專利名稱：光頻分多路復用傳輸系統(tǒng)中的同步方法
技術領域：
本發(fā)明涉及使用光正交頻分多路復用(OOFDM)收發(fā)器的信號傳輸領域以及改進接收處理的同步方法。
背景技術：
如例如Jolley 等人(N. E. Jolley，H. Keej R. Richard, J. Tang, K. Cordinaj 在 theNational Fibre Optical Fibre Engineers Conf.提出，阿納海姆市(Annaheim)，CA，2005年3月11日，Paper 0FP3)所公開，使用光正交頻分多路復用(OFDM)調制技術來降低多模光纖(MMF)傳輸鏈路中的光模色散是眾所周知的。它提供了強抗色散損害、有效利用信道頻譜特性、因充分利用成熟數字信號處理(DSP)而成本劃算、在頻域和時域中動態(tài)提供混合帶寬分配以及使光網復雜性顯著降低的優(yōu)點。
它也可以有利地用于像例如Lowery等人(A. J. Lowery, L. Duj J. Armstrong,在the National Fibre Optical Fibre Engineers Conf.提出，阿納海姆市，CA，2006 年3 月 5 日，paper PDP39)或 Djordjevic 和 Vasic (I. B. Djordjevic 和 B. Vasic，在 Opt.express, 14，η~9. 37673775, 2006)所描述那樣的基于單模光纖(SMF)長途傳輸系統(tǒng)中的色散補償和頻譜效率。已經針對包括像例如Masuda 等人(H. Masuda，Ε. Yamazaki，A. Sano，Τ.YoshimatsujT. KobayashijΕ. Yoshidaj Y. Miyamoto,S. Matsuokaj Y. Takatorij Μ.Mizoguchij K. Okadaj K. Hagimotoj Τ. Yamadaj 和 S. Kameij " 13. 5-Tb/s (135x111-Gb/s/ch)no-guard-interval coherent OFDM transmission over 6248kmusing SNR maximizedsecond-order DRA in the extended L-band， " Optical FibreCommunication/NationalFibre Optic Engineers Conference(OFC/NFOEC)， (OSA，2009)，Paper PDPB5)或 Schmidt等人(B.J.C Schmidt, Z. Zanj L. B. Duj 和 A. J. Lowery，" IOOGbit/s transmission usingsingle-band direct-detectionoptical OFDM, " Optical Fibre Communication/National Fibre Optic EngineersConference(OFC/NFOEC), (OSA,2009), Paper PDPC3)所描述那樣的長距離系統(tǒng)、或像例如Duong等人(T. Duongj N. Genay，P. Chanclouj B.Charoonnierj A. Pizzinatj 和 R. Brenot，" Experimental demonstration of lOGbit/sfor upstreamtransmission by remote modulation of I GHz RSOA using AdaptivelyModulatedOptical OFDM for WDM-PON singleber architecture, " EuropeanConferenceon Optical Communication (ECOC)，(Brussels,Belgium,2008)，PDpaperTh. 