中的對(duì)角矩陣。在上述所有三種情形中，BD預(yù)譯碼動(dòng)態(tài)地調(diào)整預(yù)譯碼權(quán)重以考慮DIDO天線與客戶端之間的無線鏈路上的不同功率電平。然而，識(shí)別DIDO群集中的多個(gè)群組并僅在每一群組內(nèi)操作DIDO預(yù)譯碼是方便的。我們提議的分群方法產(chǎn)生以下優(yōu)點(diǎn)：·計(jì)算增益：僅在群集中的每一群組內(nèi)計(jì)算DIDO預(yù)譯碼。舉例來說，如果使用BD預(yù)譯碼，則奇異值分解(SVD)具有復(fù)雜度O(n3)，其中n為信道矩陣H的最小維數(shù)。如果H可縮減為塊對(duì)角矩陣，則以減少的復(fù)雜度計(jì)算每一塊的SVD。實(shí)際上，如果信道矩陣分成具有維數(shù)n1及n2的兩個(gè)塊矩陣，使得n＝n1+n2，則SVD的復(fù)雜度僅為O(n13)+O(n23)<O(n3)。在極端狀況下，如果H為對(duì)角矩陣，則DIDO鏈路縮減成多個(gè)SISO鏈路且無需SVD計(jì)算?！p少的CSI反饋開銷：當(dāng)DIDO天線及客戶端被分成群組時(shí)，在一個(gè)實(shí)施例中，僅在同一群組內(nèi)計(jì)算從客戶端到天線的CSI。在TDD系統(tǒng)中，假定信道互易性，天線分群減少用以計(jì)算信道矩陣H的信道估計(jì)的數(shù)目。在其中CSI是在無線鏈路上反饋的FDD系統(tǒng)中，天線分群進(jìn)一步產(chǎn)生DIDO天線與客戶端之間的無線鏈路上的CSI反饋開銷的減少。用于DIDO上行鏈路信道的多址技術(shù)在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，不同多址技術(shù)經(jīng)定義用于DIDO上行鏈路信道。這些技術(shù)可用以在上行鏈路上從客戶端到DIDO天線反饋CSI或發(fā)射數(shù)據(jù)流。下文中，我們將反饋CSI及數(shù)據(jù)流稱為上行鏈路流?！ざ噍斎攵噍敵?MIMO)：上行鏈路流經(jīng)由開放回路MIMO多路復(fù)用方案從客戶端發(fā)射到DIDO天線。此方法假定所有客戶端經(jīng)時(shí)間/頻率同步。在一個(gè)實(shí)施例中，客戶端之間的同步是經(jīng)由來自下行鏈路的訓(xùn)練而實(shí)現(xiàn)，且所有DIDO天線經(jīng)假定為鎖定到同一時(shí)間/頻率參考時(shí)鐘。注意在不同客戶端處的延遲擴(kuò)展的變化可產(chǎn)生在不同客戶端的時(shí)鐘之間的可影響MIMO上行鏈路方案的性能的抖動(dòng)。在客戶端經(jīng)由MIMO多路復(fù)用方案發(fā)送上行鏈路流之后，接收DIDO天線可使用非線性(即，最大似然，ML)或線性(即，逼零最小均方差)接收器來消除同信道干擾并個(gè)別地對(duì)上行鏈路流進(jìn)行解調(diào)?！r(shí)分多址(TDMA)：不同客戶端經(jīng)指派給不同時(shí)隙。每一客戶端在其時(shí)隙可用時(shí)發(fā)送其上行鏈路流?！ゎl分多址(FDMA)：不同客戶端經(jīng)指派給不同載波頻率。在多載波(OFDM)系統(tǒng)中，頻調(diào)的子集經(jīng)指派給同時(shí)發(fā)射上行鏈路流的不同客戶端，借此減少等待時(shí)間。·碼分多址(CDMA)：每一客戶端經(jīng)指派給一不同偽隨機(jī)序列且在碼域中實(shí)現(xiàn)跨客戶端的正交性。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，客戶端為以比DIDO天線低得多的功率發(fā)射的無線裝置。在此狀況下，DIDOBTS基于上行鏈路SNR信息定義客戶端子群，使得跨越子群的干擾經(jīng)最小化。在每一子群中，使用上述多址技術(shù)建立在時(shí)域、頻域、空間域或碼域中的正交信道，借此避免跨越不同客戶端的上行鏈路干擾。在另一實(shí)施例中，結(jié)合先前章節(jié)中提出的天線分群方法使用上文描述的上行鏈路多址技術(shù)以定義DIDO群集內(nèi)的不同客戶端群組。用于DIDO多載波系統(tǒng)中的鏈路調(diào)適的系統(tǒng)及方法在第7,636,381號(hào)美國專利中定義了利用無線信道的時(shí)間、頻率及空間選擇性的DIDO系統(tǒng)的鏈路調(diào)適方法。下文所描述的是用于利用無線信道的時(shí)間/頻率選擇性的多載波(OFDM)DIDO系統(tǒng)中的鏈路調(diào)適的本發(fā)明的實(shí)施例。我們根據(jù)[9]中的按指數(shù)規(guī)律衰減的功率延遲概況(PDP)或Saleh-Valenzuela模型來仿真瑞雷衰落信道。為簡單起見，我們假定具有多路徑PDP的單一群集信道經(jīng)定義為Pn＝e-βn(21)其中n＝0,…,L-1為信道分接頭的索引，L為信道分接頭的數(shù)目且β＝1/σDS是為信道相干性帶寬的指示符、與信道延遲擴(kuò)展(σDS)成反比的PDP指數(shù)。β的低值產(chǎn)生頻率平坦信道，而β的高值產(chǎn)生頻率選擇性信道。(21)中的PDP經(jīng)正規(guī)化，使得所有L信道分接頭的總平均功率為一圖27描繪DIDO2×2系統(tǒng)的在延遲域或瞬時(shí)PDP(上部曲線)及頻域(下部曲線)上的低頻率選擇性信道(假定β＝1)的振幅。第一下標(biāo)指示客戶端，第二下標(biāo)指示發(fā)射天線。高頻率選擇性信道(其中β＝0.1)展示于圖28中。接下來，我們研究在頻率選擇性信道中DIDO預(yù)譯碼的性能。假定(1)中的信號(hào)模型滿足(2)中的條件，我們經(jīng)由BD計(jì)算DIDO預(yù)譯碼權(quán)重。我們通過(2)中的條件將(5)中的DIDO接收信號(hào)模型重新公式化為rk＝Heksk+nk。