專利名稱：基帶成形srrc數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置及方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于數(shù)字信號處理技術(shù)領(lǐng)域，涉及數(shù)字濾波器的實現(xiàn)，尤其涉及基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置和方法。

背景技術(shù)：
數(shù)字通信系統(tǒng)發(fā)送端的基帶后處理部分通常需要進行時域成形濾波。按照最佳檢測理論，收發(fā)兩端的濾波器應(yīng)共軛匹配，因此發(fā)端成形濾波器和其收端的匹配濾波器的系統(tǒng)函數(shù)應(yīng)設(shè)計成滿足奈奎斯特?zé)o失真準(zhǔn)則，即HT(f).HR(f)＝H(f)，其中，HT(f)為發(fā)送端成形濾波器的頻率響應(yīng)，HR(f)為接收端匹配濾波器的頻率響應(yīng)，H(f)為滿足采樣點無失真準(zhǔn)則的系統(tǒng)函數(shù)，如升余弦滾降濾波器。相應(yīng)地，發(fā)端成形濾波器和收端匹配濾波器通常選擇平方根升余弦(Square RootRaised Cosine，SRRC)濾波器，即Hsrrc(f)即SRRC濾波器的頻率響應(yīng)，表示如下 其時域沖激響應(yīng)表示如下 其中α為滾降系數(shù)，0≤α≤1，T為信號采樣周期。在采樣周期T下，SRRC濾波器離散系統(tǒng)沖激響應(yīng)表示為hI[n]＝h(nT)。hI[n]為系統(tǒng)的無限沖激響應(yīng)，可用有限沖激響應(yīng)(Finite Impulse Response，F(xiàn)IR)濾波器近似，設(shè)計中通常采用窗函數(shù)法對hI[n]進行截斷，截斷后的有限沖激響應(yīng)為h[n]＝hI[n].w[n]，其中w[n]為窗函數(shù)。平方根升余弦FIR數(shù)字濾波器(以下簡稱SRRC數(shù)字濾波器)系數(shù)由離散系統(tǒng)的沖激響應(yīng)h[n]描述。
在數(shù)字通信系統(tǒng)中，采用SRRC濾波器進行基帶成形濾波能夠有效抑制帶外泄漏、減少對鄰帶的干擾和抑制符號間干擾(ISI)，在發(fā)送端可以獲得較好的發(fā)射頻譜，并且保證調(diào)制解調(diào)的性能。在中國數(shù)字電視地面廣播傳輸國家標(biāo)準(zhǔn)(GB20600-2006，簡稱DTMB)中，規(guī)定基帶后處理采用滾降系數(shù)α為0.05的SRRC濾波器進行基帶信號頻譜成形。
滾降系數(shù)很小，意味著SRRC濾波器的過渡帶很窄，頻譜利用率很高，但對濾波器階數(shù)有很高要求，對于硬件實現(xiàn)而言，直接導(dǎo)致了很高的復(fù)雜度。例如DTMB國標(biāo)發(fā)射機中的SRRC數(shù)字濾波器，其階數(shù)通常被設(shè)計為數(shù)百階甚至更高，如此高階的SRRC數(shù)字濾波器在各種可編程邏輯器件、數(shù)字信號處理器件或?qū)Ｓ眉呻娐分袑崿F(xiàn)時，以低復(fù)雜度實現(xiàn)為目的的優(yōu)化就是一個十分現(xiàn)實的問題。