3. F. I)或 Chow 等人(C. _W. Chow, C. _H. Yehj C. _H. Wang, F. -Y· Shihj C. -L Pan和S.Chi，" WDM extended reach passive optical networks usingOFDM-QAM, " OpticsExpress, 16，12096-12101，2008年7月)所描述那樣的城域網、或像例如Qian等人(D. Qianj N. Cvijeticj J. Huj 和 T. Wang， " 108Gb/sOFDMA-PON with polarizationmultiplexing and direct-detection， " Optical FibreCommunication/National FibreOptic Engineers Conference(OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPD5)或 Yang 等人(H. Yang, S. C. J. Lee, E. Tangdiongga, F. Breyer, S. Randel,和 A. M. J. Koonen, " 40-Gb/s transmission over lOOmgraded—index plastic optical fibre based on discretemultitone modulation, " OpticalFibre Communication/National Fibre OpticEngineers Conference (OFC/NFOEC), (OSA, 2009), Paper PDPD8)所描述那樣的局域網的所有光網情形研究和報告了 OOFDM的傳輸性能。所有現(xiàn)有技術的現(xiàn)有系統(tǒng)都基于使用離線信號處理生成的波形傳輸源自任意波形發(fā)生器(AWG)的00FDM信號。在接收器上，通過數字存儲示波器(DSO)捕獲發(fā)送的00FDM信號，并離線處理捕獲的00FDM碼元，以便恢復接收的數據。這樣的離線信號處理途徑未考慮保證實時發(fā)送所需的實際DSP硬件的精確度和速度施加的限制。 描述在例如W098/19410或EP-A-840485或US-A-5953311中的其它工作公開了確定在編碼正交頻分多路復用(OFDM)信號中接收的數據碼元的保護間隔的邊界的方法。在那種方法中，將通過數據碼元的有效間隔的間隔分開的時間信號成對相關聯(lián)，并獲取差信號。比較差信號的第一和第二比較塊的色散，其中第二比較塊相對于第一比較塊替代(displace) η 個樣本。US-A-6359938和US2003/0142764公開了通過OFDM發(fā)送的多載波信號的數字接收器的單芯片實現(xiàn)。它包括與定位與信號的有效巾貞(active frame)—起發(fā)送的保護間隔的邊界的重采樣電路耦合的改進FFT窗ロ同步電路。在US2004/0208269中，通過分開考慮振幅差和相位差兩者實現(xiàn)接收器中的同步，由此提供處理保護時段(period)樣本的時段和不處理保護時段樣本的時段之間的清晰區(qū)分。在US-A-5555833中，以碼元塊格式化信號，其中每個塊包含冗余信息(redundantinformation)。還包括延遲碼元塊和從相應碼元塊中減去所述延遲碼元塊的方法。然后將差信號用于控制包含以時鐘頻率工作的本地振蕩器的環(huán)路(loop )。EP-A-1296493公開了包含如下的同步裝置a)計算在時間Tl期間施加的輸入復信號(complex signal)的幅度的信號幅度計算器；b)將從計算器接收的信號延遲的第一延遲單元；c)從輸入復信號中減去延遲信號b)的第一相加單兀；d)應用于c)的差值以提供絕對值信號的絕對值計算器；e)將絕對值信號d)延遲的第二延遲單元；f)從絕對值信號d)中減去延遲信號e)的第二相加單元；g)計算在時間T2期間接收的信號的和值的移動窗求和単元；h)比較時間Tl期間累計単元的數值和搜索預定點的搜索單元；以及i)使用捜索位置h)的保護間隔除去単元。在GB-A-2353680中，通過如下步驟實現(xiàn)同步使用通過導出OFDM碼元的相繼復樣本的絕對值生成的幀同步脈沖；確定這些值與通過代表OFDM碼元的有用部分的時段分開的其它值之間的差值；遍及多個碼元地積分該差值；以及確定所述積分差值發(fā)生顯著變化的點的樣本位置。US2005/0276340通過如下步驟在多載波系統(tǒng)的接收器中檢測碼元邊界定時
