專利名稱：多輸入多輸出正交頻分多路復用系統(tǒng)中的信道估計方法和用于信道估計的訓練信號創(chuàng)建方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及多輸入多輸出正交頻分多路復用(MIMO-OFDM )系統(tǒng)中的 信道估計方法和用于信道估計的訓練信號生成方法。更具體地說，本發(fā)明的 目的是在MIMO-OFDM系統(tǒng)中使用利用正交碼(例如，沃爾什(Walsh )碼) 編碼的脈沖列的訓練信號生成方法、和利用正交碼解碼的信道估計方法，其 中，通過在發(fā)送端生成和發(fā)送利用正交碼編碼的脈沖列作為訓練信號，并且 在接收端利用正交碼解碼接收的信號然后對解碼信號求平均而筒單和準確地 進行信道估計。
背景技術(shù)：
MIMO技術(shù)指的是通過從安排在發(fā)送端和接收線端上的多個天線的每一 個發(fā)送分立數(shù)據(jù)，無需增加任何帶寬就可以提高傳送速率的技術(shù)。
眾所周知，OFDM是將數(shù)據(jù)分配給多個正交載波和發(fā)送它們的頻率多路 復用方案。換句話說，OFDM指的是盡管一部分發(fā)送頻帶是重疊的，但通過 給定載波之間的正交條件，可以在接收器上分離每個載波的頻率多路通信方 案。
因此，MIMO-OFDM技術(shù)是匯集了 MIMO技術(shù)和IFDM技術(shù)，和基于當
每個天線發(fā)送不同數(shù)據(jù)時，理論信道容量與發(fā)送天線數(shù)量和接收天線數(shù)量當 中的較小數(shù)量成正比的事實的技術(shù)。也就是說，由于要發(fā)送的數(shù)據(jù)量與天線 數(shù)量成正比，因此MIMO-OFDM技術(shù)的特征在于，無需任何附加帶寬就可以 提高單位時間的數(shù)據(jù)傳送速率。


圖1是例示應用了 Nt個發(fā)送天線和Nr個接收天線的傳統(tǒng)MIMO-OFDM 系統(tǒng)的配置的圖形。
如圖1所示，首先將用戶數(shù)據(jù)b[l, k]施加于MIMO-OFDM系統(tǒng)中的 MIMO編碼和碼元映射單元1，其中，數(shù)據(jù)纟皮編碼和映射成碼元。然后，通 過快速付里葉逆變換器(IFFT)單元12正交變頻和發(fā)送映射數(shù)據(jù)。包括在IFFT單元12中的IFFT ]21到IFFT 123的每一個同時并行處理來自MTMO編碼和 碼元映射單元11的輸出，因此，將它們的數(shù)量設置成相信應于來自MMO 編碼和碼元映射單元11的輸出的數(shù)量。
與IFFT單元12連接的是用于向無線電環(huán)境發(fā)送來自IFFT 12的發(fā)送信
并且隨后在接收端通過接收天線單元14的每個接收天線接收。
與接收天線單元14連接的是對通過Nr個接收天線接收的每個信號進行 FFT (快速付里葉變換)的FFT單元5。 FFT單元15的輸出可以通過下式表 示
<formula>formula see original document page 5</formula>.(l)
其中，//,,[/^]表示在第I碼元間隔上，對于第k子信道，第i發(fā)送天線與第j 接收天線之間的多路信道的頻率響應，和fi7[/,./]表示平均值是0和方差是 的加性白高斯噪聲(AWGN )的FF「輸出。
發(fā)送信號相互混合、通過各自接收天線14接收的信號由FFT單元15變 換成相應時域信號。為了上迷目的，接收端需要與發(fā)送端天線數(shù)量一樣多的 FFT 151到153。
來自FFT 151到153每一個的信號是從通過接收天線接收的混合信號變 換的時域信號，因此，需要檢測塊從它們中分離出每一個，其中，MIMO解 碼和碼元去映射單元16被用作檢測塊。