(23)其中Hek＝HkWk為用戶k的有效信道矩陣。對(duì)于每一客戶端一單一天線的DIDO2×2，有效信道矩陣減少到具有圖29中所示的頻率響應(yīng)并用于由圖28中的高頻率選擇性(例如，其中β＝0.1)表征的信道的一個(gè)值。圖29中的實(shí)線指代客戶端1，而具有點(diǎn)的線指代客戶端2?；趫D29中的信道質(zhì)量量度，我們定義視變化的信道條件而動(dòng)態(tài)地調(diào)整MCS的時(shí)間/頻率域鏈路調(diào)適(LA)方法。我們以評(píng)估AWGN及瑞雷衰落SISO信道中的不同MCS的性能開始。為簡單起見，我們假定無FEC譯碼，但以下LA方法可擴(kuò)展到包括FEC的系統(tǒng)。圖30展示不同QAM方案(即，4-QAM、16-QAM、64-QAM)的SER。在不失一般性的情況下，我們對(duì)于未譯碼的系統(tǒng)假定1％的目標(biāo)SER。用以在AWGN信道中滿足所述目標(biāo)SER的SNR閾值對(duì)于三個(gè)調(diào)制方案分別為8dB、15.5dB及22dB。在瑞雷衰落信道中，眾所周知上述調(diào)制方案的SER性能比AWGN差[13]且SNR閾值分別為：18.6dB、27.3dB及34.1dB。我們觀察到DIDO預(yù)譯碼將多用戶下行鏈路信道變換成平行SISO鏈路的集合。因此，在逐客戶端基礎(chǔ)上，用于SISO系統(tǒng)的與圖30中相同的SNR閾值適用于DIDO系統(tǒng)。此外，如果執(zhí)行瞬時(shí)LA，則使用AWGN信道中的閾值。用于DIDO系統(tǒng)的所提議LA方法的關(guān)鍵思想是當(dāng)信道經(jīng)歷時(shí)域或頻域中的深衰落(圖28中所描繪)時(shí)使用低MCS階數(shù)以提供鏈路穩(wěn)健性。相反，當(dāng)信道由大增益表征時(shí)，LA方法切換到較高M(jìn)CS階數(shù)以提高頻譜效率。與第7,636,381號(hào)美國專利相比，本申請(qǐng)案的一個(gè)貢獻(xiàn)是使用(23)中及圖29中的有效信道矩陣作為量度以允許實(shí)現(xiàn)調(diào)適。LA方法的總框架在圖31中加以描繪并經(jīng)定義如下：·CSI估計(jì)：在3171處，DIDOBTS計(jì)算來自所有用戶的CSI。用戶可裝備有單一個(gè)或一個(gè)以上接收天線?！IDO預(yù)譯碼：在3172處，BTS計(jì)算用于所有用戶的DIDO預(yù)譯碼權(quán)重。在一個(gè)實(shí)施例中，使用BD計(jì)算這些權(quán)重。預(yù)譯碼權(quán)重是逐頻調(diào)地計(jì)算。·鏈路質(zhì)量量度計(jì)算：在3173處，BTS計(jì)算頻域鏈路質(zhì)量量度。在OFDM系統(tǒng)中，根據(jù)CSI及用于每一頻調(diào)的DIDO預(yù)譯碼權(quán)重而計(jì)算量度。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，鏈路質(zhì)量量度為所有OFDM頻調(diào)上的平均SNR。我們將此方法定義為LA1(基于平均SNR性能)。在另一實(shí)施例中，鏈路質(zhì)量量度為(23)中的有效信道的頻率響應(yīng)。我們將此方法定義為LA2(基于逐頻調(diào)性能以利用頻率分集)。如果每一客戶端具有單一天線，則圖29中描繪頻域有效信道。如果客戶端具有多個(gè)接收天線，則鏈路質(zhì)量量度經(jīng)定義為用于每一頻調(diào)的有效信道矩陣的Frobenius范數(shù)?；蛘撸瑢?duì)于每一客戶端定義多個(gè)鏈路質(zhì)量量度作為(23)中的有效信道矩陣的奇異值?！の患虞d算法：在3174處，基于鏈路質(zhì)量量度，BTS確定用于不同客戶端及不同OFDM頻調(diào)的MCS。對(duì)于LA1方法，基于圖30中的瑞雷衰落信道的SNR閾值而將相同MCS用于所有客戶端及所有OFDM頻調(diào)。對(duì)于LA2，將不同MCS指派給不同OFDM頻調(diào)以利用信道頻率分集?！ゎA(yù)譯碼數(shù)據(jù)發(fā)射：在3175處，BTS使用從位加載算法導(dǎo)出的MCS將預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流從DIDO分布式天線發(fā)射到客戶端。將一個(gè)標(biāo)頭附接到預(yù)譯碼數(shù)據(jù)以將用于不同頻調(diào)的MCS傳達(dá)到客戶端。舉例來說，如果可以獲得八個(gè)MCS且OFDM符號(hào)是用N＝64個(gè)頻調(diào)定義，則需要log2(8)*N＝192個(gè)位來將當(dāng)前MCS傳達(dá)到每一客戶端。假定使用4-QAM(2位/符號(hào)頻譜效率)將那些位映射到符號(hào)中，僅需要192/2/N＝1.5個(gè)OFDM符號(hào)來映射MCS信息。在另一實(shí)施例中，多個(gè)副載波(或OFDM頻調(diào))被分群成子帶，且相同MCS被指派給相同子帶中的所有頻調(diào)以減少歸因于控制信息的開銷。此外，基于信道增益的時(shí)間變化(與相干時(shí)間成正比)調(diào)整MCS。在固定無線信道(由低多普勒效應(yīng)表征)中，每隔信道相干時(shí)間的一部分重新計(jì)算MCS，借此減少控制信息所需的開銷。圖32展示上文描述的LA方法的SER性能。為了比較，針對(duì)所使用的三個(gè)QAM方案中的每一者繪制瑞雷衰落信道中的SER性能。LA2方法調(diào)適MCS以適應(yīng)有效信道在頻域中的波動(dòng)，借此與LA1相比提供用于低SNR(即，SNR＝20dB)的頻譜效率的1.8bps/Hz增益及SNR(對(duì)于SNR>35dB)中的15dB增益。