-在基于有線的信道上接收一系列接收訓練信號；-將這些系列的至少3個存儲到緩沖器中；-確定存儲在緩沖器中的一對相繼接收訓練信號的差值；-選擇差值之ー；以及-根據所選差值確定接收碼元邊界定吋。這些已知系統(tǒng)通過引入提供像如下那樣的優(yōu)點的已知為自適應調制光OFDM(AM00FDM)的信號調制技術被改進-靈活性、健壯性和最佳傳輸性能；
-有效利用傳輸鏈路的頻譜特性；可以在頻域中按照需要修改碼元內的各個子載波；-使用現(xiàn)有多模光纖；以及-低的安裝和維護成本。例如，Tang等人(J. Tang, PM Lane 和 K. A. Shore 在 IEEE Photon. Technol.Lett, 18，nal, 205-207，2006 以及在 J. Lightw. Technol.，24，Ili21, 429-441，2006)或 Tang和 Shore (J. Tang 和 K. A. Shore,在 J. Lightw. Technol.，24，n"6, 2318-2327，2006)都對這些作了描述和討論。Tang 和 ShoreC J. Tang 和 K. A. Shore,在 J. Lightw. Technol. , 25, ns3,787-798，2007)還描述了像如下那樣的其它方面-與模數轉換(ADC)有關的信號量化和限幅影響的作用和最佳ADC參數的確定；以及-傳輸性能的最大化。為了實現(xiàn)實時00FDM收發(fā)器，需要開發(fā)具有足夠復雜性的先進高速信號處理算法。

發(fā)明內容
本發(fā)明的ー個目的是校正傳輸鏈路的時延(time delay)所致的碼元定時偏移。本發(fā)明還有ー個目的是校正由發(fā)送器與接收器之間的時鐘失配所致，或由光纖和/或激光器影響引起的接收信號的時域擴張所致的采樣時鐘偏移。本發(fā)明的另ー個目的是改進傳輸鏈路狀況變化的容限。本發(fā)明的又ー個目的是提高處理速度。本發(fā)明還有ー個目的是改進噪聲容限。依照本發(fā)明，如獨立權利要求中所定義地實現(xiàn)上述目的。在從屬權利要求中定義了優(yōu)選實施例。


圖I代表用在收發(fā)器的接收端上的同步系統(tǒng)的圖；圖2代表將理論方形分布與傳輸系統(tǒng)的脈沖響應卷積得出的同步分布；圖3代表加高斯窗(Gaussian windowing)和未加高斯窗的相減運算的比較；圖4代表加高斯窗和未加高斯窗的相乘運算的比較；圖5代表使用相減和相乘運算建立同步分布的重心位置所需的樣本數量的比較；
圖6代表加高斯窗之前的歸ー化同步分布；圖7代表加高斯窗之后的歸ー化同步分布；圖8代表對于系數α的不同值作為以秒表達的時間函數的-16dBm的接收光功率的動態(tài)重心(COG)演進；圖9代表分別對于DQPSK、32-QAM和128-QAM編碼OOFDM信號作為相對碼元定時偏移(STO)的函數的誤碼率(BER)性能；以及圖10代表分別對于DQPSK、32-QAM和128-QAM編碼OOFDM信號作為以dBm表達的接收光功率的函數的BER。
具體實施方式

本發(fā)明公開了如圖I所代表的OOFDM收發(fā)器的接收部分中的碼元同步方法，其包含如下步驟a)從串行到并行地將輸入實值樣本(real valued sample)轉換成兩個OFDM碼元組，其中ー個組包含碼元的原始拷貝(original copy),以及另ー組包含碼元的時延拷貝(time-delayea copy)；b)進行碼元原始拷貝在位置X上的樣本與時延拷貝在位置x+N-L上的樣本之間的第一相減運算，其中N是樣本總數以及L是循環(huán)前綴的長度；c)將相減的絕對值存儲在同步寄存器的位置X中；d)進行碼元原始拷貝在位置x+1上的樣本與其時延拷貝副本(counterpart)在位置x+1+N-L上的樣本之間的下一相減運算；e)將相減的絕對值存儲在同步寄存器的位置x+1中；f)重復相減運算直到X=N并將隨后的樣本選為X=I ；g)當同步寄存器已滿時，為隨后一輪相減重新分配同步寄存器的每個槽(slot)，其中通過使用方程y (η) = α ·χ(η) + (1-α) · y (η_1)，利用以前存儲的值對每個新值求平均將隨機噪聲和碼元間干擾最小化，其中α是控制計算值的增長(growth)的系數，y(n-l)是以前存儲在同步寄存器中的同步矢量，以及x(n)是新同步矢量；h)在N個碼元的許多塊上重復運算，以生成潔凈同步分布lcleansynchronisation profile;；i)反轉(invert)同步分布以生成ー個窗ロ；j)計算窗ロ的重心，以便確定同步信號位置；k)將步驟j)的窗ロ與其中心定位在同步信號的位置上的高斯窗卷積；I)激活壓控振蕩器(VCO)以便激活接收器的輸入端上的采樣時鐘；m)校正時鐘偏移。壓控振蕩器是通過電壓輸入控制在振蕩頻率上的電子振蕩器將它用作時鐘發(fā)生器。它提供定時信號以便使數字電路中的操作同歩。壓控晶體振蕩器VCXO時鐘發(fā)生器的設計參數是電壓調整范圍、中心頻率、頻率調整范圍和輸出信號的定時抖動。必須將抖動最低化。VCXO的調整范圍典型是與典型O到3伏的控制電壓范圍相對應的幾ppm (百萬分的一部分)?？捎迷谠擃I域中的任何發(fā)送器都可以與本發(fā)明的接收器一起使用。
在按照本發(fā)明的優(yōu)選實施例中，發(fā)送器通過將逆快速傅立葉變換的實部和虛部兩者用于傳達與兩個信號有關的信息，使光正交頻分多路復用(OOFDM)收發(fā)器的傳輸容量加倍。在大多數優(yōu)選實施例中，進ー步將半導體放大器用于生成光波形。這種最優(yōu)選容量加倍發(fā)送器詳細公開在與本申請相同日期提交的兩個待審申請中。它包含如下步驟 a)利用不同信號調制格式將輸入ニ進制數據序列編碼成串行復數；b)將串并轉換器應用于編碼復數據；c)生成2N并行數據的兩個單獨集合{A}和{B}的和集(sum)，其中對于范圍從I到2N-1的n，{A}和{B}滿足A2N_n=A\和B2N_n=B\的關系，A*和B*分別是A和B的復共軛，以及其中{A}和{B}也滿足 Im {A。} = Im {AJ = Im {B。} = ImlBj = O ；d)使用基于現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)變換邏輯函數算法將時域到頻域變換的逆變換應用于子載波的2個集合的和集，以便生成并行復OFDM碼元，其中第k碼元可以表達成SkA+B(t) = Σ n = 0 to 2N-AexP(i2 π ηΔ ft) + Σ η = 0 t0 2N_1Bkexp(i2 Ji η Δ ft)= lk—A(t)+iQk—B(t)其中Δ f是相鄰子載波之間的頻率間隔，以及I和Q分別代表同相成分和正交成分；e)將前綴插在步驟d)的每個碼元的前面，所述前綴是碼元的結束部分的拷貝；f )將這些碼元串行化，以便產生長數字序列；g)應用兩個數模轉換器以將數字序列的實部和虛部轉換成模擬波形；h)通過半導體放大器系統(tǒng)以生成光波形；i )可選地通過光衰減器；j)將光信號耦合到單模光纖(SMF)或多模光纖(MMF)或聚合物光纖(POF)鏈路；以及k )可選地應用濾光器。所述方法的特征在于，在發(fā)送器中，將兩個復信號Ak和Bk輸入到逆變換中。如上所描述，在過程的發(fā)送部分中引入了循環(huán)前綴。FPGA的各個組件詳細描述在與本申請相同日期提交的待審申請中這里對它們加以總結。信號調制格式是典型用在本領域中的那些，例如，Tang等人(Tang J. M.，LaneP. M. , Shore A.,在 Journal of Lightwave Technology, 24，429，2006.)作過描述。信號調制格式不同于差分ニ進制相移鍵控(DBPSK)、差分正交相移鍵控(DQPSK)JP 2P正交調幅(QAM)，其中P的范圍在3到8之間，優(yōu)選地在4到6之間。