作為用在MIMO-OFDM系統(tǒng)中的檢測算法，存在有最小均方誤差法 (MMSE)、垂直貝爾實驗室分層時空法(VBLAST)、迫零法(ZF)、最大似 然法(M:L)等。這些檢測算法的性能主要依賴于天線之間的子信道的信道估 計器17的精確度。并且，與信道估計器17連接的是通過檢測算法附加配備 的碼元映射單元18。
在檢測算法中，如果在估計信道系數(shù)中巻入估計誤差，就不能正確地從 接收信號中分離出每個發(fā)送天線的發(fā)送信號。其結(jié)果是，來自其它發(fā)送天線 的信號以噪聲的形式保留在其中，導致MIMO-OFDM系統(tǒng)的性能降低。因此， 為了提高MIMO-OFDM系統(tǒng)的性能，需要一種能夠精確估計尤其在多路衰落 環(huán)境下的信道的技術(shù)。估計這樣的信道的現(xiàn)有技術(shù)之一是基于利用脈沖信道響應的延遲分布的
MMSE技術(shù)的信道估計方法。這種方法通過考慮時域中信道響應的長度有效 地消除了 AWGN成分。但是，這樣的方法將求解復雜的逆矩陣，隨著信道響 應的長度越來越長和發(fā)送天線數(shù)量和接收天線數(shù)量不斷增加，使計算量急劇 增大。
為了降低成為基于如上所述的MMSE技術(shù)的信道估計方法的一個問題的 計算復雜性，人們提出了不利用逆矩陣，而是借助于信道的延遲分布估計信 道的技術(shù)。也就是說，這種技術(shù)以這樣的方式估計信道，即，每個天線發(fā)送 在時域中存在不同時間延遲的訓練信號，以便使信道響應在接收端上不相互 混合。
這種技術(shù)與MMSE信道估計方法相比較筒單，但仍然存在復雜的結(jié)構(gòu)。 而且，該技術(shù)存在前信道估計值的精確度嚴重影響當前信道估計的精確度的 反饋結(jié)構(gòu)。由于這樣的反饋結(jié)構(gòu)，難以將該技術(shù)應用于低SNR (信噪比)或 信道迅速變化的環(huán)境下的系統(tǒng)
發(fā)明內(nèi)容
技術(shù)問題
因此，本發(fā)明的一個目的是提供生成和發(fā)送借助于正交碼(沃爾什碼) 編碼的脈沖列作為用于接收端的信道估計的訓練信號、MIMO-OFDM系統(tǒng)中
本發(fā)明的另一個目的是提供能夠通過借助于正交碼解碼接收信號，然后 對解碼信號求平均簡單和準確地進行信道估計、MIMO-OFDM系統(tǒng)中利用正
交碼解碼的信道估計方法。
本發(fā)明的其它目的和優(yōu)點可以通過如下的描述來理解，也可以通過本發(fā) 明的實施例更清楚地明白。并且，可以容易地看出，本發(fā)明的目的和優(yōu)點可 以通過規(guī)定在權(quán)利要求書中的途徑及其組合實現(xiàn)。
技術(shù)解決方案
按照本發(fā)明的一個方面，提供了多輸入多輸出正交頻分多路復用(MIMO-OFDM )系統(tǒng)中將借助于正交碼編碼的脈沖列用于接收端的信道估計的訓練 信號生成方法，該方法包括如下步驟根據(jù)發(fā)送天線的數(shù)量創(chuàng)建多個正交碼； 和針對每個發(fā)送天線，生成由借助于正交碼編碼的脈沖列組成的訓練信號。按照本發(fā)明的另一個方面，提供了 MIMO-OFDM系統(tǒng)中利用正交碼解碼 的信道估計方法，該方法包括如下步驟創(chuàng)建視接收天線的數(shù)量而定的多個 正交碼；利用正交碼解碼通過每個接收天線接收的信號；和通過將借助于正 交碼解碼的接收信號對每個OFDM碼元求平均來估計信道響應。算更精確地估計無線電信道，可以提高接收信號的質(zhì)量。另外，本發(fā)明還存在通過將沃爾什解碼過程和零填充用于接收天線端的 信道估計，可以顯著降低噪聲方差的益處。