用于多載波系統(tǒng)中的DIDO預(yù)譯碼內(nèi)插的系統(tǒng)及方法DIDO系統(tǒng)的計(jì)算復(fù)雜度主要局限于中央處理器或BTS。計(jì)算上代價(jià)最大的運(yùn)算為根據(jù)所有客戶端的CSI計(jì)算所有客戶端的預(yù)譯碼權(quán)重。當(dāng)使用BD預(yù)譯碼時(shí)，BTS必須執(zhí)行與系統(tǒng)中的客戶端的數(shù)目一樣多的奇異值分解(SVD)運(yùn)算。減少復(fù)雜度的一種方式為經(jīng)由并行化處理，其中SVD是在用于每一客戶端的單獨(dú)處理器上計(jì)算。在多載波DIDO系統(tǒng)中，每一副載波經(jīng)歷平坦衰落信道且在每一副載波上針對(duì)每一客戶端執(zhí)行SVD。顯然，系統(tǒng)的復(fù)雜度隨副載波的數(shù)目而線性地增加。舉例來說，在具有1MHz信號(hào)帶寬的OFDM系統(tǒng)中，循環(huán)前綴(L0)必須具有至少八個(gè)信道分接頭(即，8微秒的持續(xù)時(shí)間)以避免在具有大延遲擴(kuò)展的室外城市巨型小區(qū)環(huán)境中的符號(hào)間干擾[3]。用以產(chǎn)生OFDM符號(hào)的快速傅立葉變換(FFT)的大小(NFFT)通常經(jīng)設(shè)定為L0的倍數(shù)以減少數(shù)據(jù)速率的損失。如果NFFT＝64，則系統(tǒng)的有效頻譜效率由因子NFFT/(NFFT+L0)＝89％限制。NFFT的較大值以DIDO預(yù)譯碼器處的較高計(jì)算復(fù)雜度為代價(jià)產(chǎn)生較高頻譜效率。減少DIDO預(yù)譯碼器處的計(jì)算復(fù)雜度的一種方式是在頻調(diào)的子集(我們稱為導(dǎo)頻頻調(diào))上執(zhí)行SVD運(yùn)算并經(jīng)由內(nèi)插導(dǎo)出用于剩余頻調(diào)的預(yù)譯碼權(quán)重。權(quán)重內(nèi)插為導(dǎo)致客戶端間干擾的一個(gè)誤差源。在一個(gè)實(shí)施例中，使用最佳權(quán)重內(nèi)插技術(shù)減少客戶端間干擾，從而在多載波系統(tǒng)中產(chǎn)生改良的錯(cuò)誤率性能及較低計(jì)算復(fù)雜度。在具有M個(gè)發(fā)射天線、U個(gè)客戶端及每客戶端N個(gè)接收天線的DIDO系統(tǒng)中，保證對(duì)其它客戶端u的零干擾的第k個(gè)客戶端的預(yù)譯碼權(quán)重(Wk)的條件是從(2)導(dǎo)出為HuWk＝0N×N；其中u≠k(24)其中Hu為對(duì)應(yīng)于系統(tǒng)中的其它DIDO客戶端的信道矩陣。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，權(quán)重內(nèi)插方法的目標(biāo)函數(shù)經(jīng)定義為其中θk為待針對(duì)用戶k最佳化的參數(shù)的集合，為權(quán)重內(nèi)插矩陣且||·||F表示矩陣的Frobenius范數(shù)。最佳化問題經(jīng)公式化為其中Θk為最佳化問題的可行集合且θk,opt為最佳解。(25)中的目標(biāo)函數(shù)經(jīng)定義用于一個(gè)OFDM頻調(diào)。在本發(fā)明的另一實(shí)施例中，目標(biāo)函數(shù)經(jīng)定義為待內(nèi)插的所有OFDM頻調(diào)的矩陣的(25)中的Frobenius范數(shù)的線性組合。在另一實(shí)施例中，將OFDM頻譜分成頻調(diào)的子集且最佳解由下式給出其中n為OFDM頻調(diào)索引且A為頻調(diào)的子集。(25)中的權(quán)重內(nèi)插矩陣Wk(θk)經(jīng)表示為參數(shù)θk的集合的函數(shù)。一旦根據(jù)(26)或(27)確定最佳化集合，便計(jì)算最佳權(quán)重矩陣。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，給定OFDM頻調(diào)n的權(quán)重內(nèi)插矩陣經(jīng)定義為導(dǎo)頻頻調(diào)的權(quán)重矩陣的線性組合。用于具有單一客戶端的波束成形系統(tǒng)的權(quán)重內(nèi)插函數(shù)的一個(gè)實(shí)例定義于[11]中。在DIDO多客戶端系統(tǒng)中，我們將權(quán)重內(nèi)插矩陣寫成其中0≤l≤(L0-1)，L0為導(dǎo)頻頻調(diào)的數(shù)目且cn＝(n-1)/N0，其中N0＝NFFT/L0。接著使(28)中的權(quán)重矩陣正規(guī)化，使得以保證從每一天線的單一功率發(fā)射。如果N＝1(每一客戶端單一接收天線)，則(28)中的矩陣變成關(guān)于其范數(shù)而正規(guī)化的向量。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，在OFDM頻調(diào)的范圍內(nèi)均勻地挑選導(dǎo)頻頻調(diào)。在另一實(shí)施例中，基于CSI自適應(yīng)地挑選導(dǎo)頻頻調(diào)以最小化內(nèi)插誤差。我們觀察到[11]中的系統(tǒng)及方法與本專利申請(qǐng)案中所提議的系統(tǒng)及方法的一個(gè)關(guān)鍵差異為目標(biāo)函數(shù)。具體來說，[11]中的系統(tǒng)假定多個(gè)發(fā)射天線及單一客戶端，因而相關(guān)方法經(jīng)設(shè)計(jì)以最大化預(yù)譯碼權(quán)重乘信道的積以最大化客戶端的接收SNR。然而，此方法在多客戶端情形中不起作用，因?yàn)槠錃w因于內(nèi)插誤差而產(chǎn)生客戶端間干擾。