因此可以壓縮信息，從而允許帶寬的減小。串并轉換器將編碼復數據序列截成封閉并且相等間隔窄帶數據，子載波的大量集合，其中每個集合包含相同數量的子載波2N，其中N范圍在8與256之間。離散或快速傅立葉變換(DFT或FFT)典型用在本領域中。優(yōu)選的是使用FFT，因為它顯著地降低了計算復雜性，但其在計算方面仍然非?？量獭Ｔ诒景l(fā)明中優(yōu)選地使用2P點IFFT/FFT邏輯函數，其中P是范圍從4到8的整數。模數轉換器(ADC)是將連續(xù)模擬信號轉換成與輸入信號的量級(magnitude)成比例的數字值流的電子器件。用在本發(fā)明中的光纖可以從單模、多?；蚓酆衔锕饫w中選擇。單模光纖(SMF)被設計成只傳送單一光束。它們不呈現(xiàn)由多種空間模式所致的模式色散，因此保持每個光脈沖長距離地保真。它們的特征是寬帶寬。它們可以在lTb/s(兆兆位/秒)下跨越數十公里。多模光纖(MMF)主要用于較短距離上的通信。典型的多模鏈路在長達600米的鏈路長度上具有10Mb/s (兆位/秒)到10Gb/s (千兆位/秒)的數據速率。它們具有比SMF更高的光收集容量，但它們速度乘距離的極限低于SMF的。它們具有比SMF更大的纖芯尺 寸，因此可以支持不止ー種傳播模式。但是，它們受模式色散限制，導致比SMF更高的脈沖擴散速率，從而限制了它們的信息傳輸容量。它們通過其纖芯和包層直徑來描述。聚合物光纖(POF)由像用于纖芯的聚甲基丙烯酸甲酯(PMMA)或全氟聚合物(perfluoribated polymer)和用于包層的氟化聚合物(fIuorinatedpolymer)那樣的塑料制成。在大直徑光纖中，允許光透過的纖芯代表96%的截面。它們的關鍵特征是成本效率和高抗彎曲損耗性。確定復制在碼元前面的循環(huán)前綴的長度，以便獲得范圍在5%和40%之間的比率(循環(huán)前綴的長度)/ (碼元的總長度)。在相減過程中，如果樣本X處在循環(huán)前綴中，則樣本X上的振幅非常類似于樣本x+N-L上的振幅，因此相減結果大約是零。由于隨機噪聲和信號間干擾(ISI)影響，可能隨碼元發(fā)生微小差異。但是，相減運算有效地使噪聲和ISI影響最小化。相反，如果樣本X不屬于循環(huán)前綴區(qū)域，則在X上的樣本與x+N-L上的樣本之間存在隨機振幅差。在相減運算之后，計算結果保持隨樣本并且隨碼元而變的隨機振幅。參數α的最佳值取決于系統(tǒng)的噪聲水平，噪聲越大，α就越大，或與以前的測量相比，當前測量的權重就越大。參數α通過改變它直到同步分布具有穩(wěn)定和相當対稱的形狀來確定。它取決于處在適當位置上的系統(tǒng)。優(yōu)選的是，對于穩(wěn)定的系統(tǒng)，α的范圍在10_2與10_3之間。生成的同步分布再現(xiàn)循環(huán)前綴的位置，并且理論上是方形分布。在真實傳輸鏈路中，同步分布是所述理論方形分布與傳輸系統(tǒng)的脈沖響應的卷積，如圖2所表示。同步信號位置被確定成將同步分布劃分成兩個相等面積的位置。它典型是伴隨著指示采樣相位誤差的小數(fraction)的樣本整數。因此，同步信號的整數部分指示變換窗的開始，而信號的小數部分用于通過將采樣相位誤差饋送到壓控振蕩器來調整采樣時鐘的相位。然后將其中心定位在同步信號的位置上的高斯窗與所述信號卷積。高斯窗的優(yōu)選寬度是所選前綴長度的I到I. 6倍，優(yōu)選的是大約I. 3倍。VCO的電壓通過所測量采樣點與表示在圖2中的同步分布中的同步信號的理論確定值之間的差值來確定。將信號放大到幾瓦，以便使它適用于小于I伏的VCO電壓。這種方法提供了幾方面技術優(yōu)勢-因為有效加窗阻止了位于窗口外部的噪聲帶來的不想要貢獻，所以降低了OFDM對傳輸鏈路狀況變化的敏感性，從而使同步分布更可區(qū)分；-將有效識別輸入信號所需的“訓練”信號的數量從傳統(tǒng)系統(tǒng)中的10，000個碼元減少到本發(fā)明中的至多500個碼元，優(yōu)選地至多300個碼元；-通過求平均抑制同步分布中前綴區(qū)域外部的噪聲水平；以及-補償采樣時鐘偏移所需的時間的時段相對于傳統(tǒng)方法縮短了至少ー個數量級(order ofmagnitude)。