用于基帶后處理中的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器實際上是一個內(nèi)插濾波器，在濾波之前首先需要對輸入信號進行M倍(M為正整數(shù))的內(nèi)插(Interpolation，或稱為上采樣，Upsampling)，M＝f/fs即內(nèi)插因子，其中fs為輸入信號的采樣頻率(即符號速率)，f＝Mfs為SRRC數(shù)字濾波器的采樣頻率，通常取M＝2或M＝4。基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的常規(guī)結(jié)構(gòu)如圖1所示，采樣頻率為fs的輸入信號x[n]經(jīng)過M倍內(nèi)插，得到采樣頻率為f的M倍采樣序列s[n]，s[n]經(jīng)SRRC數(shù)字濾波器成形濾波后得到輸出y[n]如下 其中N和h[n]分別為SRRC數(shù)字濾波器的階數(shù)和系數(shù)。
在數(shù)字通信系統(tǒng)的調(diào)制端，信源輸入信號經(jīng)映射和調(diào)制后得到的符號一般包括I、Q兩路數(shù)據(jù)，兩路并行，分別對應(yīng)于符號調(diào)制所產(chǎn)生的實部與虛部信號。對于基帶后處理部分，實際需要I、Q兩路并行輸入、并行輸出，由于SRRC數(shù)字濾波器是實系數(shù)濾波器，因此兩路完成基帶成形濾波使用的是完全相同的裝置。
上述用于基帶成形濾波的SRRC數(shù)字濾波器，傳統(tǒng)的實現(xiàn)裝置一般是由一個M倍內(nèi)插器和一個直接I型(直接型)或直接II型(轉(zhuǎn)置直接型)結(jié)構(gòu)的常規(guī)SRRC數(shù)字濾波器級聯(lián)組成，如圖1所示，對于直接I型和直接II型結(jié)構(gòu)的FIR(Finite Impulse Response，有限沖擊響應(yīng))數(shù)字濾波器的一般優(yōu)化方法均可運用于此處的SRRC數(shù)字濾波器，包括合并抽頭延遲線上對稱的抽頭、采用CSD(Canonical Signed Digit，正則有符號數(shù))拆分系數(shù)以及優(yōu)化加法器數(shù)量和輸出位寬等，但上述傳統(tǒng)實現(xiàn)裝置的缺點在于 1.對于高階SRRC數(shù)字濾波器的實現(xiàn)，其抽頭延遲線很長，加權(quán)求和單元復(fù)雜度很高，總體占用的硬件資源很高； 2.SRRC數(shù)字濾波器工作在上采樣之后的較高頻率，其硬件實現(xiàn)的功耗和負(fù)荷都較高； 3.已有的優(yōu)化手段只能對常規(guī)的SRRC數(shù)字濾波器自身進行優(yōu)化，優(yōu)化效果有限； 4.I、Q兩路需占用兩套同樣的裝置，不僅硬件資源的需求量龐大，且使用效率很低。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種新的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器低復(fù)雜度實現(xiàn)方法和實現(xiàn)裝置，克服基帶成形SRRC數(shù)字濾波器特別是高階濾波器在各種可編程邏輯器件、數(shù)字信號處理器件或?qū)Ｓ眉呻娐分械膫鹘y(tǒng)實現(xiàn)裝置存在的復(fù)雜度高、硬件資源占用量大以及工作頻率高等諸多不足之處。
為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案 一種基帶成形SRRC數(shù)字濾波器低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置，該SRRC數(shù)字濾波器的階數(shù)為N，被分解為M個子濾波器，其中M≥2為內(nèi)插因子，該裝置包括 時鐘源單元，提供2fs、4fs和Mfs三種頻率的時鐘，若M＝2或M＝4則只需兩種頻率的時鐘，其中fs為輸入信號的采樣頻率； 雙路復(fù)用抽頭延遲線單元，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，將兩路輸入信號分時選通形成雙路復(fù)合輸入信號，交替延時輸出和延時寄存，由其抽頭得到輸入向量
倒序單元，將所述輸入向量