附圖描述通過結(jié)合附圖對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行如下描述，本發(fā)明的上面和其 它目的和特征將更加顯而易見，在附圖中圖1是例示傳統(tǒng)MIMO-OFDM系統(tǒng)的配置的圖形；圖2是描述4要照本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM系統(tǒng)中利用沃爾什編碼脈 沖列的訓練信號生成方法和利用沃爾什解碼的信道估計方法的視圖；和圖3是描述按照本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM系統(tǒng)中的沃爾什編碼訓練 信號和天線接收信號的視圖。
具體實施方式
通過結(jié)合附圖進行如下詳細描述，本發(fā)明的上述目的、特征、和優(yōu)點將 更加顯而易見，因此，本領域的普通技術(shù)人員可以容易地想像本發(fā)明的附屬 物。并且，在如下的描述中，將不詳細描述那些眾所周知的現(xiàn)有技術(shù)，因為 它們有可能使本發(fā)明埋沒在不必要的細節(jié)之中。在下文中，將參照附圖詳細首先，在詳細描述本發(fā)明之前，簡單說明傳統(tǒng)OFDM技術(shù)。 為了防止OFDM中的碼元間千擾(ISI),其中配備了比信道響應的長度 長的循環(huán)前綴(CP)?？紤]到信道的最大響應長度，CP的長度大約是整個 OFDM碼元長度的1/4。因此，在時域中，在一個OFDM碼元的長度內(nèi)可能 存在4次信道響應。下，利用沃^本發(fā)明提供了發(fā)送利用沃爾什碼編碼的訓練信號，以便MIMO-OFDM系 統(tǒng)可以使用如上所述的信道的時間響應特性，和可以在接收端作出準確信,包-估計的方法。
換句話說，由于考慮到最大響應長度，在一個OFDM碼元中可以容納4 個脈沖，本發(fā)明可以發(fā)送4個沃爾什編碼脈沖列；并且，當4個天線發(fā)送各 自相應沃爾什編碼脈沖列時，允許4x4個MIMO-OFDM信道估計信道響應。
圖2是描述按照本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM系統(tǒng)中利用沃爾什編碼脈 沖列的訓練信號生成方法和使用沃爾什解碼的信道估計方法的視圖。圖3是 描述按照本發(fā)明實施例的MIMO-OFDM系統(tǒng)中的沃爾什編碼訓練信號和天 線接收信號的視圖。
將本發(fā)明應用于下面參照圖2描述本發(fā)明信道估計方法的概念的MIMO-OFDM 系統(tǒng)。
在發(fā)送端，首先在框21中通過沃爾什編碼生成訓練信號，然后在框22 中進行IFFT變換。通過發(fā)送天線發(fā)送1FFT變換信號。然后，在接收端，在 框23中接收信號被沃爾什解碼和零填充，然后在框24中進行FFT變換，這 樣，估計各自發(fā)送天線與接收天線之間的信道。
首先，下面將對在發(fā)送端實現(xiàn)的使用沃爾什編碼脈沖列的訓練信號生成 方法力口以^苗述。
在發(fā)送端，根據(jù)發(fā)送天線的數(shù)量生成多個沃爾什碼，以便創(chuàng)建由利用沃 爾什碼編碼的脈沖列組成的訓練信號。
如果發(fā)送天線和接收天線的數(shù)量分別是4個，所使用的沃爾什碼的階也 是4,這可以通過下面的Eq.(2)給出。此時，在發(fā)送天線和接收天線的數(shù)量分 別大于4個的情況下，如果使用了 2個OFDM碼元和使用了更高階的沃爾什 碼，則可以擴展到8。
,,[2]，稱卩，i， i， i)
，，,2 [2],咽i, -i, i, -i
剛，咽，唱，咽——i, i, -i, -i
咽，、'—1- —i， i乂
Eq.(2)
并且，在上面描述的Eq.(2)中的沃爾什碼具有相互正交性；因此，獲得 如下方程。
