專利名稱：使用編碼正交頻分多路復用(cofdm)的傳送方法和相關聯(lián)傳輸器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及通信系統(tǒng)，且更明確地說，本發(fā)明涉及多重載波通信系統(tǒng)，包括但不限
于正交頻分多路復用(OFDM)通信系統(tǒng)。
背景技術：
在OFDM通信系統(tǒng)中，頻分多路復用(FDM)通信信號的頻率和調制經布置為彼此 正交，以便消除每一頻率上的信號之間的干擾。在此系統(tǒng)中，與信道時間特征相比具有 相對較長符號的低速率調制對多路徑傳播問題較不敏感。因此，OFDM使用多重頻率在 單獨的窄頻率子帶上同時傳輸若干個低符號速率數(shù)據(jù)流，而非以單個頻率在一個寬頻帶 上傳輸單個高符號速率流。這些多個子帶具有以下優(yōu)點經由給定子帶的信道傳播效應 通常比經由作為整體的整個信道的信道傳播效應更恒定?？山浻蓚€別子帶傳輸?shù)湫偷耐?相/正交(I/Q)調制。而且，OFDM通常結合前向錯誤校正方案來使用，這在此實例中有 時被稱作經編碼的正交FDM或COFDM。
可將OFDM信號視為若干個正交副載波信號的總和，其中例如通過正交調幅(QAM) 或相移鍵控(PSK)來獨立地調制每一個別副載波上的基帶數(shù)據(jù)。此基帶信號還可調制 主RF載波。
OFDM通信系統(tǒng)具有高頻譜效率(每赫茲帶寬每秒大量位)、輕易減輕多路徑干擾且 易于對噪聲進行濾波。然而，OFDM通信系統(tǒng)遭受信道中的時間變化，尤其是引起載波 頻率偏移的時間變化。因為OFDM信號是大量副載波信號的總和，所以其可具有高峰均 (peak-to-average)振幅或功率比。還有必要最小化副載波信號之間的相互調制，所述相 互調制可形成帶內自干擾且形成鄰近信道干擾。載波相位噪聲、多普勒(Doppler)頻移 和時鐘抖動可對頻率上間隔很近的副載波形成載波間干擾(ICI)。通常在傳輸頻譜內的 經指派的頻率位置處傳輸所述副載波。在OFDM信號的傳輸?shù)某掷m(xù)時間內，平均的每副 載波功率是顯著的且可容易地被檢測和截獲，這對于要求低檢測概率(LPD)和低截獲 概率(LPI)特征的系統(tǒng)來說是不合需要的。用以接收OFDM信號的接收器要求最小的每副載波信噪比(SNR)，以便以可接受的低位錯誤率(BER)來解調并解碼信號。如果 在傳輸頻譜內存在其它有害能量，則SNR可能減小，從而導致BER增加。所述有害能 量可為來自其它來源的不期望的噪聲。在此情況下，噪聲被稱作"干擾(interference)" 且所述來源被稱作"干擾體(interferer)"。如果稱作干擾臺(jammer)的某第三方來源 有意地傳輸破壞傳輸?shù)挠泻δ芰?，則所述有害能量被稱作干擾信號。由于用于獲得可接 受的低BER所需要的最小每副載波SNR的緣故，常規(guī)OFDM信號易受此類干擾體和干 擾臺的影響。此外，信道中的頻率選擇性衰減導致在OFDM信號的傳輸頻譜內存在傳輸 空值，這依據(jù)所述空值的頻率位置而選擇性地減小了那些空值內的某些副載波上的SNR， 從而導致BER不合需要地增加。
發(fā)明內容
一種系統(tǒng)和方法傳送編碼正交頻分多路復用(COFDM)通信信號并將其產生為多個 副載波。開啟和關閉選定副載波，同時還基于固定或可變的取樣速率而對選定開啟副載 波進行跳頻并將其在頻域上擴展以便降低平均功率以獲得增強的低截獲概率/低檢測概 率(LPI/LPD)且還允許在頻譜屏蔽內具有更多傳輸功率。
在另一方面中，可應用選擇性信道系統(tǒng)以用于增強信道狀態(tài)信息(CSI)技術?？蓱?用擴展函數(shù)且隨后應用快速傅立葉逆變換(IFFT)以將副載波在頻域上擴展?？蓱梦?爾什變換作為擴展函數(shù)。與IFFT大小相比，可減少副載波數(shù)目以便擴展序列長度以獲得 增加的處理增益和降低的每頻率平均功率?？稍黾尤铀俾室栽黾訋捄蛿?shù)據(jù)速率。
在又一方面中，可減小或消除保護間隔。偽隨機信號可基于加密算法而對任何副載 波進行跳頻。降低的載波間干擾(ICI)可傳輸副載波以使得任何OFDM符號均不會在鄰 近頻率上傳輸副載波?？赏ㄟ^傳輸副載波以使得連續(xù)的OFDM符號不會在相同頻率上傳 輸副載波來降低符號間干擾(ISI)。
通過結合附圖考慮對本發(fā)明的以下詳細描述將容易明白本發(fā)明的其它目的、特征和 優(yōu)點，在附圖中-
圖1A和圖IB為展示通過無線電傳輸信道連接的用于IEEE 802.11a OFDM調制解調 器的相應傳輸器和接收器電路的現(xiàn)有技術高級框圖。
圖2A到圖2C為表示a)單載波信號、b)頻分多路復用(FDM)信號和c)正交頻
4分多路復用(OFDM)信號的頻譜圖。
圖3A為展示常規(guī)OFDM信號的三維表示的圖。
圖3B為展示例如圖3A所示的常規(guī)OFDM信號的實例的功率分布的頻譜圖。
圖3C為展示例如圖3A所示的典型OFDM頻譜的二維表示的圖。
圖3D為例如圖3A所示的常規(guī)OFDM信號的64-QAM群集的圖。
圖4a到圖4d為頻譜密度圖，其中每一圖展示一 OFDM頻譜，其中一個圖展示52
個副載波開啟(ON)，且將此圖與其中相應26個副載波開啟、13個副載波開啟且6個副
載波開啟從而產生減小的載波間干擾(ICI)的頻譜圖進行比較。圖4e為根據(jù)頻譜密度
函數(shù)表示總傳輸功率的闡釋和方程式。
圖5為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的用于跳頻OFDM信號的基于符號的和頻率
隨機化的副載波的三維頻譜圖(功率對頻率對時間)且還展示經重疊以進行比較的常規(guī)
單載波信號的圖。
圖6為根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的可用于產生跳頻OFDM信號的傳輸器的高級框圖。
圖7為根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的可用于接收并處理所傳輸?shù)奶lOFDM信號的 接收器的高級框圖。
圖8A和圖8B為展示跳頻OFDM信號的頻譜比較且展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例 的LPD改進的圖。
圖9為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的跳頻OFDM信號與經修改以減小其可檢測 性的信號的噪聲頻譜比較的圖。
圖10為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的在沃爾什(Walsh)變換之前的跳頻OFDM 信號的三維表示的圖。
圖11為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的在沃爾什變換之后的跳頻OFDM信號的 三維表示的圖。
圖12為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的向跳頻OFDM信號的副載波添加沃爾什
變換的功率對頻率圖，其中副載波是基于符號的且經隨機化。
圖13為展示沃爾什逆變換之前的所接收跳頻OFDM信號的三維表示的圖。
圖14為展示沃爾什逆變換之后的所接收跳頻OFDM信號的三維表示且還展示所接
收信號群集的圖。
圖15A和圖15B為展示沃爾什變換之前和之后的跳頻OFDM信號的三維表示且出于
5說明和比較的目的而展示位于頻帶中部的單個載波的圖。
圖16為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的在頻域解擴展之后的具有干擾信號的所 接收跳頻OFDM信號的三維表示的圖。
圖17為展示在添加噪聲的沃爾什變換之前的跳頻OFDM信號的三維表示的圖。
圖18為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的在沃爾什逆變換之前的具有干擾體的所 接收跳頻OFDM信號的三維表示的圖。