進行倒序，轉(zhuǎn)換為倒序向量
輸入選通單元，在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，對輸入向量

和倒序向量

進行分時選通； M個加權(quán)求和單元，在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，時分復(fù)用

和

與子濾波器半系數(shù)向量

的加權(quán)求和運算裝置，分別完成

與

的加權(quán)求和運算，其中0≤i≤M-1； 延遲求和單元，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，對加權(quán)求和單元進行

運算的輸出端輸出完成設(shè)定延遲后，再和加權(quán)求和單元與之同步的

運算的輸出端輸出求和，獲得各子濾波器的濾波運算結(jié)果； 轉(zhuǎn)接器單元，在頻率Mfs的時鐘驅(qū)動下，對各個子濾波器的濾波運算結(jié)果分時選通，其中兩路恒相差2個選通點，分別得到SRRC數(shù)字濾波器的兩路成形濾波結(jié)果。
其中，雙路復(fù)用抽頭延遲線單元的每兩個抽頭之間有兩級寄存器，所述兩路輸入信號形成的雙路復(fù)合輸入信號中，其中一路較另一路輸入提前一個頻率為2fs的時鐘周期。
其中，所述SRRC數(shù)字濾波器被分解成的M個子濾波器的系數(shù)為 上式中，k表示各個子濾波器的標(biāo)號，N為所述SRRC數(shù)字濾波器的階數(shù)。
其中，所述加權(quán)求和單元包括部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元和增益調(diào)整輸出單元，其中所述部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元逐級進行合積分解、合積合并和簡積合并的運算，其運算結(jié)果由增益調(diào)整輸出單元完成增益調(diào)整和位截取操作，得到加權(quán)求和單元的輸出。
其中，所述延遲求和單元對加權(quán)求和單元輸出的倒序向量

與第一個子濾波器半系數(shù)向量的加權(quán)求和運算結(jié)果，單路輸入時延時N/(2M)個頻率fs的時鐘周期，雙路復(fù)合輸入時一共延時N/M個頻率2fs的時鐘周期；所述延遲求和單元對加權(quán)求和單元輸出的倒序向量

與第二至M個子濾波器半系數(shù)向量的加權(quán)求和運算結(jié)果，單路輸入時各延遲N/(2M)-1個頻率fs的時鐘周期，雙路復(fù)合輸入時各延時N/M-2個頻率2fs的時鐘周期。
其中，所述延遲求和單元的延時優(yōu)選用存儲器實現(xiàn)。
本發(fā)明還提供了一種利用上述裝置達到基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)方法，該方法包括以下步驟 將兩路輸入信號輸入到雙路復(fù)用抽頭延遲線單元，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，分時選通形成雙路復(fù)合輸入信號，對其延時得到輸入向量
利用多相結(jié)構(gòu)將該SRRC數(shù)字濾波器分解成M個子濾波器組成的濾波器組； 利用子濾波器鏡像對稱或互補對稱特性，將各子濾波器的加權(quán)求和單元縮減一半； 通過倒序單元將所述輸入向量

進行倒序，轉(zhuǎn)換為倒序向量
在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，通過輸入選通單元對輸入向量

和倒序向量

進行分時選通； 在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，通過加權(quán)求和單元時分復(fù)用

和

與子濾波器半系數(shù)向量

的加權(quán)求和運算裝置，分別完成

與

的加權(quán)求和運算，其中0≤i≤M-1； 在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，通過延時求和單元對加權(quán)求和單元進行

運算的輸出端輸出完成設(shè)定延遲后，再和加權(quán)求和單元與之同步的

運算的輸出端輸出求和，獲取各子濾波器的濾波運算結(jié)果； 在頻率Mfs的時鐘驅(qū)動下，通過轉(zhuǎn)接器單元對各個子濾波器的濾波運算結(jié)果分時選通，其中兩路恒相差2個選通點，分別得到SRRC數(shù)字濾波器的兩路成形濾波結(jié)果。
其中，所述加權(quán)求和單元時分復(fù)用