81，如果/ = ./ 0, 否則
Eq.(3)
如果發(fā)送天線的數(shù)量是4,則沃爾什編碼訓練信號如圖3所示。也就是 說，以這樣的方式從發(fā)送天線31發(fā)送訓練信號，即，如上面Eq.(2)所示的沃 爾什碼出現(xiàn)在時域中最大響應時間間隔(L個樣本)上。
此時，發(fā)送天線i利用沃爾什碼。并且，從發(fā)送天線i發(fā)送的^[w]訓練 信號可以通過使用如下的單位脈沖函數(shù)表示成時域中的離散信號
/,y,(")=壞:[諷"]+『J2]外7 -+ - 2丄]+『'[4何〃 -3Z1 Eq,(4) 其中，表示從天線i發(fā)送的時間訓練信號的第n樣本；n具有0s〃s A,-1 的關(guān)系，N是總子信道數(shù)和是2的指數(shù)次方的值；列〃]代表只有當n = 0時單 位脈沖函數(shù)才具有1;和L(-N/4)表示OFDM信號的最大響應長度。頻域中 的沃爾什編碼訓練信號7^>)可以通過執(zhí)行如下的FFT獲得
71S;(")^fT[",(〃)] Eq.(5) 其中，F(xiàn)FT[]指示快速付里葉運算。
現(xiàn)在，詳細描述在接收端使用沃爾什解碼的信道估計方法。與發(fā)送端一 樣，接收端也應該生成視接收天線的數(shù)量而定的多個沃爾什碼。'在下文中， 對與發(fā)送端一樣，發(fā)送天線和接收天線的數(shù)量都是4，并使用沃爾什碼的例 子給予描述。
如圖3所示，在本發(fā)明的MIMO-OFDM系統(tǒng)中，當從每個發(fā)送天線31 發(fā)送化(")信號時，通過每個發(fā)送天線31發(fā)送的信號是重疊的，并且通過每個 相應接收天線32接收。
這個重疊信號(接收信號)包含每個天線的信道響應。也就是說，通過 接收天線j接收的信號是通過使來自每個發(fā)送天線的沃爾什編碼訓練信號都 經(jīng)過該信道重疊的信號。接收信號可以通過下式表示
=+『,[2]~[/7 - Z] + ,,[3]/,,[" - 2￡] +『,[4]//,,[" - 3,]) Eq.(6) 其中，';'表示巻積算符，和 [n]示出發(fā)送天線j與接收天線i之間的信道的時 間響應?？紤]因果系統(tǒng)，這可以通過下式給出
從上面Eq.(6)和Eq.(7)中導出的重疊信號經(jīng)歷分離各自相應天線之間的
Eq.(7)信道響應的沃爾什解碼過程。此時，通過使用如上面Eq.(3)所述的沃爾什碼 的正交性，可以非常簡單地在時域中執(zhí)行沃爾什解碼過程。
為了更便于沃爾什解碼，將接收信號,;[n]劃分成4個間隔，因此，可以 按如下表示成2維排列信號
<formula>formula see original document page 10</formula>時域中多種多樣天線的重疊信道響應可以通過下面作為沃爾什解碼過程 的Eq.(12)分離。換句話說，將通過每個接收天線接收的信號乘以相應沃爾 什碼進行沃爾什解碼。然后，通過將沃爾什解碼接收信號對每個OFDM碼元 求平均估計信道響應。
<formula>formula see original document page 10</formula>12)
通過使用如Eq.(3)所述的沃爾什碼的正交性，可以沃爾什解碼通過上面 Eq.(12)估計的信道響應
如果/=/,則&["] = / ,,["] Eq.(13) 在分離了各自相應信道之間的信道響應之后，將零填充進去，以考慮信道的延遲分布。也就是說，對接在每個OFDM碼元保護間隔的數(shù)據(jù)之后的部 分進行零填充。更具體地說，通過在/ ["]之后填充(N-L)個零，然后進行 FFT，可以導出信道的頻率響應。
在上面的過程中，為了例示信道估計，省略了噪聲項。在考慮噪聲項的 情況下，1/4項處在上面Eq.(12)的沃爾什解碼過程中，噪聲方差降低為1/4。