圖19為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的當開啟和關閉沃爾什變換時的具有干擾 體的跳頻OFDM信號的頻譜比較的圖，其用圖形表示說明頻譜。
圖20為展示沃爾什逆變換之前的具有干擾體的所接收跳頻OFDM信號的功率譜的圖。
圖21為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的具有干擾體的跳頻OFDM信號的頻域解 擴展的圖。
圖22為展示具有頻域解擴展且具有干擾體的跳頻OFDM信號的三維表示且還展示 根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的所接收信號群集的圖。
圖23為可根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例使用的通信系統(tǒng)的實例的框圖。
具體實施例方式
現(xiàn)將在下文中參看附圖更全面地描述本發(fā)明，在附圖中展示了本發(fā)明的優(yōu)選實施例。 然而，本發(fā)明可以多種不同形式體現(xiàn)且不應理解為限于本文中所陳述的實施例。而是， 提供這些實施例以使得本發(fā)明將為詳盡且完整的，并且將向所屬領域的技術人員全面?zhèn)?達本發(fā)明的范圍。相同數(shù)字始終指代相同元件。
根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的系統(tǒng)、設備和方法使用基于符號的隨機化(SBR)、正 交頻分多路復用(OFDM)通信信號來增強低截獲概率(LPI)和低檢測概率(LPD)。此 信號還允許通過減少每秒每赫茲平均功率同時維持相同瞬時信噪比(SNR)來增加聯(lián)邦 通信委員會(FCC)頻譜屏蔽內的傳輸功率。還可將例如沃爾什變換等頻域擴展函數(shù)應 用于頻域中以增強性能。
正交頻分多路復用(OFDM)還稱作多載波調制(MCM)，因為信號使用以不同頻 率傳輸?shù)亩嘀剌d波信號。通常在一個信道或載波上傳輸?shù)囊恍┪换蚍柆F(xiàn)在通過此系統(tǒng) 在所述信道中在多重載波上傳輸。高級數(shù)字信號處理(DSP)技術以預定頻率將數(shù)據(jù)分 布在多重載波(副載波)上。舉例來說，如果最低頻率副載波使用基本頻率，則其它副
6載波可為所述基本頻率的整數(shù)倍。副載波之間的特定關系被視為是正交的，使得來自一 個副載波的能量可出現(xiàn)在所有其它副載波的能量均等于零的頻率處。在同一頻率范圍內 可能存在頻率重疊。這導致每一副載波上的較低的符號速率，其具有較少的由于多路徑 的負面效應而造成的符號間干擾(ISI)。在許多OFDM通信系統(tǒng)中，將保護間隔(GI) 或循環(huán)前綴(CP)置于OFDM符號之前或附加到OFDM符號以減輕ISI的效應。圖1A和圖IB為展示IEEE 802.11a OFDM調制解調器的基本電路組件的高級框圖， 且在圖1A中展示傳輸器電路30并在圖1B中展示接收器電路32。傳輸器電路30 (出于 清楚起見還稱作"傳輸器")傳輸如圖2C所示的OFDM信號。比較起來，圖2A展示單 載波信號的頻譜，且圖2B對比圖2A的單載波信號而展示典型頻分多路復用(FDM)信 號的頻譜。圖2C展示OFDM信號的頻譜。圖2A到圖2C中的圖式展示OFDM基于頻分多路復用(FDM)系統(tǒng)，其中對每一 頻率信道進行調制。FDM系統(tǒng)的頻率和調制現(xiàn)在為彼此正交以消除信道之間的干擾。因 為與信道時間特征相比具有相對較長符號的低速率調制對多路徑較不敏感，所以OFDM 通信系統(tǒng)允許在多重載波上同時傳輸若干個低速率符號流而非在單個載波上傳輸一個高 速率符號流。因此，OFDM通信系統(tǒng)中的頻譜被劃分為多個低帶寬子帶。由于每一子帶 覆蓋所述頻譜的相對較窄的區(qū)段，所以與整個被占用頻譜上的信道變化相比，給定子帶 上的信道傳播效應更加恒定或"平坦"。可使用任何類型的同相與正交(I/Q)調制來對 任何副載波進行調制，例如二進制相移鍵控(BPSK)、正交相移鍵控(QPSK)或正交調 幅(QAM)，或這些調制方案的眾多且不同的導出形式中的任一者?？上蛞粋€或一個以 上子帶應用不同的信號處理技術，例如信道編碼、功率分配、自適應性調制編碼和類似 方案。例如通過使用時間、編碼或頻率分離，多用戶分配也是有可能的。在使用例如圖1A和圖1B中所示的傳輸器和接收器的OFDM通信系統(tǒng)中，一個傳輸 器將在數(shù)十或數(shù)千個不同正交頻率上傳輸信號，所述頻率相對于頻率之間的相對振幅與 相位關系來說是獨立的。每一副載波信號通常將具有僅用于單個窄帶信號的空間，因為 所述信號間隔很近且防止鄰近副載波上的信號相互干擾是至關重要的。在OFDM系統(tǒng)中， 每一副載波上的符號經構造以使得來自其頻率分量的能量在每隔一個副載波的中心處為 零，從而使得OFDM符號能夠具有比典型FDM中所可能達到的頻譜效率高的頻譜效率。如圖1A和圖IB中所示的OFDM系統(tǒng)包括如前向錯誤校正(FEC)技術的信道編碼， 其使用前向錯誤校正編碼器來創(chuàng)建經編碼的正交FDM (COFDM)信號。還可采用信道 狀態(tài)信息(CSI)技術，其包括連續(xù)波(CW)干擾體和/或選擇性信道系統(tǒng)。7OFDM信號通常為正交副載波中的每一者的總和。使用某一類型的調制(例如之前論述的正交調幅(QAM)或相移鍵控(PSK)方案)將基帶數(shù)據(jù)獨立地調制到正交副載波中的每一者上。因為每一副載波的頻譜重疊，所以其可顯著寬于倘若不允許重疊的情形。因此，OFDM提供高頻譜效率。因為每一副載波以低符號速率進行操作，所以副載波中的每一符號的持續(xù)時間較長。(出于清楚起見，"符號速率"等于"符號持續(xù)時間"的倒數(shù))。通過使用前向錯誤校正(FEC)均衡和調制，可存在增強的對以下各項的抵抗性a)鏈路分散；b)緩慢改變相位失真和衰減；C)頻率響應空值；d)恒定干擾；以及e)突發(fā)噪聲。此外，保護間隔(GI)或循環(huán)前綴的使用在傳輸信道中提供增強的對多路徑的抵抗性。
通常，在OFDM通信系統(tǒng)中，可通過在傳輸器內使用快速傅立葉逆變換(IFFT)電路進行離散傅立葉逆變換(IDFT)來采用副載波和略呈矩形的脈沖且其可操作。在接收器處，快速傅立葉變換(FFT)電路顛倒此操作。矩形脈沖形狀在副載波中產生Sin(x)/x頻譜。
副載波的間距可經選擇以使得當接收器與傳輸器同步時，所接收的副載波可引起零或可接受的低的載波間干擾(ICI)。通常，OFDM通信系統(tǒng)將可用帶寬分裂為許多窄帶子帶，從少到數(shù)十個到多達八千個至一萬個。不同于圖2b中的使用典型FDM來提供多個信道的通信系統(tǒng)，OFDM中的每一子帶的副載波彼此正交且具有較近的間距和極少開銷。在OFDM通信系統(tǒng)中，還存在極少的與任何可能發(fā)生在用戶之間的切換相關聯(lián)的開銷，這如同在時分多路復用接入(TDMA)通信系統(tǒng)中一樣。通常，OFDM通信系統(tǒng)中的副載波的正交性允許每一載波在一符號周期中具有整數(shù)數(shù)目的循環(huán)。因而， 一副載波的頻譜在其鄰近副載波的中心頻率處具有空值。
通常，在OFDM通信系統(tǒng)中，傳輸數(shù)據(jù)所需的頻譜是基于輸入數(shù)據(jù)和待與被分派有待傳輸數(shù)據(jù)的每一載波一起使用的所要調制方案而選擇的。載波的任何振幅與相位均是基于調制(例如，之前提及的BPSK、 QPSK或QAM)而計算的。使用IFFT電路來轉換任何所需頻譜以確保載波信號為正交的。