相反，我們的方法經(jīng)設(shè)計(jì)以最小化客戶端間干擾，借此對(duì)于所有客戶端改良錯(cuò)誤率性能。圖33展示對(duì)于其中NFFT＝64及L0＝8的DIDO2×2系統(tǒng)的作為OFDM頻調(diào)索引的函數(shù)的(28)中的矩陣的條目。信道PDP是根據(jù)(21)中的模型(其中β＝1)而產(chǎn)生，且所述信道由僅八個(gè)信道分接頭組成。我們觀察到L0必須經(jīng)挑選為大于信道分接頭的數(shù)目。圖33中的實(shí)線表示理想函數(shù)，而虛線為內(nèi)插函數(shù)。根據(jù)(28)中的定義，對(duì)于導(dǎo)頻頻調(diào)，內(nèi)插權(quán)重與理想權(quán)重匹配。在剩余頻調(diào)上計(jì)算的權(quán)重歸因于估計(jì)誤差而僅近似于理想狀況。實(shí)施權(quán)重內(nèi)插方法的一種方式為經(jīng)由對(duì)(26)中的可行集合Θk的竭盡式搜索。為了減少搜索的復(fù)雜度，我們將可行集合量化成均勻地在范圍[0，2π]內(nèi)的P值。圖34展示對(duì)于L0＝8、M＝Nt＝2個(gè)發(fā)射天線及P的可變數(shù)目的SER對(duì)SNR。當(dāng)量化等級(jí)的數(shù)目增加時(shí)，SER性能改良。我們觀察到由于歸因于減少的搜索數(shù)目的低得多的計(jì)算復(fù)雜度，P＝10的狀況接近P＝100的性能。圖35展示針對(duì)不同DIDO階數(shù)及L0＝16的內(nèi)插方法的SER性能。我們假定客戶端的數(shù)目與發(fā)射天線的數(shù)目相同且每一客戶端裝備有單一天線。當(dāng)客戶端的數(shù)目增加時(shí)，SER性能歸因于由權(quán)重內(nèi)插誤差產(chǎn)生的客戶端間干擾增加而降級(jí)。在本發(fā)明的另一實(shí)施例中，使用不同于(28)中的那些權(quán)重內(nèi)插函數(shù)的權(quán)重內(nèi)插函數(shù)。舉例來說，可使用線性預(yù)測(cè)自我回歸模型[12]基于對(duì)信道頻率相關(guān)性的估計(jì)而跨越不同OFDM頻調(diào)內(nèi)插權(quán)重。參考文獻(xiàn)[1]A·福文納(A.Forenza)及S.G·帕爾曼(S.G.Perlman)的“用于分布式天線無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForDistributedAntennaWirelessCommunications)”，2009年12月2日申請(qǐng)的名稱為“用于分布式天線無線通信的系統(tǒng)及方法(SystemandMethodForDistributedAntennaWirelessCommunications)”的第12/630,627號(hào)美國申請(qǐng)案[2]1997年8月，OET公告(OETBulletin)65(Ed.97-01)，F(xiàn)CC的“評(píng)估對(duì)FCC關(guān)于人類暴露于射頻電磁場(chǎng)的準(zhǔn)則的順應(yīng)(EvaluatingcompliancewithFCCguidelinesforhumanexposuretoradiofrequencyelectromagneticfields)”[3]2003年4月22日，SCMTextV6.0，3GPP的“空間信道模型AHG(來自3GPP&3GPP2的組合特用)(SpatialChannelModelAHG(Combinedad-hocfrom3GPP&3GPP2))”[4]3GPPTR25.912的“關(guān)于演進(jìn)型UTRA及UTRAN的可靠性研究(FeasibilityStudyforEvolvedUTRAandUTRAN)”，V9.0.0(2009年10月)[5]3GPPTR25.913的“關(guān)于演進(jìn)型UTRA(E-UTRA)及演進(jìn)型UTRAN(E-UTRAN)的要求(RequirementsforEvolvedUTRA(E-UTRA)andEvolvedUTRAN(E-UTRAN))”，V8.0.0(2009年1月)[6]1974年，W.C·捷克斯(W.C.Jakes)，“微波移動(dòng)通信(MicrowaveMobileCommunications)”，IEEE出版社[7]2003年7月，IEEE無線通信學(xué)報(bào)(IEEETrans.WirelessComm.)，第2卷，第773到786頁，K.K·王(K.K.Wong)等人的“多用戶MIMO天線系統(tǒng)的聯(lián)合信道對(duì)角化(AjointchanneldiagonalizationformultiuserMIMOantennasystems)”；[8]2002年6月，IEEE信息理論學(xué)報(bào)(IEEETrans.OnInform.Theory)，第48卷，第1277到1294頁，P·維斯凡那沙(P.Viswanath)等人的“使用轉(zhuǎn)儲(chǔ)天線的機(jī)會(huì)波束成形(Opportunisticbeamformingusingdumpantennas)”。[9]1987年2月，IEEE通信精選領(lǐng)域期刊(IEEEJour.Select.AreasinComm.)，第195卷SAC-5，第2期，第128頁到137頁，A.A.M·薩勒(A.A.M.Saleh)等人的“室內(nèi)多路徑傳播的統(tǒng)計(jì)模型(Astatisticalmodelforindoormultipathpropagation)”。[10]2003年，A·帕勒瑞杰(A.Paulraj)等人，“空間－時(shí)間無線通信簡介(IntroductiontoSpace-TimeWirelessCommunications)”，劍橋大學(xué)出版社，美國紐約20大街西40號(hào)(40West20thStreet,NewYork,NY,USA)。