和

與子濾波器半系數(shù)向量

的加權(quán)求和運算裝置步驟中，利用部分乘積分解合并優(yōu)化方法完成

與

的加權(quán)求和運算。
本發(fā)明提供的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置和方法的有益效果是本發(fā)明綜合利用了雙路復(fù)用抽頭延遲線結(jié)構(gòu)、多相結(jié)構(gòu)、鏡像對稱和互補對稱子濾波器優(yōu)化實現(xiàn)、以及加權(quán)求和單元部分乘積分解合并優(yōu)化實現(xiàn)等多種優(yōu)化技術(shù)，深入挖掘多相結(jié)構(gòu)各子濾波器的對稱或相似特性以及每個子濾波器自身系數(shù)之間的相似特性，最大限度復(fù)用占用資源較多的加權(quán)求和運算以及優(yōu)化加權(quán)求和運算中加法器的數(shù)量和位寬。與傳統(tǒng)實現(xiàn)方法相比，使抽頭延遲線長度精簡為原有的1/(2M)，顯著減少了高階基帶成形SRRC數(shù)字濾波器實現(xiàn)所需的硬件資源，降低了復(fù)雜度，使濾波運算工作在較低頻率，并且實現(xiàn)了I/Q雙路復(fù)用同一套濾波裝置。



圖1為現(xiàn)有技術(shù)中常規(guī)的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器示意圖； 圖2a為本發(fā)明提供的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的多相結(jié)構(gòu)原理示意圖； 圖2b為本發(fā)明提供的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器取M＝4時的多相結(jié)構(gòu)具體實現(xiàn)裝置示意圖； 圖3a為本發(fā)明提供的多相結(jié)構(gòu)下具有鏡像對稱性的子濾波器的分段實現(xiàn)裝置示意圖； 圖3b為本發(fā)明提供的多相結(jié)構(gòu)下具有鏡像對稱性的子濾波器的優(yōu)化實現(xiàn)裝置示意圖； 圖4a為本發(fā)明提供的多相結(jié)構(gòu)下具有互補對稱性的子濾波器的分段實現(xiàn)裝置示意圖； 圖4b為本發(fā)明提供的多相結(jié)構(gòu)下具有互補對稱性的子濾波器的優(yōu)化實現(xiàn)裝置示意圖； 圖5a為本發(fā)明提供的加權(quán)求和單元部分乘積分解合并優(yōu)化實現(xiàn)裝置示意圖； 圖5b為本發(fā)明提供的部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元結(jié)構(gòu)示意圖； 圖6為本發(fā)明提供的雙路復(fù)用抽頭延遲線結(jié)構(gòu)示意圖； 圖7為本發(fā)明提供的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)方法操作流程示意圖； 圖8為本發(fā)明提供的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置示意圖(M＝4)。