應理解，F(xiàn)FT電路通過找出經產生為正交正弦分量的總和的等效波形來將循環(huán)時域信號變換為等效頻譜。時域信號的頻譜通常由振幅與相位正弦分量來表示。IFFT電路執(zhí)行相反處理且將振幅與相位的頻譜變換為時域信號。舉例來說，IFFT電路可將一組復合數(shù)據(jù)點轉換為具有相同數(shù)目的點的時域信號。每一復合輸入點將產生由與曾輸入到IFFT的相同數(shù)目的點來表示的整數(shù)數(shù)目的正弦波和余弦波循環(huán)。稱作同相分量的每一正弦波
8和稱作正交分量的余弦波將與由IFFT產生的所有其它分量正交。因此，可通過為每一頻 率點設定表示所要副載波頻率的振幅與相位且執(zhí)行IFFT來產生正交載波。
應理解，經常向OFDM符號添加保護間隔(GI)(還稱作循環(huán)前綴)。保護間隔減小 了無線信道對符號間干擾(ISI)的效應且含有冗余傳輸信息。參看作為非限制性實例的 IEEE 802.1 la標準，如果載波間距為312.5 KHz且在3.2微秒內執(zhí)行傅立葉變換，則可應 用0.8微秒的保護間隔以用于ISI抑制。保護"間隔"可為有效符號周期中的最后Tg秒， 其被置于OFDM符號之前，從而使其成為循環(huán)前綴。保持"T"的對應于有效符號的總 長度的部分較短，但仍長于信道脈沖響應。這有助于減小ISI和載波間干擾(ICI)且維 持副載波正交性。在此實例中，時間波形在FFT的持續(xù)時間內對接收器表現(xiàn)為周期性的。
為了減小ICI, OFDM符號可在保護時間內以循環(huán)方式延伸以確保OFDM符號的延 遲復本可在FFT間隔內具有整數(shù)數(shù)目的循環(huán)，只要延遲小于保護時間即可。因而，具有 小于保護時間的延遲的多路徑信號將不會產生ICI。
當所傳輸信號的多個復本在不同時間到達接收器時造成多路徑干擾。應理解，OFDM 通信系統(tǒng)通過提供借助使用各種編碼算法在頻率和時間兩者中添加信號冗余的能力來減 小多路徑干擾效應。舉例來說，通過使用OFDM的IEEE 802.11a標準，可同時傳輸48 個載波。可使用傳輸器處的二分之一 (1/2)巻積編碼器且稍后使用維特比(Viterbi)解 碼器來提供編碼增益。數(shù)據(jù)位可在多個符號和載波上交錯。由于在頻率和時間空間上交 錯的緣故，丟失的數(shù)據(jù)常常可得以恢復。
對于固定數(shù)目的載波、固定調制方案和固定取樣速率，增加數(shù)據(jù)速率需要增加符號 速率。對于單載波系統(tǒng)來說，在接收器處需要復合均衡器和自適應性濾波器以補償由信 道造成的量值和時間失真。隨著符號時間減少，此類均衡器和濾波器所需的精確度和動 態(tài)范圍顯著增加。然而，在OFDM系統(tǒng)中，舉例來說，當同時傳輸48個副載波時，符 號速率有效地降低了 48倍，從而顯著降低了對信道均衡器和濾波器的要求。OFDM系統(tǒng) 的經降低的符號速率實現(xiàn)了穩(wěn)固的抵抗ISI的通信鏈路。
應理解，OFDM接收器接收作為副載波的不同信號的總和。保護間隔的添加可通過 確保在每一所接收符號時間期間不發(fā)生符號轉變來進一步增強OFDM系統(tǒng)的性能。舉例 來說，如果OFDM副載波經BPSK調制，則將在符號邊界處存在180度相位跳躍。通過 選擇長于第一多路徑信號與最后一個多路徑信號之間的最大預期時間差的保護間隔，此 類相位轉變可僅在保護時間期間發(fā)生，這意味著在FFT間隔期間不存在相位轉變。如果 在接收器的FFT間隔內發(fā)生延遲路徑的相位轉變，則第一路徑的副載波與延遲路徑的相位調制波的總和將不再會產生一組正交副載波，從而導致某一級的干擾。
圖1A說明用于上文所描述的IEEE 802.11a OFDM調制解調器的現(xiàn)有技術傳輸器30 的高級框圖，且包括前向錯誤校正(FEC)編碼器電路34，其接收表示待傳送的數(shù)據(jù)33 的信號且如上文所述用前向錯誤校正碼來對所述信號進行編碼。所述信號傳遞到交錯與 映射電路36，在所述交錯與映射電路36中發(fā)生交錯和頻率映射。IFFT電路38接收經交 錯且經頻率映射的信號且創(chuàng)建歸總于稱作符號的單個同相/正交時域序列中的多重時域 載波。保護間隔電路40添加保護間隔。符號波整形電路42 (例如，上升余弦濾波器) 對符號波形進行整形以限制其頻譜內容。隨后，同相/正交(I/Q)調制器44對基帶I/Q 信號進行處理，從而產生I/Q調制，且還接收來自本機振蕩器(LO)信號產生器46的 LO信號。在混合器48處發(fā)生信號的向最終傳輸載波頻率的上變頻轉換，所述混合器48 接收由LO信號產生器50產生的本機振蕩器信號。隨后，所述信號經高功率放大器(HPA) 52放大，且OFDM信號在其載波上通過天線54傳輸?shù)絉F信道31中。例如在I/Q調制 器44與混合器48之間和在混合器48與HPA 52之間以及在HPA 52的輸出處的各種頻率 濾波級未在所述框圖中展示。
圖1B展示在示范性IEEE 802.11a OFDM調制解調器中使用的現(xiàn)有技術接收器電路 32的高級框圖。天線60在載波上從RF信道31接收OFDM信號。所述OFDM信號在低 噪聲放大器(LNA) 62內被放大。在混合器64內發(fā)生信號下變頻轉換，所述混合器64 還接收由LO信號產生器66產生的本機振蕩器信號。自動增益控制(AGC)放大器68 向經下變頻轉換的信號提供自動增益控制，以確保將適當?shù)男盘栯娖綉玫胶罄m(xù)電路。 AGC電路使用反饋技術且為所屬領域的技術人員眾所周知。如所說明，在I/Q檢測電路 70內發(fā)生同相和正交信號檢測，所述I/Q檢測電路70還接收從LO信號產生器72產生 的本機振蕩器信號，所述LO信號產生器72還與自動頻率控制(AFC)時鐘恢復電路74 一起操作。AFC電路對本機振蕩器72頻率進行調整以保持I/Q檢測器被適當?shù)卣{諧。I/Q 檢測電路70、 AFC時鐘恢復電路74和LO信號產生器72形成如所說明且為所屬領域的 技術人員所知的反饋回路。在GI電路76內移除保護間隔。在快速傅立葉變換(FFT) 電路78內對副載波應用作為IFFT的相反形式的快速傅立葉變換(FFT)。在解映射與解 交錯電路80內發(fā)生解映射和解交錯。在FEC解碼器82內發(fā)生前向錯誤校正解碼，所述 FEC解碼器82結束信號處理且將原始數(shù)據(jù)恢復為所接收的通信數(shù)據(jù)83。因此顯而易見， 圖IB中所示的接收器電路32的功能以功能上與圖1A所示的傳輸器電路30相反的方式 進行操作。如上文所論述，OFDM通信系統(tǒng)可如圖1A所示在進行IFFT處理之前使用FEC技術 和已知的交錯與映射技術，且可如圖IB中所示在進行FFT處理之后使用解映射與解交 錯技術，接著進行FEC解碼。
這些交錯、編碼(例如巻積碼，包括穿孔)和解交錯與解碼以及相關技術通常是OFDM 通信系統(tǒng)的整體部分。作為實例，可在編碼期間使用速率為1/2且&=7的巻積碼作為用 于前向錯誤校正(FEC)的工業(yè)標準碼。出于理解本發(fā)明的目的，現(xiàn)在下文中給出對這 些基本系統(tǒng)組件的更詳細描述。在一個非限制性實例中，巻積碼為錯誤校正碼且通常具 有三個參數(shù)(n、 k、 m),其中n等于輸出位的數(shù)目，k等于輸入位的數(shù)目且m等于存儲 器寄存器的數(shù)目。通過此定義，量k/n可稱作碼速率，且是對碼效率的測量。在非限制 性實例中，k和n參數(shù)通常在l到8的范圍內，m通常在2到IO的范圍內，且碼速率通 常在1/8到7/8的范圍內。有時，通過參數(shù)(n,k,L)來指定巻積碼碼片，其中L等于碼 的約束長度。因此，約束長度可表示編碼器存儲器中的位數(shù)目，其將影響n個輸出位的 產生。有時可依據(jù)所使用的定義而切換所述字母。
對經編碼數(shù)據(jù)的變換依據(jù)信息符號和碼的約束長度而變。單個位的輸入碼可產生給 出不同碼速率的經穿孔碼。舉例來說，當使用速率為1/2的碼時，對編碼器的輸出位的 子集的傳輸可將速率為1/2的碼轉換為速率為2/3的碼。因此， 一個硬件電路或模塊可產 生具有不同速率的碼。還可使用經穿孔碼，這允許依據(jù)例如下雨或其它信道削弱條件等 信道條件而通過軟件或硬件來動態(tài)改變速率。