[11]2005年11月，IEEE信號(hào)處理學(xué)報(bào)(IEEETrans.onSignalProcessing)，第53卷，第11期，第4125頁到4135頁，J·崔(J.Choi)等人的“用于MIMO-OFDM的具有有限反饋的基于內(nèi)插的發(fā)射波束成形(InterpolationBasedTransmitBeamformingforMIMO-OFDMwithLimitedFeedback)”。[12]2004年11月7日到10日，IEEE阿西洛馬信號(hào)、系統(tǒng)與計(jì)算機(jī)會(huì)議論文集(Proc.oftheIEEEAsilomarConf.onSignals,Systems,andComputers)，第1卷，第723頁到736頁，美國加州太平洋叢林鎮(zhèn)(PacificGrove,CA,USA)，I·王(I.Wong)等人的“用于自適應(yīng)OFDM系統(tǒng)的遠(yuǎn)距離信道預(yù)測(cè)(LongRangeChannelPredictionforAdaptiveOFDMSystems)”。[13]1994年，J.G·帕諾奇斯(J.G.Proakis)的《通信系統(tǒng)工程學(xué)》(CommunicationSystemEngineering)，普倫蒂斯霍爾出版社(PrenticeHall)[14]1988年4月，IEEEASSP雜志(IEEEASSPMagazine)，B.D·凡文(B.D.VanVeen)等人的“波束成形：空間濾波的通用方法(Beamforming:aversatileapproachtospatialfiltering)”。[15]1988年11月，IEEE車輛技術(shù)學(xué)報(bào)(IEEETrans.OnVehic.Tech)，第37卷，第4期，第181頁到188頁，R.G·凡根(R.G.Vaughan)的“關(guān)于移動(dòng)設(shè)備上的最佳組合(Onoptimumcombiningatthemobile)”。[16]1995年2月，IEEE信號(hào)處理學(xué)報(bào)(IEEETrans.OnSign.Proc.)，第43卷，第2期，第506頁到515頁，F(xiàn)·錢(F.Qian)的“用于相關(guān)干擾消除的部分自適應(yīng)波束成形(Partiallyadaptivebeamformingforcorrelatedinterferencerejection)”[17]1996年7月，IEEE信號(hào)處理雜志(IEEESignalProc.Magazine)，第67頁到94頁，H·克銳姆(H.Krim)等人的“陣列信號(hào)處理研究二十年(Twodecadesofarraysignalprocessingresearch)”[19]1977年1月，第4,003,016號(hào)美國專利，W.R.瑞姆雷(W.R.Remley)的“數(shù)字波束成形系統(tǒng)(Digitalbeamformingsystem)”。[18]1988年9月，第4,771,289號(hào)美國專利，R.J·馬賽克(R.J.Masak)的“波束成形/零控自適應(yīng)陣列(Beamforming/null-steeringadaptivearray)”,[20]1997年2月，美國專利5,600,326，K.-B·余(K.-B.Yu)等人“用于零控主瓣及多個(gè)側(cè)瓣雷達(dá)干擾器同時(shí)保留單調(diào)脈沖無線電角度估計(jì)準(zhǔn)確性的自適應(yīng)數(shù)字波束成形架構(gòu)與算法(Adaptivedigitalbeamformingarchitectureandalgorithmfornullingmainlobeandmultiplesideloberadarjammerswhilepreservingmonopulseratioangleestimationaccuracy)”[21]2003年4月，IEEE車輛技術(shù)會(huì)議(IEEEVehic.Tech.Conf.)，第1卷，H·博世(H.Boche)等人的“用于多用戶波束成形的不同預(yù)譯碼/解碼策略的分析(Analysisofdifferentprecoding/decodingstrategiesformultiuserbeamforming)”[22]M·舒波特(M.Schubert)等人的“聯(lián)合“臟紙”預(yù)譯碼及下行鏈路波束成形(Joint'dirtypaper'pre-codinganddownlinkbeamforming)”，2002年12月，第2卷，第536頁到540頁[23]H·博世(H.Boche)等人的“上行鏈路及下行鏈路波束成形的一般二元性理論(Ageneraldualitytheoryforuplinkanddownlinkbeamformingc)”，2002年12月，第1卷，第87頁到91頁[24]2003年7月，IEEE無線通信學(xué)報(bào)(IEEETrans.WirelessComm.)，第2卷，第773頁到786頁，K.-K·王(K.-K.Wong)，R.D·莫奇(R.D.Murch)及K.B·勒泰福(K.B.Letaief)的“用于多用戶MIMO天線系統(tǒng)的聯(lián)合信道對(duì)角化(Ajoint-channeldiagonalizationformultiuserMIMOantennasystems)”；[25]2004年2月，IEEE信號(hào)處理學(xué)報(bào)(IEEETrans.Sig.Proc.)