本發(fā)明中補償采樣時鐘偏移所需的時間至多10_5s。與像描述在例如W098/19410、EP-A-0840485或US-A-5953311中那樣的常用現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明提供了工作在高速光傳輸域中而不是 工作在無線域中的重要優(yōu)點。因此，本系統(tǒng)不受小于100Mb/S的位速率限制。實驗上估計達到12Gb/s的位速率，但可以工作在高得多的運行速度(MOGb/s)上。另外，現(xiàn)有技術的系統(tǒng)使用復雜的特殊設計以同步接收器中的時鐘信號。但是，在本發(fā)明中不需要這樣的特殊設計，因為使用生成的同步信號來控制接收器中的時鐘。作為結果，本系統(tǒng)的接收器更穩(wěn)定，并且允許設計比現(xiàn)有技術的設計更簡單。此外，現(xiàn)有技術的同步系統(tǒng)基于兩個并行信號的相減，而本系統(tǒng)使用比每碼元樣本總數更大的并行信號數。這與加高斯窗結合允許系統(tǒng)運行在高得多的速度上。最終，與傳統(tǒng)同步技術相比，本發(fā)明可以將數字信號處理操作的次數降低大約3的因數(factor)。當考慮到碼元定時偏移和采樣時鐘偏移的影響，這個降低因數可以進一歩増大。示例如展現(xiàn)加高斯窗和未加高斯窗的相減生成同步分布之間的比較的圖3所指，加高斯窗是非常有效的。從圖3和4之間的比較中可明顯看出，相減運算比相乘運算更有效。圖5進ー步示出了當與相乘方法相比時，相減方法提供“訓練”數據的長度的顯著縮短。相減方法獲取穩(wěn)定重心位置速度是相乘方法至少3倍，優(yōu)選的是至少4倍。根據上文給出的端到端實時00FDM收發(fā)器架構和組件/系統(tǒng)參數，在工作在達到6. 56Gb/s的不同信號位速率上的基于直接調制DFB激光器(DML)25公里MetroCor單模光纖(SMF)強度調制和直接檢測(IMDD)鏈路中實現(xiàn)按照本發(fā)明的碼元同步技木。ADC/DAC的采樣速率是2GS/s。碼元長度是L=40個樣本或20ns，循環(huán)前綴長度是8個樣本或4ns。碼元定時偏移(STO)影響通過使用基于公用參考時鐘的時鐘合成器得到強調，以便為發(fā)送器和接收器兩者生成系統(tǒng)時鐘。已經針對系數α的幾個數值研究了加高斯窗對提高重心(COG)精度的重要性。在圖6和7中作圖表示結果，圖6和7分別示出了傳輸25公里MetroCor SMF之后測量的應用加高斯窗之前和之后的同步分布。可以觀察到，加高斯窗使能的同步分布在循環(huán)前綴區(qū)域上非常潔凈。在分布外部的隨機噪聲降低了，并且分布邊沿隨著系數α的值減小而變得更尖鋭。圖8代表建立潔凈同步分布和穩(wěn)定COG的動態(tài)過程。這是通過將額外8-樣本延遲插入在-16dBm的接收光功率正常運行的傳輸系統(tǒng)中獲得的?？梢詮倪@個圖中看出，對于小α，需要長時間段(time period)以穩(wěn)定C0G，但具有非常潔凈的演進曲線。另ー方面，跟蹤速度隨α增大而増大。當α從2. 4Χ10_4增大到UXKT1時，使COG穩(wěn)定所需的相應時間段從2Χ 10_4縮短到8Χ 10_6秒，分別對應于10000和400個00FDM碼元時段。為了在精度與跟蹤速度之間取得最佳折衷，利用α =2. OX 10_3測量了實時00FDM傳輸系統(tǒng)的傳輸性能。