用于巻積碼的編碼器通常使用線性反饋移位寄存器(LFSR)或査找表(LUT)來進 行編碼，其通常包括一輸入位以及若干個先前輸入位(稱作編碼器的狀態(tài))，表值是編碼 器的輸出位。有可能將編碼器函數(shù)看作狀態(tài)圖、樹形圖或網格圖。
用于巻積碼的解碼系統(tǒng)可使用1)順序解碼；或2)最大可能性解碼，例如在一個 非限制性實例中為維特比解碼，這通常是較合乎需要的。順序解碼允許向前和向后移動 通過網格。作為最大可能性解碼的維特比解碼檢査具有給定長度的接收序列，計算每一 路徑的量度且基于所述量度而做出決策。渦輪碼是可使用的前向錯誤校正方案的另一實 例。
對巻積碼進行穿孔在一些OFDM系統(tǒng)中是常見做法，且可根據(jù)本發(fā)明的非限制性實 例來使用。應理解，在一些實例中，經穿孔的巻積碼是通過從低速率編碼器的輸出周期 性消除特定邏輯位或符號而獲得的較高速率碼。與原始碼相比，經穿孔的巻積碼性能可 能被降級，但通常數(shù)據(jù)速率增加。
11可用作本發(fā)明的非限制性實例的一些基本組件包括之前所描述的并入有巻積編碼器 的傳輸器，所述巻積編碼器對二進制輸入向量序列進行編碼以產生二進制輸出向量序列 且可使用網格結構來界定。交錯器(例如，塊交錯器)可對輸出向量的位進行置換。經 交錯的數(shù)據(jù)還將在傳輸器處經調制(通過映射成傳輸符號)并被傳輸。在接收器處，解 調器對信號進行解調。
塊解交錯器恢復己交錯的位。維特比解碼器可對經解交錯的位軟決策進行解碼以產 生二進制輸出數(shù)據(jù)。
常常使用維特比前向錯誤校正模塊或核心，其將如上文所述包括巻積編碼器和維特 比解碼器作為無線電調制解調器或收發(fā)器的一部分。舉例來說，如果巻積碼的約束長度 為7，則編碼器和維特比解碼器可使用工業(yè)標準穿孔算法來支持為1/2、 2/3、 3/4、 4/5、 5/6、 6/7、 7/8的可選碼速率。
不同設計和塊系統(tǒng)參數(shù)可包括約束長度作為用以計算巻積碼的輸入位的數(shù)目和巻積 碼速率作為巻積編碼器的輸入位與輸出位的比率。穿孔速率可包括使用穿孔處理的巻積 編碼器的輸入位與輸出位的比率(例如，從速率為1/2的碼導出)。
維特比解碼器參數(shù)可包括巻積碼速率作為巻積編碼器的輸入位與輸出位的比率。穿 孔速率可為使用穿孔處理的巻積編碼器的輸入位與輸出位的比率且可從速率為1/2的母 碼導出。輸入位可為用于解碼器的處理位的數(shù)目。維特比輸入寬度可為到維特比解碼器 的輸入數(shù)據(jù)(即，軟決策)的寬度。量度寄存器長度可為存儲量度的寄存器的寬度?；?溯深度可為維特比解碼器用以計算最可能經解碼位值所需的路徑長度。存儲用于解碼處 理的路徑量度信息的存儲器的大小可為存儲器大小。在一些實例中，維特比解碼器可包 括位于去穿孔與維特比功能塊或模塊之間的先進/先出(FIFO)緩沖器。維特比輸出寬度 可為到維特比解碼器的輸入數(shù)據(jù)的寬度。
編碼器可如上文所提及包括穿孔塊電路或模塊。巻積編碼器通?？删哂袨?的約束 長度且采用具有若干個(例如，6個)元件的移位寄存器的形式?？舍槍γ恳粫r鐘循環(huán) 輸入一個位。因此，可通過使用標準產生器碼的移位寄存器元件的組合來界定輸出位且 可將所述輸出位級聯(lián)以形成經編碼輸出序列。在輸入處可能存在串聯(lián)或并聯(lián)的字節(jié)數(shù)據(jù) 接口。輸出寬度可依據(jù)應用的經穿孔碼速率而編程。
非限制性實例中的維特比解碼器可將輸入數(shù)據(jù)流劃分為數(shù)個塊，且估計最可能的數(shù) 據(jù)序列?？梢酝话l(fā)形式輸出每一經解碼數(shù)據(jù)序列。在一個非限制性實例中，輸入與計算 可連續(xù)進行且對于每兩個數(shù)據(jù)位需要四個時鐘循環(huán)。輸入FIFO可依據(jù)去穿孔輸入數(shù)據(jù)速
12率而定。
還可使用渦輪碼作為高性能錯誤校正碼或低密度竒偶校驗碼，其接近作為有噪聲信 道上的最大信息傳送速率的理論極限的香農(Shamicm)極限。因此，在無需增加傳輸功 率的情況下便可增加一些可用帶寬。代替從信號產生二進制數(shù)字，解碼器的前端可經設 計以針對每一位產生可能性測量。
圖3A到圖3D為展示常規(guī)OFDM信號的不同表示的圖，所述OFDM信號例如由圖 1A所示的現(xiàn)有技術OFDM調制解調器傳輸器30產生。
圖3A為展示所述OFDM信號的三維表示的圖，其中沿一個軸為頻率，沿另一軸為 以秒為單位的時間，且垂直軸上為"量值"或功率，從而形成指示量值對頻率對時間表 示的圖。從圖3A中顯而易見，可在頻域中檢測到OFDM信號。圖3B為展示圖3A中所 示的OFDM信號的頻譜圖或功率分布的圖。圖3C為表示圖3A中所示的三維OFDM信 號的二維OFDM頻譜的圖。圖3D展示圖3A中所示的OFDM信號的64-QAM群集。這 些圖共同描繪分布于多重副載波上的功率。圖4E為根據(jù)頻譜密度函數(shù)表示總傳輸功率的 闡釋和方程式。
圖4A到圖4D為展示對OFDM信號頻譜的表示的圖，其中開啟和關閉不同的頻率 副載波。在左上方圖(圖4A)中，OFDM信號頻譜展示所有52個載波均開啟，這指示 在此非限制性實例中，IEEE 802.11a標準使用52個載波。在右上方(圖4B)中，開啟 26個副載波，這展示由于關閉了 26個載波(副載波)的緣故，傳輸功率比圖4a的52 個載波的情形增加了三分貝。應理解，總傳輸功率等于功率譜密度函數(shù)的曲線下方的面 積。左下方圖和右下方圖(圖4C和圖4D)分別展示開啟十三個副載波和開啟六個副載 波。在開啟13個載波的情況下，傳輸功率增加了6分貝(6 dB)，且在開啟6個副載波 的情況下，傳輸功率增加了9分貝(9dB)。因為在13個副載波的情形中峰值功率高出6 dB，所以其中信號將可用的距離(對于自由空間信道來說)將加倍。隨著峰值功率增加， 可實現(xiàn)范圍的進一步增加。圖4d說明由于副載波的寬間距而造成的降低的載波間干擾 (ICI)。
應理解，非預期接收方可能通過檢測數(shù)據(jù)副載波和導頻音調而容易地檢測并接收到 OFDM編碼傳輸。向波形添加具有隨機振幅和相位的多重正弦波或載波將由于中心極限 定理而致使其接近高斯(Gaussian)分布。內在具有高斯隨機分布的信號具有增強的低截 獲概率(LPI)和低檢測概率(LPD)，因為其向接收器呈現(xiàn)為類似于加性白高斯噪聲 (AWGN)。
13根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例，如在下文中詳細闡釋的經修改的傳輸器使用IFFT來創(chuàng) 建位于特定頻率處的多重副載波。在任一時間僅需使用可能載波的較小子集來增強功率、 降低ICI且增強LPI和LPD?？筛鶕?jù)加密算法在OFDM.符號時間改變副載波中心頻率。 根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例，此算法可產生偽隨機跳頻序列和跳頻副載波。因此，快速 跳頻可改變用于每一OFDM符號的副載波頻率，且提供比藍牙標準快一千(1,000)倍的 跳頻以及十倍的數(shù)據(jù)速率。額外益處可包括由于保護間隔而降低了 ICI、降低了ISI且降 低了傳輸器開銷。根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的系統(tǒng)、設備和方法允許對OFDM信號進 行基于符號的隨機化。
可應用沃爾什變換以在頻域上擴展副載波，這與常規(guī)CDMA系統(tǒng)在時域上進行擴展 形成對比。在任何IFFT電路之前應用沃爾什變換可降低平均功率以獲得增強的LPI/LPD。 可容易地改變通信系統(tǒng)的各種方面以獲得經改進的性能。通過與IFFT大小和擴展序列長 度相比較少的副載波，可通過頻域擴展而實現(xiàn)較多的處理增益。此外，可增強LPI/LPD 和抗擾(AJ)性能，且可存在較高的每副載波SNR。