，第52卷，第461頁到471頁，Q.H·斯賓賽(Q.H.Spencer)，A.L·斯文德赫斯特(A.L.Swindlehurst)及M·哈德(M.Haardt)的“用于多用戶MIMO信道中的下行鏈路空間多路復(fù)用的逼零方法(Zero-forcingmethodsfordownlinkspatialmultiplexinginmultiuserMIMOchannels)”。II.本申請(qǐng)案的揭示內(nèi)容下文描述使用協(xié)作地操作以建立到給定用戶的無線鏈路同時(shí)抑制對(duì)其他用戶的干擾的多個(gè)分布式發(fā)射天線的無線射頻(RF)通信系統(tǒng)及方法。經(jīng)由用戶群集而允許實(shí)現(xiàn)跨越不同發(fā)射天線的協(xié)調(diào)。用戶群集為其信號(hào)可由給定用戶可靠地檢測(cè)(即，所接收信號(hào)強(qiáng)度在噪聲或干擾電平之上)的發(fā)射天線的子集。系統(tǒng)中的每一用戶定義其自身的用戶群集(user-cluter)。由同一用戶群集中的發(fā)射天線發(fā)送的波形相干地組合以在目標(biāo)用戶的位置處建立RF能量，并在可由那些天線達(dá)到的任何其他用戶的位置處建立零RF干擾點(diǎn)?？紤]在一個(gè)用戶群集內(nèi)具有M個(gè)發(fā)射天線及具有可由那M個(gè)天線達(dá)到的K個(gè)用戶的系統(tǒng)，其中K≤M。我們假定發(fā)射器知曉M個(gè)發(fā)射天線與K個(gè)用戶之間的CSI(H∈CK×M)。為簡單起見，假定每一用戶裝備有單一天線，但相同方法可擴(kuò)展到每一用戶多個(gè)接收天線。考慮通過將從M個(gè)發(fā)射天線到K個(gè)用戶的信道向量(hk∈C1×M)組合而獲得的如下信道矩陣H計(jì)算建立到用戶k的RF能量及到所有其他K-1個(gè)用戶的零RF能量的預(yù)譯碼權(quán)重(wk∈CM×1)以滿足以下條件其中為通過移除矩陣H的第k行而獲得的用戶k的有效信道矩陣，且0K×1為具有全零條目的向量。在一個(gè)實(shí)施例中，無線系統(tǒng)為DIDO系統(tǒng)且使用用戶群集以建立到目標(biāo)用戶的無線通信鏈路，同時(shí)預(yù)先消除對(duì)可由位于用戶群集內(nèi)的天線達(dá)到的任何其他用戶的干擾。在第12/630,627號(hào)美國申請(qǐng)案中，描述一種DIDO系統(tǒng)，其包括：·DIDO客戶端：裝備有一個(gè)或一個(gè)以上天線的用戶終端；·DIDO分布式天線：收發(fā)站，其協(xié)作地操作以將預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)流發(fā)射到多個(gè)用戶，借此抑制用戶間干擾；·DIDO基地收發(fā)站(BTS)：集中式處理器，其產(chǎn)生到DIDO分布式天線的預(yù)譯碼的波形；·DIDO基站網(wǎng)絡(luò)(BSN)：有線回程，其將BTS連接到DIDO分布式天線或其它BTS。DIDO分布式天線視其相對(duì)于BTS或DIDO客戶端的位置的空間分布而被分群成不同子集。我們定義三種類型的群集，如圖36中所描繪：·超級(jí)群集3640：為連接到一個(gè)或多個(gè)BTS的DIDO分布式天線的集合，使得所有BTS與相應(yīng)用戶之間的往返等待時(shí)間在DIDO預(yù)譯碼回路的約束條件內(nèi)；·DIDO群集3641：為連接到同一BTS的DIDO分布式天線的集合。當(dāng)超級(jí)群集僅含有一個(gè)BTS時(shí)，其定義與DIDO群集一致；·用戶群集3642：為協(xié)作地將預(yù)譯碼的數(shù)據(jù)發(fā)射到給定用戶的DIDO分布式天線的集合。舉例來說，BTS為經(jīng)由BSN連接到其它BTS及DIDO分布式天線的本地集線器。BSN可包含各種網(wǎng)絡(luò)技術(shù)，包括(但不限于)數(shù)字用戶線(DSL)、ADSL、VDSL[6]、電纜調(diào)制解調(diào)器、光纖環(huán)、T1線、光纖同軸混合(HFC)網(wǎng)絡(luò)及/或固定無線(例如，WiFi)。同一超級(jí)群集內(nèi)的所有BTS經(jīng)由BSN共享關(guān)于DIDO預(yù)譯碼的信息，使得往返等待時(shí)間在DIDO預(yù)譯碼回路內(nèi)。在圖37中，分別地，點(diǎn)表示DIDO分布式天線，十字為用戶且虛線指示用戶U1及U8的用戶群集。下文中描述的方法經(jīng)設(shè)計(jì)以建立到目標(biāo)用戶U1的通信鏈路，同時(shí)建立對(duì)于用戶群集內(nèi)部或外部的任何其它用戶(U2到U8)的零RF能量點(diǎn)。我們提議[5]中的類似方法，其中建立了零RF能量點(diǎn)以移除DIDO群集之間的重疊區(qū)域中的干擾。需要額外天線將信號(hào)發(fā)射到DIDO群集內(nèi)的客戶端同時(shí)抑制群集間干擾。本申請(qǐng)案中所提議的方法的一個(gè)實(shí)施例不試圖移除DIDO群集間干擾；而是其假定群集綁定到客戶端(即，用戶-群集)并保證不對(duì)在所述鄰域中的任何其它客戶端產(chǎn)生干擾(或干擾可忽略)。與所提議方法相關(guān)聯(lián)的一個(gè)思想是距用戶-群集足夠遠(yuǎn)的用戶歸因于大的路徑損失而不受來自發(fā)射天線的輻射影響。靠近或在用戶-群集內(nèi)的用戶歸因于預(yù)譯碼而接收無干擾信號(hào)。此外，可添加額外發(fā)射天線到用戶-群集(如圖37中所示)，使得滿足條件K≤M。使用用戶群集的方法的一個(gè)實(shí)施例由以下步驟組成：a.鏈路質(zhì)量測(cè)量：將每一DIDO分布式天線與每一用戶之間的鏈路質(zhì)量報(bào)告給BTS。鏈路質(zhì)量量度由信噪比(SNR)或信號(hào)對(duì)干擾加噪聲比(SINR)組成。