具體實施例方式 本發(fā)明提出的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置和方法，結(jié)合附圖和實施例說明如下。
本發(fā)明提供了基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)方法和裝置。針對用于基帶成形的SRRC數(shù)字濾波器的硬件實現(xiàn)進行優(yōu)化。參照圖1，表示基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的常規(guī)結(jié)構(gòu)示意圖，作為內(nèi)插濾波器，實際上是內(nèi)插器和數(shù)字濾波器的級聯(lián)。下面以內(nèi)插因子M＝4為例詳細(xì)闡述本發(fā)明所述技術(shù)方案。
參照圖2a、圖2b，分別表示本發(fā)明提供的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的多相結(jié)構(gòu)原理示意圖以及M＝4時的多相結(jié)構(gòu)具體實現(xiàn)裝置示意圖。設(shè)原SRRC數(shù)字濾波器的階數(shù)為N，系數(shù)為h[n]。多相結(jié)構(gòu)要求在設(shè)計數(shù)字濾波器時，其階數(shù)N必須設(shè)計為M的倍數(shù)。采用多相結(jié)構(gòu)，內(nèi)插器被去除，原濾波器被分解為M個子濾波器，其系數(shù)表示為 子濾波器工作在較低采樣頻率fs下，它們并行運算，共享一個抽頭延遲線，使得抽頭延遲線長度按內(nèi)插因子M降低，縮短到原來的1/M。對于經(jīng)抽頭延遲線得到的輸入信號向量，每個子濾波器在較低的頻率fs下完成加權(quán)求和運算得到一個輸出信號，由于每個子濾波器的附加相移不同，總的輸出信號是以較高的頻率f＝Mfs對各子濾波器的輸出信號經(jīng)0到M-1個不等的時鐘周期延時后相加求和所得。取M＝4，不失一般性，設(shè)原濾波器的階數(shù)N為2M的倍數(shù)，則原濾波器分解得到的M個子濾波器的系數(shù)分別為 由于原濾波器是線性相位FIR濾波器，根據(jù)原濾波器系數(shù)的對稱性不難得出，h0[n]和h2[n]自身具有鏡像對稱性，h1[n]和h3[n]具有互補對稱性，即 其中 參照圖3a、圖3b，分別表示本發(fā)明提供的多相結(jié)構(gòu)下具有鏡像對稱性的子濾波器的分段實現(xiàn)裝置示意圖以及其優(yōu)化實現(xiàn)裝置示意圖。對于系數(shù)h0[n]和h2[n]自身具有鏡像對稱性的子濾波器，可將其系數(shù)平分為前后兩段，令 其中 根據(jù)其兩個分段之間的鏡像對稱性，實際上只需實現(xiàn)h0a[n]和h2a[n]，然后通過翻轉(zhuǎn)實現(xiàn)h0b[n]和h2b[n]，再通過時域平移h0b[n]和h2b[n]，分別延遲N/8和N/8-1個頻率fs的時鐘周期，即可實現(xiàn)子濾波器自身的鏡像對稱結(jié)構(gòu)。由于兩個分段共享一個抽頭延遲線，該分段實現(xiàn)裝置可利用對稱性將抽頭延遲線長度再縮短1/2。在此基礎(chǔ)上進一步通過復(fù)用h0a[n]和h0b[n]以及h2a[n]和h2b[n]的加權(quán)求和單元，實現(xiàn)了近一半的邏輯資源優(yōu)化。以系數(shù)為h0[n]的第0號子濾波器為例，根據(jù)線性卷積關(guān)系 以及 可得以下新的線性卷積關(guān)系 聯(lián)合 則所述優(yōu)化實現(xiàn)裝置可具體描述如下輸入信號x[n]經(jīng)抽頭延遲線得到延時輸入信號序列x[n-m]，0≤m≤N/8，向量表示為再將上述序列進行倒序處理，得到新的延遲序列x[n-N/8+m]，0≤m≤N/8，向量表示為以頻率2fs對兩組序列

和

進行選通，輸入到工作頻率為2fs、系數(shù)為h0a[n]的加權(quán)求和單元中，分別完成上述兩組加權(quán)求和運算，得到y(tǒng)0a[n]和y0b[n]；而y0b[n]則需要延遲N/8個頻率fs的時鐘周期，再與y0a[n]求和，得到第0號子濾波器的濾波輸出y0[n]，即y0[n]＝y(tǒng)0a[n]+y0b[n]·δ[n-N/8]。系數(shù)為h2[n]的第2號子濾波器的優(yōu)化實現(xiàn)裝置同上所述，區(qū)別在于它是N/8-1階。
參照圖4a、圖4b，分別表示本發(fā)明提供的多相結(jié)構(gòu)下具有互補對稱性的子濾波器的分段實現(xiàn)裝置示意圖以及其優(yōu)化實現(xiàn)裝置示意圖。對于系數(shù)h1[n]和h3[n]具有互補對稱性的子濾波器，同樣將其系數(shù)平分為前后兩段，令 其中h3b[n]＝h1a[N/8-1-n]，h1b[n]＝h3a[N/8-1-n]，0≤n≤N/8-1。根據(jù)兩個子濾波器的分段相互之間的互補對稱性，實際上只需實現(xiàn)h1a[n]和h3a[n]，然后通過翻轉(zhuǎn)實現(xiàn)h3b[n]和h1b[n]，再通過時域平移h1b[n]和h3b[n]，延遲N/8-1個頻率fs的時鐘周期，即可實現(xiàn)子濾波器之間的互補對稱結(jié)構(gòu)。如前所述，該分段實現(xiàn)裝置同樣使用的1/2長度的抽頭延遲線。在此基礎(chǔ)上，進一步通過復(fù)用h1a[n]和h3b[n]以及h1b[n]和h3a[n]的加權(quán)求和單元，實現(xiàn)了近一半的邏輯資源優(yōu)化。根據(jù)線性卷積關(guān)系 和 以及和 可得以下新的線性卷積關(guān)系 和 聯(lián)合和 則所述優(yōu)化實現(xiàn)裝置可具體描述如下輸入信號x[n]經(jīng)抽頭延遲線得到延時輸入信號序列x[n-m]，0≤m≤N/8-1，向量表示為再將上述序列進行倒序處理，得到新的延遲序列x[n-N/8+1+m]，0≤m≤N/8-1，向量表示為以頻率2fs對兩組序列