從圖9中可以看出，對于不同信號調制格式，測量BER與相對STO之間的關系給出了有關STO的信息，其中零相對STO對應于COG的整數部分。在10_3的BER上，DQPSK-,32-QAM-和128-QAM-編碼OOFDM信號的接收光功率分別是-21. O、-14. 2和-8. 3dB。BER曲線關于零相對STO幾乎是對稱的。在這樣的點上，對于考慮的每種信號調制格式，達到了最低BER，指示同步技術有效地補償了 STO影響。對于高調制格式，BER性能對STO更敏感。為了達到特定BER，高調制格式編碼信號具有大信噪比(SNR)，因此，對不完美同步誘發(fā)碼元間干擾(ISI)的影響更敏感。提出的技術的精度通過畫出圖10中的25公里MetroCor SMF頂DD鏈路上的實時OOFDM傳輸性能來測試。它代表作為分別對應于I. 88Gb/s、4. 69Gb/s和6. 56Gb/s的原始信號位速率的DQPSK-、32-QAM-和128-QAM-編碼OOFDM信號的接收光功率的函數的BER。圖10示出了將實現(xiàn)前向糾錯(FEOBER極限所需的最小接收光功率對于DQPSK降低到-21. 5dBm,對于32-QAM降低到-15. OdBm,以及對于128-QAM降低到-10. 8dBm。這些系統(tǒng)性能因此確認提供的同步技術可高精度地用在不同OOFDM系統(tǒng)中。由于系統(tǒng)噪聲，測量樣本時鐘偏移(SCO)偏差是±lppm，這非常接近在實驗中采用的零的真實SCO值，從而確認本同步技術的出色穩(wěn)定性。
權利要求
1.一種OOFDM收發(fā)器的接收部分中的碼元同步方法，其包含如下步驟 a)從串行到并行地將輸入實值樣本轉換成兩個OFDM碼元組，其中一個組包含碼元的原始拷貝，并且另一組包含碼元的時延拷貝； b)進行碼元原始拷貝在位置X上的樣本與時延拷貝在位置x+N-L上的樣本之間的第一相減運算，其中N是樣本總數以及L是循環(huán)前綴的長度； c)將相減的絕對值存儲在同步寄存器的位置X中； d)進行碼元原始拷貝在位置x+1上的樣本與其時延拷貝副本在位置x+1+N-L上的樣本之間的下一相減運算； e)將相減的絕對值存儲在同步寄存器的位置x+1中； f )重復相減運算直到X=N并將隨后的樣本選為x=l ； g)當同步寄存器已滿時，為隨后輪的相減重新分配同步寄存器的每個槽，其中通過使用方程y(n) = a *x(n) + (l-a) y (n_l)，利用以前存儲的值對每個新值求平均將隨機噪聲和碼元間干擾最小化，其中a是控制計算值的增長的系數，y(n-l)是以前存儲在同步寄存器中的同步矢量，以及x(n)是新同步矢量； h)在N個碼元的許多塊上重復運算，以生成潔凈同步分布； i)反轉同步分布以生成一個窗口； j)計算窗口的重心，以便確定同步信號位置； k)將步驟j)的窗口與其中心定位在同步信號的位置上的高斯窗卷積； I)激活壓控振蕩器(VCO)以便激活接收器的輸入端上的采樣時鐘； m)校正時鐘偏移。
2.如權利要求I所述的方法，其中碼元N的數量是2P，其中p是范圍6與10之間的整數，優(yōu)選的是7與8之間的整數。
3.如權利要求I或權利要求2所述的方法，其中將循環(huán)前綴引入收發(fā)器的發(fā)送器部分中，并選成具有范圍5%和40%之間的比率(循環(huán)前綴的長度)/ (信號的總長度)。
4.如前面權利要求的任何一項所述的方法，其中a的范圍在10_2與10_3之間。
5.如前面權利要求的任何一項所述的方法，其中識別輸入信號所需的“訓練”信號的數量是至多500個，優(yōu)選地，至多300個。
6.如前面權利要求的任何一項所述的方法，其中補償采樣時鐘偏移所需的時間相對于傳統(tǒng)方法縮短了一個數量級。
7.—種通過如前面權利要求的任何一項所述的方法獲得的接收器。
8.一種包含如權利要求7所述的接收器的收發(fā)器。
9.如權利要求8所述的收發(fā)器，其中發(fā)送器通過將逆快速傅立葉變換的實部和虛部兩者用于傳達與兩個信號有關的信息，使光正交頻分多路復用(OOFDM)收發(fā)器的傳輸容量加倍。
10.如權利要求8或9所述的收發(fā)器，其中發(fā)送器使用半導體光放大器以生成光波形。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種適用于提高光正交頻分多路復用(OOFDM)收發(fā)器的接收部分中的接收速度的同步方法。
文檔編號H04L27/26GK102687478SQ201080060051
公開日2012年9月19日 申請日期2010年10月29日 優(yōu)先權日2009年10月30日
發(fā)明者唐建明, 金顯慶 申請人:班戈大學