在一個(gè)實(shí)施例中，DIDO分布式天線發(fā)射訓(xùn)練信號(hào)且用戶基于所述訓(xùn)練來估計(jì)所接收信號(hào)質(zhì)量。訓(xùn)練信號(hào)經(jīng)設(shè)計(jì)以在時(shí)域、頻域或碼域中正交，使得用戶可區(qū)別不同發(fā)射器?；蛘撸珼IDO天線以一個(gè)特定頻率(即，信標(biāo)信道)發(fā)射窄帶信號(hào)(即，單一頻調(diào))，且用戶基于所述信標(biāo)信號(hào)估計(jì)鏈路質(zhì)量。一個(gè)閾值經(jīng)定義為用以成功地解調(diào)數(shù)據(jù)的在噪聲電平之上的最小信號(hào)振幅(或功率)，如圖38a中所示。在此閾值之下的任一鏈路質(zhì)量量度值均被假定為零。在有限數(shù)目的位上量化鏈路質(zhì)量量度，且將其反饋到發(fā)射器。在不同實(shí)施例中，訓(xùn)練信號(hào)或信標(biāo)是從用戶發(fā)送且鏈路質(zhì)量是在DIDO發(fā)射天線處被估計(jì)(如圖38b中)，假定上行鏈路(UL)路徑損失與下行鏈路(DL)路徑損失之間的互易性。注意，當(dāng)UL及DL頻帶相對(duì)接近時(shí)，路徑損失互易性為時(shí)分雙工(TDD)系統(tǒng)(具有在同一頻率下的UL及DL信道)及頻分雙工(FDD)系統(tǒng)中的現(xiàn)實(shí)假定。如圖37中所描繪，經(jīng)由BSN跨越不同BTS共享關(guān)于鏈路質(zhì)量量度的信息，使得所有BTS知曉跨越不同DIDO群集的每一天線/用戶對(duì)之間的鏈路質(zhì)量。b.用戶-群集的定義：DIDO群集中的所有無線鏈路的鏈路質(zhì)量量度為經(jīng)由BSN跨越所有BTS共享的鏈路質(zhì)量矩陣的條目。圖37中的情形的鏈路質(zhì)量矩陣的一個(gè)實(shí)例描繪于圖39中。使用鏈路質(zhì)量矩陣定義用戶群集。舉例來說，圖39展示用于用戶U8的用戶群集的選擇。首先識(shí)別到用戶U8的具有非零鏈路質(zhì)量量度的發(fā)射器的子集(即，活動(dòng)發(fā)射器)。這些發(fā)射器填充用于用戶U8的用戶-群集。接著選擇含有從所述用戶-群集內(nèi)的發(fā)射器到其他用戶的非零條目的子矩陣。注意因?yàn)殒溌焚|(zhì)量量度僅用以選擇用戶群集，所以其可僅通過兩個(gè)位來量化(即，以識(shí)別在圖38中的閾值之上或之下的狀態(tài))，借此減少反饋開銷。在圖40中描繪用于用戶U1的另一實(shí)例。在此狀況下，活動(dòng)發(fā)射器的數(shù)目低于子矩陣中的用戶的數(shù)目，因而違反了條件K≤M。因此，將一個(gè)或一個(gè)以上列添加到子矩陣以滿足所述條件。如果發(fā)射器的數(shù)目超過用戶的數(shù)目，則可將額外天線用于分集方案(即，天線或本征模式選擇)。在圖41中展示用于用戶U4的又一實(shí)例。我們觀察到所述子矩陣可作為兩個(gè)子矩陣的組合來獲得。c.到BTS的CSI報(bào)告：一旦選擇了用戶群集，就使從用戶-群集內(nèi)的所有發(fā)射器到由那些發(fā)射器達(dá)到的每一用戶的CSI可用于所有BTS。經(jīng)由BSN跨越所有BTS共享CSI信息。在TDD系統(tǒng)中，可利用UL/DL信道互易性以從UL信道上的訓(xùn)練導(dǎo)出CSI。在FDD系統(tǒng)中，需要從所有用戶到BTS的反饋信道。為了減少反饋量，僅反饋對(duì)應(yīng)于鏈路質(zhì)量矩陣的非零條目的CSI。d.DIDO預(yù)譯碼：最終，將DIDO預(yù)譯碼應(yīng)用于對(duì)應(yīng)于不同用戶群集的每一CSI子矩陣(例如，如相關(guān)美國專利申請(qǐng)案中所描述)。在一個(gè)實(shí)施例中，計(jì)算有效信道矩陣的奇異值分解(SVD)且將用于用戶k的預(yù)譯碼權(quán)重wk定義為對(duì)應(yīng)于的零子空間的右奇異向量。或者，如果M>K且SVD將有效信道矩陣分解為則用于用戶k的DIDO預(yù)譯碼權(quán)重由下式給出wk＝Uo(UoH·hkT)其中Uo是列為的零子空間的奇異向量的矩陣。根據(jù)基本線性代數(shù)考慮，我們觀察到矩陣的零子空間中的右奇異向量等于對(duì)應(yīng)于零本征值的C的本征向量其中根據(jù)SVD而將有效信道矩陣分解為接著，計(jì)算的SVD的一種替代方法為計(jì)算C的本征值分解。存在計(jì)算本征值分解的若干方法，例如冪方法。因?yàn)槲覀儍H對(duì)對(duì)應(yīng)于C的零子空間的本征向量感興趣，所以我們使用由迭代描述的逆冪法其中首先迭代的向量(ui)為隨機(jī)向量?？紤]到零子空間的本征值(λ)已知(即，零)，所述逆冪法僅要求一次迭代以收斂，從而減少了計(jì)算復(fù)雜度。于是，我們將預(yù)譯碼權(quán)重向量寫為w＝C-1u1其中u1為具有等于1的實(shí)條目的向量(即，預(yù)譯碼權(quán)重向量為C-1的列的總和)。DIDO預(yù)譯碼計(jì)算要求一次矩陣反轉(zhuǎn)。存在若干數(shù)值解決方案來減少矩陣反轉(zhuǎn)的復(fù)雜度，例如施特拉森(Strassen)的算法[1]或庫伯史密斯－文格拉德(Coppersmith-Winograd)的算法[2,3]。因?yàn)镃在定義上為厄米特(Hermitian)矩陣，所以替代解決方案為將C分解成其實(shí)部及虛部，且根據(jù)[4，章節(jié)11.4]中的方法計(jì)算實(shí)矩陣的矩陣反轉(zhuǎn)。所提議方法及系統(tǒng)的另一特征為其可重配置性。當(dāng)如圖42所示客戶端跨越不同DIDO群集移動(dòng)時(shí)，用戶-群集跟隨其移動(dòng)。