和

進行選通，分別輸入到工作頻率為2fs、系數(shù)為h1a[n]和h3a[n]的加權(quán)求和單元中，分別完成上述四組加權(quán)求和運算，得到y(tǒng)1a[n]、y1b[n]以及y3a[n]、y3b[n]；而y1b[n]和y3b[n]則需要延遲N/8-1個頻率fs的時鐘周期，再分別與y1a[n]和y3a[n]求和，得到第1號子濾波器和第3號子濾波器的濾波輸出y1[n]和y3[n]，即y1[n]＝y(tǒng)1a[n]+y1b[n]·δ[n-N/8+1]和y3[n]＝y(tǒng)3a[n]+y3b[n]·δ[n-N/8+1]。
值得說明的是，y0b[n]延遲N/8個頻率fs的時鐘周期，y1b[n]、y2b[n]和y3b[n]各延遲N/8-1個頻率fs的時鐘周期，此處的延遲與抽頭延遲線的延遲不同。在硬件實現(xiàn)當(dāng)中，此處的延遲可以用存儲器來實現(xiàn)，也就是使用存儲器資源來替代更為寶貴的寄存器資源，降低抽頭延遲線復(fù)雜度的同時，提高了各種類型硬件資源的綜合使用效率。
參照圖5a、圖5b，分別表示本發(fā)明提供的加權(quán)求和單元部分乘積分解合并優(yōu)化實現(xiàn)裝置示意圖以及其中的部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元結(jié)構(gòu)示意圖。如前所述，四個子濾波器共享一個抽頭延遲線，實際上只需實現(xiàn)系數(shù)分別為h0a[n]、h1a[n]、h2a[n]和h3a[n]的四個分段加權(quán)求和單元。參照專利“一種FIR數(shù)字濾波器直接型實現(xiàn)方法及實現(xiàn)裝置”(專利申請?zhí)?00810101448.7)，對于每一組系數(shù)hka[n]，k＝0，1，2，3，采用針對系數(shù)間相似特性的優(yōu)化技術(shù)——部分乘積分解合并優(yōu)化技術(shù)，進一步對加權(quán)求和單元進行優(yōu)化。以系數(shù)為h0a[n]的加權(quán)求和單元為例，所述優(yōu)化實現(xiàn)裝置具體描述如下該加權(quán)求和單元由部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元和增益調(diào)整輸出單元等子模塊構(gòu)成。經(jīng)抽頭延遲線的輸入向量