增加取樣速率還增加了帶寬、數(shù)據(jù)速率且改進LPI/LPD/AJ性能。
圖5為表示基于符號的經頻率隨機化的副載波的三維頻譜圖且以對數(shù)標度展示與量 值對頻率對時間表示501的比較的圖。常規(guī)的單頻率載波信號502經重疊以進行比較且 被說明為朝向帶的較低頻率端的單個載波。此單載波信號類似于干擾臺或干擾體來起作 用。通過增加的頻率載波間距來展示降低的載波間干擾(ICI)。通過增加的每頻率符號 間距來展示降低的符號間干擾(ISI)。這確保了連續(xù)的OFDM符號副載波不會使用相同 頻率且避免了來自多路徑延遲擴展的負面效應。還說明與單個載波相同的瞬時信噪比 (SNR)。
現(xiàn)參看圖6和圖7,其說明可根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例來使用的傳輸器IOO(圖6) 和接收器200 (圖7)的相應功能框圖。所說明的傳輸器100在IFFT電路之前對OFDM 副載波應用跳頻算法且應用頻域擴展器(例如，沃爾什變換)。
所說明的傳輸器100和接收器200的許多高級組件在功能上類似于圖1A和圖1B的 現(xiàn)有技術調制解調器中所示的組件，但圖6和圖7中展示了進一步細節(jié)和添加到傳輸器 和接收器框圖的功能塊組件。出于參考的目的，對傳輸器的描述以100系列的參考數(shù)字 開始，且對接收器的描述以200系列的參考數(shù)字開始。
所添加的有助于產生可根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例經沃爾什變換的跳頻OFDM信號 的功能組件包括偽隨機振幅與相位產生器102和偽隨機副載波位置電路104。產生器102和電路104兩者與加密算法106和密碼與密鑰產生器電路(密碼密鑰)108以及主時鐘 U0—起操作。這些組件可大體上稱作加密偽隨機信號產生器。如所說明，頻域擴展器電 路112位于IFFT電路之前且可操作以用于例如通過應用沃爾什變換來對信號進行頻率擴 展。而且，數(shù)字/模擬轉換器可接收來自帶寬調整DAC取樣速率電路114的信號以用于 移除頻譜線。下文中進一步詳細闡釋這些組件。
如圖6所說明，信號接收于數(shù)據(jù)緩沖器120內且穿過CRC產生器121和數(shù)據(jù)擾碼器 122。在124處以虛線展示的FEC編碼器電路可包括前向錯誤校正編碼器126 (例如，巻 積編碼器)和穿孔器電路128。經編碼信號在交錯器電路130內被交錯。信號進入在132 處大體上以虛線展示的調制與符號映射電路中。此調制與符號映射電路132包括 QAM/PSK調制器134和插入導頻載波與PAPR減小載波電路136，所述電路136將導頻 載波與PAPR減小載波插入到信號中。此實例中的PAPR對應于峰均功率比。在副載波 映射器電路138中在矩陣運算中將載波映射到IFFT。
加密算法106不僅與密碼密鑰電路108和主時鐘110 —起操作，而且還與偽隨機振 幅與相位產生器102 —起操作，所述產生器102根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例向QAM/PSK 調制器134產生偽隨機信號。偽隨機副載波位置電路104還與副載波映射器電路138 — 起操作且接收來自加密算法106的信號。OFDM副載波借助于所述電路而快速跳頻。
根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例，頻域擴展器電路112位于IFFT電路140之前且在頻域 中應用沃爾什變換。如果頻域擴展器電路112位于IFFT電路140之后，則沃爾什或其它 函數(shù)將強制進行時域擴展。應理解，通?？蓪㈩l域擴展器電路112和IFFT電路140連同 調制與映射電路132—起視為OFDM調制電路或OFDM調制與映射電路。根據(jù)本發(fā)明的 非限制性實例，在頻域中發(fā)生由應用沃爾什變換而產生的擴展?？稍谘h(huán)延伸電路142 內添加作為保護間隔的循環(huán)延伸。例如有限脈沖響應(FIR)濾波器、余弦濾波器或上升 余弦濾波器等符號整形濾波器144可作為"時窗"來操作以用于結合循環(huán)延伸進行符號 整形。包緩沖器146接收信號，且在緩沖之后，在數(shù)字/模擬轉換器148中將信號轉換為 模擬信號。D/A轉換器148還從帶寬調整DAC取樣速率電路114接收信號以進行移除頻 譜線的進一步處理。D/A轉換器148將信號傳遞到無線電集成電路(IC)寬帶緩慢跳頻 電路150。如所說明，RF載波可經受偽隨機跳頻算法以獲得增強的帶寬，且還作為上變 頻轉換器來操作。
上變頻轉換器電路150的基本組件可包括傳輸鏈電路152，其將信號接收到混合器 154中。信號穿過帶通濾波器156、 一系列放大器158且通過單刀雙擲(SPDT)開關160。
15在切換之后，低通濾波器162對信號進行濾波。射頻信號經功率放大器164放大以用于 隨后通過天線166進行傳輸。電路150中的其它組件包括鎖相回路電路170、作為非限 制性實例的40 MHz信號產生器172、低通濾波器174、放大器176、合成器170、另一 放大器180、帶通濾波器182、加法器電路184和連接到混合器154的另一放大器186。 上變頻轉換器電路150的組件部分可用以影響低速率跳頻方案，其中整個OFDM基帶波 形被頻率變換為不同中心頻率。此緩慢跳頻可進一步防備干擾且提供額外的加密水平(如 果緩慢跳頻序列如此設計的話)。
所描述的傳輸器100是非限制性實例且可使用許多其它類型的傳輸器。應理解，隨 著DSP和其它電路功能的進步，處理有可能直接在基帶處發(fā)生。
還應理解，副載波映射器電路138將載波映射到IFFT電路140。舉例來說，如果IFFT 電路140具有在頻域中具有64樣本信號的輸入，則其將在時域中給出64樣本信號作為 矩陣運算。副載波映射器電路138可改變向量的次序以將符號定位于任意副載波上且對 其它副載波應用零。舉例來說，64樣本向量中的一些樣本將為零，這意味著如果其關閉， 則其將不會在頻域中展現(xiàn)。任何開啟或非零者將隨每個IFFT循環(huán)(每符號一次)改變位 置以產生跳頻OFDM信號。用于OFDM信號的跳頻的性質由加密算法106和偽隨機副載 波位置電路104以及偽隨機振幅與相位產生器102產生。QAM/PSK調制器134有助于產 生群集振幅與相位。
本發(fā)明的一個方面涉及向非預期接收器掩飾數(shù)據(jù)已被加密。為了掩飾加密，傳輸器 產生三個未知。舉例來說，存在a)對所傳輸振幅與相位的未知；b)對偽隨機振幅與相 位的未知；以及c)對信道振幅與相位的未知。因為存在三個未知，所以不可能獲知哪個 信號是基于密碼密鑰和主時鐘用加密算法來傳輸?shù)摹?br>
頻域擴展器電路112作為矩陣運算來操作。舉例來說，如果采用64 IFFT電路140， 則可使用64x64沃爾什矩陣(作為非限制性實例)來對副載波進行頻率擴展且提供處理 增益?？蓪⑤斎胂蛄砍艘晕譅柺簿仃?。應理解，沃爾什矩陣為正方形矩陣，其具有可為 "二"的冪的尺寸。條目為正一或負一 (+1、 -1)。沃爾什矩陣可從哈達瑪(Hadamard) 矩陣獲得，所述哈達瑪矩陣以具有相同尺寸的遞歸公式通過布置行以使得符號改變的數(shù) 目呈遞增次序(即，順序排序)來界定。沃爾什矩陣中的每一行對應于一沃爾什函數(shù)。 沃爾什矩陣中的行排序可從通過應用位顛倒置換和格雷碼置換對哈達瑪矩陣進行排序而 導出。沃爾什函數(shù)形成可整合到單位間隔上的正方形的正交基礎。因此，其可產生適合 在加密時使用的統(tǒng)計上唯一的數(shù)字集合，還稱作"偽隨機和噪聲碼"?？蓪⒊朔ㄓ行У貙?br>
16施為一系列加法和減法。