換言之，當(dāng)客戶端改變其位置時(shí)，發(fā)射天線的子集不斷地更新且有效信道矩陣(及對(duì)應(yīng)預(yù)譯碼權(quán)重)被重新計(jì)算。本文中所提議的方法在圖36中的超級(jí)群集內(nèi)起作用，因?yàn)榻?jīng)由BSN的BTS之間的鏈路必須為低等待時(shí)間的。為了抑制不同超級(jí)群集的重疊區(qū)域中的干擾，可使用[5]中的我們的方法，其使用額外天線在DIDO群集之間的干擾區(qū)域中建立零RF能量點(diǎn)。應(yīng)注意術(shù)語“用戶”及“客戶端”在本文中可互換地使用。參考文獻(xiàn)[1]2005年11月，SIAM新聞(SIAMNews)，第38卷，第9期，S·羅賓遜(S.Robinson)的“用于矩陣乘法的最優(yōu)算法(TowardanOptimalAlgorithmforMatrixMultiplication)”[2]1990年，J.Symb.Comp.，第9卷，第251頁到280頁，D.Coppersmith及S.Winograd的“經(jīng)由算術(shù)級(jí)數(shù)的矩陣乘法(MatrixMultiplicationviaArithmeticProgression)”[3]H·科恩(H.Cohn)，R·科林博格(R.Kleinberg)，B·斯杰迪(B.Szegedy)，C·尤門斯(C.Umans)的“矩陣乘法的群組理論算法(Group-theoreticAlgorithmsforMatrixMultiplication)”，2005年11月，第379頁到388頁[4]1992年，劍橋大學(xué)出版社，W.H.出版社，S.A·特克斯基(S.A.Teukolsky)，W.T·維特令(W.T.Vetterling)，B.P·福朗瑞(B.P.Flannery)的“C語言的數(shù)字方法：科學(xué)計(jì)算技術(shù)(NUMERICALRECIPESINC:THEARTOFSCIENTIFICCOMPUTING)”[5]2010年6月16日申請(qǐng)的第12/802,988號(hào)專利申請(qǐng)案，A·福文納(A.Forenza)及S.G·帕爾曼(S.G.Perlman)的“分布式多輸入多輸出(DIDO)通信系統(tǒng)中的干擾管理、越區(qū)切換、功率控制及鏈路調(diào)適(INTERFERENCEMANAGEMENT,HANDOFF,POWERCONTROLANDLINKADAPTATIONINDISTRIBUTED-INPUTDISTRIBUTED-OUTPUT(DIDO)COMMUNICATIONSYSTEMS)”[6]2006年，愛立信評(píng)論(EricssonReview)，第1期，帕－愛瑞克·愛立信(Per-ErikEriksson)及布喬·奧登哈莫爾(Odenhammar)的“VDSL2：下一種重要的寬帶技術(shù)(VDSL2:Nextimportantbroadbandtechnology)”本發(fā)明的實(shí)施例可包括如上文闡述的各種步驟。所述步驟可體現(xiàn)于使通用或?qū)Ｓ锰幚砥鲌?zhí)行特定步驟的機(jī)器可執(zhí)行指令中。舉例來說，上文描述的基站/AP及客戶端裝置中的各種組件可實(shí)施為在通用或?qū)Ｓ锰幚砥魃蠄?zhí)行的軟件。為了避免使本發(fā)明的有關(guān)方面模糊不清，圖中已省去例如計(jì)算機(jī)存儲(chǔ)器、硬盤驅(qū)動(dòng)器、輸入裝置等的各種眾所周知的個(gè)人計(jì)算機(jī)組件。或者，在一個(gè)實(shí)施例中，本文中說明的各種功能模塊及相關(guān)聯(lián)步驟可由含有用于執(zhí)行所述步驟的硬連線邏輯的特定硬件組件(例如，專用集成電路(“ASIC”))或由編程計(jì)算機(jī)組件與定制硬件組件的任一組合來執(zhí)行。在一個(gè)實(shí)施例中，例如上文描述的譯碼、調(diào)制及信號(hào)處理邏輯903的特定模塊可實(shí)施于可編程數(shù)字信號(hào)處理器(“DSP”)(或DSP的群組)(例如，使用德州儀器的TMS320x架構(gòu)(例如，TMS320C6000、TMS320C5000，...等)的DSP)上。此實(shí)施例中的DSP可嵌入于個(gè)人計(jì)算機(jī)的附加卡(例如，PCI卡)內(nèi)。當(dāng)然，在仍遵守本發(fā)明的基本原理的同時(shí)，可使用各種不同DSP架構(gòu)。本發(fā)明的元件也可經(jīng)提供為用于存儲(chǔ)機(jī)器可執(zhí)行指令的機(jī)器可讀媒體。機(jī)器可讀媒體可包括(但不限于)閃存、光盤、CD-ROM、DVDROM、RAM、EPROM、EEPROM、磁性或光學(xué)卡、傳播媒體或適于存儲(chǔ)電子指令的其它類型的機(jī)器可讀媒體。舉例來說，本發(fā)明可作為可通過體現(xiàn)于載波或其它傳播媒體中的數(shù)據(jù)信號(hào)經(jīng)由通信鏈路(例如，調(diào)制解調(diào)器或網(wǎng)絡(luò)連接)從遠(yuǎn)程計(jì)算機(jī)(例如，服務(wù)器)傳送到請(qǐng)求計(jì)算機(jī)(例如，客戶端)的計(jì)算機(jī)程序而下載。貫穿前述描述，為解釋的目的，闡述了眾多特定細(xì)節(jié)以便提供對(duì)本發(fā)明的系統(tǒng)及方法的透徹理解。然而，所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員將顯而易見可在沒有這些特定細(xì)節(jié)中的一些的情況下實(shí)踐所述系統(tǒng)及方法。因此，應(yīng)依據(jù)所附權(quán)利要求書來判斷本發(fā)明的范疇及精神。此外，貫穿前述描述，引用了眾多公開案以提供對(duì)本發(fā)明的更透徹理解。所有這些引用的參考文獻(xiàn)均以引用的方式并入本申請(qǐng)案中。