因此，按照本發(fā)明的無線電信道估計裝置和方法在其實現(xiàn)得到簡化的同 時，提高了信道估計的精確度。
雖然參照某些優(yōu)選實施例已經(jīng)對本發(fā)明進行了描述，^旦對于本領域的普 通技術(shù)人員來說，顯而易見，可以不偏離如所附權(quán)利要求書限定的本發(fā)明范 圍地作出各種各樣的改變和修改。
權(quán)利要求
1.一種在多輸入多輸出正交頻分多路復用系統(tǒng)中使用利用正交碼編碼的脈沖列用于接收端的信道估計的訓練信號生成方法，該方法包括如下步驟根據(jù)發(fā)送天線的數(shù)量創(chuàng)建多個正交碼；和針對每個發(fā)送天線，生成由利用正交碼編碼的脈沖列組成的訓練信號。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其中，如果發(fā)送天線和接收天線的數(shù)量分別是4，則正交碼創(chuàng)建步驟按如下創(chuàng)建沃爾什碼作為正交碼 ,[l],，]，〖《[3], 「1, 1, 1， 1、『2[1], ,2[2]，『2[3], F2[4] = 1,-1,1, -1,3[1]，『3 [2],〖F3[3], ,3 [4] — 1,1,-1, -1 ° 、『4[1],『4[2], ,4[3],『J4]J b，—丄，—L l乂
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的方法，其中，訓練信號生成步驟利用如下方程=『+ w': [2]列,7 - L] + [3]外7 - 2丄]+ W〈 [4]c3'[〃 - 3丄], 其中，",(,力表示從天線i發(fā)送的時域訓練信號的第n樣本；ii具有 0S;7《A,-l的關(guān)系，N是總子信道數(shù)；外7]代表只有當n = 0時單位脈沖函數(shù) 才具有1;和L表示正交頻分多路復用信號的最大響應長度。
4. 一種在多輸入多輸出正交頻分多路復用系統(tǒng)中使用正交碼解碼的信道 估計方法，該方法包括如下步驟創(chuàng)建視接收天線的數(shù)量而定的多個正交碼； 使用正交碼解碼通過每個接收天線接收的信號；和 通過將利用正交碼解碼的接收信號對每個正交頻分多路復用碼元求平均 來估計信道響應。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，進一步包含步驟充并進行快速付里葉變換。
6. 根據(jù)權(quán)利要求4所述的方法，其中，如果發(fā)送天線和接收天線的數(shù)量 分別是4，則正交碼創(chuàng)建步驟利用如權(quán)利要求2所述的方程創(chuàng)建沃爾什碼作 為正交碼。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其中，如果接收天線的數(shù)量是4，則信道估計步驟利用如下方程估計信道響應
全文摘要
本發(fā)明提供了多輸入多輸出正交頻分多路復用(MIMO-OFDM)系統(tǒng)中使用利用正交碼編碼的脈沖列的訓練信號生成方法和利用正交碼解碼的信道估計方法。MIMO-OFDM系統(tǒng)中利用正交碼解碼的信道估計方法包括如下步驟創(chuàng)建視接收天線的數(shù)量而定的多個正交碼；利用正交碼解碼通過每個接收天線接收的信號；和通過將利用正交碼解碼的接收信號對每個OFDM碼元求平均來估計信道響應。
文檔編號H04J11/00GK101297510SQ200580051900
公開日2008年10月29日 申請日期2005年12月2日 優(yōu)先權(quán)日2005年8月19日
發(fā)明者全炯九, 崔源喆, 炫 李 申請人:韓國電子通信研究院