帶寬調整DAC取樣速率電路114與D/A轉換器148 —起操作且可調整取樣速率并 移除頻譜線。因而，更難以通過頻譜圖來檢測波形。應理解，所描述的傳輸器100操作 以形成具有沃爾什變換的跳頻OFDM信號。舉例來說，如果以每符號64個樣本來使用 IFFT，則每一副載波的頻率位置可每64個樣本改變一次。作為實例，如果每四微秒計算 一次IFFT，則可每四微秒發(fā)生所有64個載波上的跳頻以賦予快速跳躍速率。因為這可 逐個符號地完成，所以所描述的跳頻OFDM通信系統(tǒng)還可稱作基于符號的隨機化OFDM, 這是由于副載波頻率位置隨機改變。另一接收器將不能夠在沒有加密算法和相關電路以 及完全同步的情況下確定副載波位置。
圖7展示可根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例而使用的接收器200的高級功能框圖。向例 如加密算法電路、密碼密鑰電路、主時鐘、偽隨機振幅與相位產生器、偽隨機副載波位 置電路和帶寬調整ADC取樣速率電路等在圖6的框圖中使用的相似組件給予與在圖6中 使用時相似的參考數(shù)字，不同之處只是所述組件現(xiàn)置于200系列中。此接收器電路200 還包括基于符號的副載波同步電路216的添加。其還使用頻域解擴展器電路212而非如 在圖6的傳輸器100中的頻域擴展器電路112。
針對此接收器電路200而說明的其它高級組件包括天線220、低噪聲放大器(LNA) 222和無線電集成電路下變頻轉換器224，其中如果跳頻載波信號已由圖6的傳輸器100 中所示的無線電IC寬帶緩慢跳頻電路150針對寬帶進行了處理，則所述無線電集成電路 下變頻轉換器224可以相反方式對所述信號進行處理。模擬/數(shù)字轉換器226接收來自下 變頻轉換器224的IF或基帶信號和來自帶寬調整ADC取樣速率電路214的信號，且顛 倒在傳輸器100處所使用的處理。信號被轉發(fā)到數(shù)據(jù)緩沖器228和基于符號的副載波同 步電路216,所述電路216使副載波同步以用于進一步處理。保護間隔電路230移除保 護間隔，且在FFT電路232中以作為OFDM解調器的快速傅立葉變換來處理信號。在沃 爾什逆變換電路212中應用沃爾什逆變換。在234處以虛線展示副載波解映射器與解調 電路且在副載波解映射器電路236中對副載波執(zhí)行反向映射操作，在導頻移除電路238 中移除導頻音調且在符號到數(shù)字(QAM/PSK)解調器電路240中對信號進行解調。解交 錯器電路242對信號進行解交錯。解碼電路在244處以虛線展示，且操作以在去穿孔電 路246中進行去穿孔并在例如維特比解碼器等FEC解碼器248內進行例如維特比解碼等 前向錯誤校正(FEC)解碼。在數(shù)據(jù)解擾碼器250處發(fā)生數(shù)據(jù)解擾碼，隨后在數(shù)據(jù)緩沖 器252中進行數(shù)據(jù)緩沖，且由CRC電路254處理以進行CRC校驗。
17圖6和圖7中所示的傳輸器100和接收器200可產生和接收作為快速載波跳頻信號 的信號。此跳躍可遠遠快于常規(guī)藍牙系統(tǒng)，常規(guī)藍牙系統(tǒng)使用具有l(wèi)MHz帶寬的單個載 波在80MHz射頻帶寬上以1600次跳躍/秒進行跳頻。還應理解，舉例來說，如圖4的圖 表中所示，信噪比(S/N)的改變可基于副載波的數(shù)目，且可用作在自適應性無線通信系 統(tǒng)中相對于所述數(shù)據(jù)速率來改變瞬時副載波信噪比的范圍的方法。舉例來說，接收器200可例如通過使用信道估計符號、前同步碼或特殊信道估計包 來測量所接收的每副載波的信噪比。信息可作為"信道屏蔽(channel mask)"被傳回到 傳輸器，從而指定待"關閉"的副載波的數(shù)目和作為信道削弱的干擾體的可能頻率位置， 使得傳輸器100可使用經協(xié)商的信道屏蔽來避免在任何不合需要的頻率上進行傳輸。在 一個實例中，在100MHz帶寬上同時開啟十個載波，且每一載波被傳輸持續(xù)640毫微秒 (對應于1/FFT速率)，使得每一載波可每秒跳躍1,562,500次。這比藍牙協(xié)議跳躍快約一 千倍且可提供十倍以上的數(shù)據(jù)速率。傳輸器100可創(chuàng)建位于特定頻率處的多重副載波，且可如之前所闡釋通過應用跳頻 算法而針對每一副載波頻率產生偽隨機跳頻。IFFT電路140創(chuàng)建位于特定頻率處的多重 副載波。根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例，在任一時間僅需要使用所有可能副載波中的一小 子集，但在必要時可使用所有副載波。舉例來說，如在上文所論述的實例中，在此非限 制性實例中可僅使用10個副載波而非64個副載波，從而在所述實例中給出每秒1,562,500 次跳躍?？赏ㄟ^使用用于偽隨機頻率的加密算法以OFDM符號速率改變副載波中心頻率。這 在調制與映射電路132處發(fā)生，在所述調制與映射電路132中將載波映射到IFFT。由于 跳頻算法的緣故，副載波的中心頻率可表現(xiàn)為隨機的。如上文所提及，符號時間持續(xù)時 間可能非常短，且因此，每一副載波將在任何特定頻率處出現(xiàn)持續(xù)較短時間?？赏ㄟ^確保連續(xù)符號不會含有位于同一頻率位置的副載波來減少或消除保護時間。 舉例來說，在現(xiàn)有技術系統(tǒng)中，如果兩個符號緊挨著位于同一頻率上，則多路徑信號可 在不同時間到達同一位置。通過使用圖6和圖7中所示的系統(tǒng)和電路，這些信號不會出 現(xiàn)在同一頻率上且所述信號通常將不會受多路徑的影響，因此防止了符號間干擾(ISI) 且大致上減少了所需保護時間，減少了傳輸開銷并增加了數(shù)據(jù)速率。有可能使用圖6和圖7中所示的傳輸器100和接收器200來消除或大致上減少保護 時間，例如"保護間隔"。而且，應理解，可通過如下操作來添加額外保護修改所述跳 頻算法以使得不會針對連續(xù)符號在一行中將任何頻率使用兩次，且進而防止了由于多路18徑信道效應而產生的符號間干擾(ISI)。如上文所提及，這消除或大致上減小了所需保護 間隔、減少了傳輸開銷且增加了數(shù)據(jù)速率。
還有可能依據(jù)所需數(shù)據(jù)速率而動態(tài)地添加和移除副載波。由于跳頻信號的緣故，最 小載波間距可增加以減小載波間干擾(ICI)且提供對干擾的穩(wěn)固性(即，抗擾(AJ)能 力)。只要不在頻域中彼此緊接地傳輸載波，便將減小載波間干擾。
還有可能使載波頻率偽隨機地跳躍且覆蓋寬帶寬。這可通過圖6所示且作為上變頻 轉換器電路來操作的無線電IC寬帶緩慢跳頻電路150來完成。
可將"空載時間"偽隨機產生器引入到系統(tǒng)中以減少"開啟"時間，且可增加符號 之間的輸出間距。可使用偽隨機產生器來改變間距以防止頻譜線且減小信號的循環(huán)平穩(wěn) 統(tǒng)計。可在沒有輸出樣本控制的情況下實施此類型的系統(tǒng)。所述系統(tǒng)可在傳輸之前等待 一隨機時間量。通過移除頻譜線，其它系統(tǒng)更難以檢測到所傳輸?shù)耐ㄐ?。術語"循環(huán)平 穩(wěn)"可指作為信號的二階統(tǒng)計的平均標準偏差。輸出樣本控制可指D/A轉換器148處的 控制。
還可使用與如圖6所示的調制器134 —起操作的產生器102來偽隨機改變副載波群 集振幅與相位值。舉例來說，可使用加密算法來產生偽隨機振幅與相位值。可在傳輸之 前將偽隨機振幅與相位值添加到所預期的振幅與相位值中。通過將偽隨機振幅與相位值 添加到每一副載波，符號群集不再是標準QAM/PSK。如果傳輸器信號被非預期接收器檢 測到，則所述接收器將不能夠對信號進行解調，因為存在過多未知。舉例來說，所傳輸 或預期的振幅與相位連同添加到信號的偽隨機振幅與相位將為未知，且另一未知是多路 徑的信道振幅與相位。這產生三個未知。偽隨機振幅與相位值將對未經授權或非預期的 接收器表現(xiàn)為典型的隨機信道效應。
應理解，這些算法可添加到軟件定義無線電(SDR)且可用一些改變而加以實施以 改變數(shù)據(jù)速率和調制?？赏ㄟ^改變副載波調制方案、取樣速率、IFFT大小、IFFT持續(xù)時 間和每OFDM符號所使用的副載波的數(shù)目來改進數(shù)據(jù)速率、帶寬、傳輸功率和LPI/LPD 性能。
如圖6中所示，可在頻域中應用沃爾什變換以用于頻率擴展，因為其是在IFFT電路 140之前使用頻域擴展器電路112來應用的。已知通常在例如CDMA等通信系統(tǒng)中使用 沃爾什變換以用于時域擴展且用于創(chuàng)建正交碼以用于多址方案?？稍诒景l(fā)明的系統(tǒng)、設 備和方法中使用沃爾什變換以在頻域上擴展副載波。這可提供顯著的平均功率降低(毫 瓦分貝/赫茲/秒)以獲得增強的LPI/LPD性能，從而允許在同一FCC頻譜屏蔽內具有更
19多傳輸功率且通過提供頻域處理增益來減小頻率選擇性衰減的效應。其還提供額外的抗 擾(AJ)穩(wěn)固性。而且，由于沃爾什變換所造成的急劇"滾降"的緣故，可類似于開時 窗來減少帶外噪聲(OBN)發(fā)射。作為矩陣的沃爾什變換僅由正一和負一 (+ 1、 -O組 成，且僅要求進行加法和減法而無需乘法。這將允許針對同一FCC頻譜屏蔽的載波數(shù)目 對數(shù)據(jù)速率對傳輸功率與距離進行折衷。在沃爾什變換中，矩陣行可彼此交換。所述變 換在接收器200處仍將為正交的?？蓤?zhí)行這些行置換以進一步增加LPI。
應理解，由于多路徑的緣故，OFDM容易遭受頻率選擇性衰減。沃爾什變換可向系 統(tǒng)提供處理增益且提供抵抗頻率選擇性衰減的穩(wěn)固性。
所描述的系統(tǒng)、設備和方法通過例如以OFDM符號速率改變副載波頻率位置來提供 非常快速的跳頻。因此，其可提供隨時間而降低的頻譜密度(分貝/赫茲/秒)以便提供低 截獲概率(LPI)和低檢測概率(LPD)。所描述的系統(tǒng)比藍牙系統(tǒng)快得多，且使得有可 能在FCC頻譜屏蔽內以更大的距離進行傳輸。其還通過確保副載波對于連續(xù)OFDM符號 不會出現(xiàn)在同一頻率上來消除或大致上減小保護間隔。系統(tǒng)還提供抵抗由于多路徑引起 的符號間干擾(ISI)的穩(wěn)固性?？稍陬l域中應用沃爾什變換以在頻譜上擴展跳頻副載波 且降低功率譜密度(分貝/赫茲)以改進LPI/LDP性能或有助于服從FCC頻譜屏蔽要求。 其還可提供抵抗頻率選擇性衰減的處理增益且提供抵抗干擾的穩(wěn)固性。
現(xiàn)參看圖8A和圖8B，其展示常規(guī)單載波波形與基于符號的隨機化跳頻副載波之間 的頻譜比較。如上方圖中所示，頻率位于水平軸上，且以分貝為單位的相對功率位于垂 直軸上。在基帶處展示頻譜，且連同優(yōu)于常規(guī)系統(tǒng)的30分貝LPD改進一起說明平均強 度。現(xiàn)可在同一FCC頻譜屏蔽內傳輸更多功率。無線電臺或其它傳輸數(shù)字數(shù)據(jù)的傳輸器 有可能根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例對其OFDM信號進行跳頻且減小平均功率。
圖9的圖展示例如緊鄰傳輸器處的噪聲頻譜比較。將單個載波與跳頻OFDM副載波 進行比較。
圖10為以三維形式展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的在沃爾什變換之前的所傳輸 跳頻OFDM信號的圖。其說明跳頻OFDM信號。
圖11為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的在沃爾什變換之后的所傳輸跳頻OFDM 信號的三維圖，其中功率降低得更多。每一副載波具有應用于頻域中的沃爾什變換。副 載波在頻率上"敷開"或擴展，以便以大于沃爾什變換之前的程度來減小每赫茲功率。
圖12為展示根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的將沃爾什變換添加到基于符號的隨機化 副載波的圖。其展示了關閉和開啟時的沃爾什變換，還展示了各種功率差異。圖13為以三維形式展示在沃爾什逆變換之前的所接收跳頻OFDM信號且暗示在不 知道加密算法的情況下可解碼信號的困難程度的圖。
圖14A為展示來自圖13的所接收信號在應用沃爾什逆變換之后的三維圖，其中信號 "彈出"且可被解碼。在右下方于圖14B處展示沃爾什逆變換之后的所接收信號群集。
圖15A和圖15B展示沃爾什變換之前和沃爾什變換之后的跳頻OFDM信號，其中單 載波系統(tǒng)展示于帶中部的1501處。如圖15B的圖中所示，在沃爾什變換之后，單個載波 不應用沃爾什變換，但經受根據(jù)本發(fā)明的非限制性實例的跳頻的另一 OFDM信號在頻率 上擴展。
圖16為展示具有干擾體的頻域解擴展的三維圖，其中所述干擾體在沃爾什逆變換之 后在頻率上擴展。因此，存在具有干擾體的頻域解擴展。
圖17展示在添加噪聲之前的相似模擬中在沃爾什變換之前的所傳輸OFDM信號。 此圖展示在應用頻域擴展和經由有噪聲的信道傳輸之前的所傳輸信號。
圖18展示針對真實噪聲環(huán)境的在沃爾什逆變換之前具有干擾體且展示延伸的干擾 體信號的所接收OFDM信號。跳頻和擴展OFDM信號展示于噪聲底層(noise floor)上 方。
圖19為展示在沃爾什變換開啟和關閉時具有干擾體的頻譜比較且展示干擾體和跳
頻OFDM信號以及經沃爾什變換的信號的位置的圖。
圖20為沃爾什逆變換之前具有干擾體的所接收跳頻和擴展OFDM信號的功率譜。 圖21為展示具有干擾體的頻域解擴展的二維圖，其中所述干擾體在沃爾什逆變換之
后在頻率上擴展。
圖22為展示頻域解擴展(其中干擾體在沃爾什逆變換之后在頻率上擴展)且展示所
接收信號群集的圖。
現(xiàn)相對于圖23陳述可經修改以與本發(fā)明一起使用的通信系統(tǒng)的實例。 可與所述系統(tǒng)和方法一起使用的無線電的實例為由佛羅里達州墨爾本的哈里斯公司
(Harris Corporation of Melbourne, Florida)制造并出售的獵鷹TM (Falcon ) III無線電。
獵鷹TM HI可包括基本傳輸開關以及所屬領域的技術人員已知的其它功能開關和控制器。 應理解，可使用不同無線電，包括但不限于軟件定義的無線電，其通常可用相對標準的
處理器和硬件組件來實施。 一個特定種類的軟件無線電為聯(lián)合戰(zhàn)術無線電(JTR)，其包
括相對標準的無線電和處理硬件，連同任何適當?shù)牟ㄐ诬浖K以實施所要通信波形。
JTR無線電還使用符合軟件通信結構(SCA)規(guī)范(見www.itrs.saalt.mil)的操作系統(tǒng)軟
21件，所述規(guī)范的全文以引用的方式并入本文中。SCA為開放式結構框架，其指定了硬件 組件和軟件組件將如何交互操作以使得不同制造商和開發(fā)者可易于將相應組件集成到單 個裝置中。
聯(lián)合戰(zhàn)術無線電系統(tǒng)(JTRS)軟件組件結構(SCA)常?；诠矊ο笳埱蟠眢w 系結構(CORBA)而定義一組接口和協(xié)議，以用于實施軟件定義的無線電(SDR)。部 分地，JTRS和其SCA與軟件可再編程無線電系列一起使用。如此，SCA為用于實施軟 件可再編程數(shù)字無線電的一組特定規(guī)則、方法和設計準則。
JTRS SCA規(guī)范由JTRS聯(lián)合計劃辦公室(JPO)公布。JTRS SCA已經結構化以提供 應用軟件在不同JTRS SCA實施方案之間的可移植性、利用商業(yè)標準以降低開發(fā)成本、 通過再用設計模塊的能力來減少對新波形的開發(fā)時間且基于不斷演進的商業(yè)框架和結 構。
JTRS SCA不是系統(tǒng)規(guī)范(因為其意欲為不依賴于實施方案的)，而是對系統(tǒng)的設計 加以約束以實現(xiàn)所要的汀RS目標的一組規(guī)則。JTRS SCA的軟件框架界定操作環(huán)境(OE) 且根據(jù)所述環(huán)境指定應用所使用的服務和接口。 SCA OE包含核心框架(CF)、 CORBA 中間件和具有相關聯(lián)的板支持包(board support package)的基于便攜式操作系統(tǒng)接口 (POSIX)的操作系統(tǒng)(OS)。 JTRS SCA還提供積木式結構(在API附錄中定義)以用 于界定應用軟件組件之間的應用編程接口 (API)。
JTRS SCA核心框架(CF)是結構概念，其定義在嵌入式分布計算通信系統(tǒng)中提供 軟件應用組件的部署、管理、互連和相互通信的開放式軟件接口和簡檔的基本"核心" 組。可在JTRS SCA規(guī)范中定義若干接口。然而，開發(fā)者可實施其中的一些， 一些可由 非核心應用(即，波形等)來實施，且一些可由硬件裝置提供者來實施。
僅出于描述的目的，相對于圖23所示的非限制性實例來描述對將得益于本發(fā)明的通 信系統(tǒng)的實例的簡要描述。通信系統(tǒng)350的此高級框圖包括基站區(qū)段352和可經修改以 與本發(fā)明一起使用的無線消息終端?；緟^(qū)段352包括VHF無線電360和HF無線電362， 所述兩者經由無線鏈路向VHF網364或HF網366通信并傳輸語音或數(shù)據(jù)，VHF網364 和HF網366每一者包括若干個相應VHF無線電368和HF無線電370以及連接到無線 電368、 370的個人計算機工作站372。 ad-hoc通信網絡373與所說明的各種組件交互操 作。因此，應理解，HF或VHF網絡包括無基礎結構且作為Ad-hoc通信網絡操作的HF 和VHF網區(qū)段。雖然未說明UHF無線電和網區(qū)段，但可包括這些。
HF無線電可包括解調器電路362a和適當?shù)膸喎e編碼器電路362b、塊交錯器362c、
22數(shù)據(jù)隨機化器電路362d、數(shù)據(jù)與成幀電路362e、調制電路362f、匹配濾波器電路362g、 具有適當箝位裝置的塊或符號均衡器電路362h、解交錯器與解碼器電路362i、調制解調 器362j以及功率自適應電路362k，其作為非限制性實例。聲碼器(語音編碼器/解碼器) 電路3621可并入有編碼和解碼功能以及轉換單元，所述轉換單元可為所描述的各種電路 的組合或單獨電路。傳輸密鑰開關362m如上文所闡釋進行操作。這些和其它電路操作 以執(zhí)行本發(fā)明所必需的任何功能以及所屬領域的技術人員所建議的其它功能。本文中所 參考的電路可包括軟件和/或硬件元件的任何組合，包括但不限于通用微處理器和相關聯(lián) 軟件、用于數(shù)字信號處理的專用微處理器和其相關聯(lián)軟件、專用集成電路(ASIC)、現(xiàn) 場可編程門陣列(FPGA)、邏輯電路或所屬領域的技術人員已知的其它種類的裝置和/或 軟件或固件。其它所說明的無線電(包括所有VHF移動無線電以及傳輸和接收站)可具 有類似的功能電路。
基站區(qū)段352包括到公共交換電話網絡(PSTN) 380的陸線連接，所述公共交換電 話網絡(PSTN)380連接到PABX 382。例如衛(wèi)星地面站的衛(wèi)星接口 384連接到PABX 382， 所述PABX 382連接到形成無線網關386a、 386b的處理器。所述無線網關386a、 386b 分別互連到VHF無線電360或HF無線電362。處理器通過局域網連接到PABX 382和 電子郵件客戶端390。無線電包括適當?shù)男盘柈a生器和調制器。使用本發(fā)明的技術在網 絡內傳輸?shù)陌蚍前瘮?shù)字語音信息可來源于或被遞送到連接至所述無線電中的一者 的手持機、附接到例如RF-6010戰(zhàn)術網絡集線器等無線網關裝置的電話或其它接口裝置 或者連接到PABX或位于公共交換電話網絡內的訂戶電話。
以太網/TCP-IP局域網可作為"無線電"郵件服務器進行操作?？墒褂米鳛榈诙鷧f(xié) 議/波形的STANAG-5066 (其揭示內容的全文以引用的方式并入本文中)且當然優(yōu)選地 與第三代互操作性標準STANAG-4538 (其揭示內容的全文以引用的方式并入本文中)一 起經由無線電鏈路和局域空中網絡發(fā)送電子郵件消息?；ゲ僮餍詷藴蔉ED-STD-1052 (其 揭示內容的全文以引用的方式并入本文中)可與傳統(tǒng)無線裝置一起使用?？稍诒景l(fā)明中 使用的裝備的實例包括不同的無線網關和由佛羅里達州墨爾本的哈里斯公司(Harris Corporation of Melbourne, Florida)制造的無線電。此裝備包括RF5800、 5022、 7210、 5710、 6010、 5285和PRC 117與138系列裝備和裝置，其作為非限制性實例。
這些系統(tǒng)可與RF-5710A高頻(HF)調制解調器一起操作且可與稱作STANAG 4539 的NATO標準(其揭示內容的全文以引用的方式并入本文中) 一起操作，所述NATO標 準保證遠程HF無線電電路以高達9,600 bps的速率來進行傳輸。除了調制解調器技術之外，那些系統(tǒng)還可使用無線郵件產品，所述無線郵件產品使用一套針對應力戰(zhàn)術信道而 設計并完成的數(shù)據(jù)鏈路協(xié)議，例如STANAG 4538或STANAG 5066，其揭示內容的全文 以引用的方式并入本文中。還有可能與設定為ISB模式的無線電和設定為固定數(shù)據(jù)速率 的HF調制解調器一起使用高達19,200 bps或更高的固定非自適應性數(shù)據(jù)速率。有可能使 用碼組合技術和ARQ。
權利要求
1.一種傳送方法，其包含將經編碼正交頻分多路復用信號(COFDM)通信信號產生為多個副載波；以及開啟和關閉選定副載波，同時還基于所要的固定或可變取樣速率而對所述選定開啟副載波進行跳頻并將其在頻域上擴展，以便降低平均功率以獲得增強的低截獲概率/低檢測概率(LPI/LPD)且還允許在頻譜屏蔽內具有更多傳輸功率。
2. 根據(jù)權利要求1所述的方法，其進一步包含應用連續(xù)波(CW)干擾體和選擇性信 道系統(tǒng)中的至少一者以用于增強信道狀態(tài)信息(CSI)技術。
3. 根據(jù)權利要求1所述的方法，其進一步包含應用擴展函數(shù)且隨后應用快速傅立葉逆 變換(IFFT)，以將所述副載波在所述頻域上擴展。
4. 根據(jù)權利要求3所述的方法，其進一步包含應用沃爾什變換作為擴展函數(shù)。
5. 根據(jù)權利要求3所述的方法，其進一步包含與IFFT大小和擴展序列長度相比而減 少副載波數(shù)目以獲得增加的處理增益和降低的每頻率平均功率。
6. —種傳輸器，其包含用于將經編碼正交頻分多路復用(COFDM)通信信號產生為多個副載波的電路； 以及用于開啟和關閉選定副載波同時還基于所要的固定或可變取樣速率而對所述選 定開啟副載波進行跳頻并將其在頻域上擴展以便降低平均功率以獲得增強的低截 獲概率/低檢測概率(LPI/LPD)且還允許在頻譜屏蔽內具有更多傳輸功率的電路。
7. 根據(jù)權利要求6所述的傳輸器，其進一步包含用于應用連續(xù)波(CW)干擾體和選 擇性信道系統(tǒng)中的至少一者以用于增強信道狀態(tài)信息(CSI)技術的電路。
8. 根據(jù)權利要求6所述的傳輸器，其進一步包含用于應用擴展函數(shù)且隨后應用快速傅 立葉逆變換(IFFT)以將所述副載波在所述頻域上擴展的電路。
9. 根據(jù)權利要求8所述的傳輸器，其進一步包含用于應用沃爾什變換作為擴展函數(shù)的 電路。
10. 根據(jù)權利要求8所述的傳輸器，其進一步包含用于與IFFT大小和擴展序列長度相 比而減少副載波數(shù)目以獲得增加的處理增益和降低的每頻率平均功率的電路。
全文摘要
本發(fā)明提供一種傳送經編碼正交頻分多路復用(COFDM)通信信號并將其產生為多個副載波的系統(tǒng)和方法。開啟和關閉選定副載波，同時還基于固定或可變的取樣速率而對所述選定開啟副載波進行跳頻并將其在頻域上擴展，以便降低平均功率以獲得增強的低截獲概率/低檢測概率(LPI/LPD)且還允許在頻譜屏蔽內具有更多傳輸功率。
文檔編號H04L27/26GK101518004SQ200780034908
公開日2009年8月26日 申請日期2007年8月16日 優(yōu)先權日2006年8月16日
發(fā)明者克里斯托佛·D·莫法特 申請人:賀利實公司