(包括經(jīng)過倒序處理的

)，輸入到部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元，在第一級與系數(shù)結(jié)合完成部分乘積的轉(zhuǎn)換，然后依次在每一級進行合積分解、合積合并和簡積合并的運算，最后得到的一個簡積即是加權(quán)求和運算的結(jié)果，再將其輸入到增益調(diào)整輸出單元，根據(jù)輸出所需精度和增益完成相應(yīng)的增益調(diào)整和位截取操作，得到該加權(quán)求和單元的最終輸出y0a[n](包括y0b[n])。系數(shù)為h1a[n]、h2a[n]和h3a[n]的加權(quán)求和單元部分乘積分解合并優(yōu)化實現(xiàn)裝置同上所述。
參照圖6，表示本發(fā)明提供的雙路復(fù)用抽頭延遲線結(jié)構(gòu)示意圖。設(shè)原單路抽頭延遲線工作在fs頻率，則所述雙路復(fù)用抽頭延遲線工作在2fs頻率，每兩個抽頭之間有兩級寄存器，即延時兩個頻率2fs的時鐘周期。所述抽頭延遲線的輸入為I路輸入信號xI[n]和Q路輸入信號xQ[n]通過選通之后的雙路復(fù)合交替輸入，設(shè)xI[n]的輸入較xQ[n]的輸入提前一個頻率2fs的時鐘周期，當(dāng)各個抽頭輸出I路的抽頭延時信號xI[n-m]時，Q路的各延時信號正好進入抽頭之間的第二級寄存；反之當(dāng)各個抽頭輸出Q路的抽頭延時信號xQ[n-m]時，I路的各延時信號也正好進入抽頭之間的第二級寄存。采用所述抽頭延遲線，實現(xiàn)了I/Q雙路復(fù)用同一套濾波裝置，在該延遲線的抽頭之后連接的所有裝置，其工作頻率均需提高為原來的2倍，而在加權(quán)求和單元之后的存儲器延遲單元，其存儲容量也需要相應(yīng)地擴大一倍，用于存儲I/Q兩路數(shù)據(jù)以實現(xiàn)對I/Q兩路時分復(fù)用。
參照圖7、圖8，分別表示本發(fā)明提供的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器低復(fù)雜度實現(xiàn)方法的操作流程示意圖以及采用該方法的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置(M＝4)示意圖。該實現(xiàn)轉(zhuǎn)置包括時鐘源單元，提供2fs和4fs兩種頻率的時鐘，其中fs為輸入信號的采用頻率；雙路復(fù)用抽頭延遲線單元，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，將I、Q兩路輸入信號通過分時選通形成I/Q雙路復(fù)合輸入信號，并進行延時得到輸入向量倒序單元，將輸入向量

進行倒序，轉(zhuǎn)換為倒序向量輸入選通單元，在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，對兩組輸入向量

和

進行分時選通；M個加權(quán)求和單元，分別屬于上述M個子濾波器，各個子濾波器的加權(quán)求和單元在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，時分復(fù)用輸入向量

和

與子濾波器半系數(shù)向量

的加權(quán)求和運算裝置，分別完成

與

的加權(quán)求和運算，0≤i≤M-1，表示子濾波器的序號，其中，加權(quán)求和單元中包括部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元和增益調(diào)整輸出單元，部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元逐級進行合積分解、合積合并和簡積合并的運算，其運算結(jié)果由增益調(diào)整輸出單元完成增益調(diào)整和位截取操作，得到加權(quán)求和單元的輸出；延遲求和單元，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，對加權(quán)求和單元進行

運算的輸出端輸出完成特定的延遲再和與之同步的

運算的輸出端輸出求和得到各個子濾波器的濾波運算結(jié)果；轉(zhuǎn)接器單元，在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，對各個子濾波器的濾波運算結(jié)果分時選通，其中I、Q兩路恒相差2個選通點，分別得到該SRRC數(shù)字濾波器的I、Q兩路最終輸出結(jié)果。
本實施例所述基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置采用了雙路復(fù)用抽頭延遲線結(jié)構(gòu)、多相結(jié)構(gòu)、鏡像對稱和互補對稱子濾波器優(yōu)化實現(xiàn)以及加權(quán)求和單元部分乘積分解合并優(yōu)化實現(xiàn)等多種優(yōu)化技術(shù)，使抽頭延遲線長度精簡為原有的1/(2M)，深入挖掘多相結(jié)構(gòu)各子濾波器的對稱或相似特性以及每個子濾波器自身系數(shù)之間的相似特性，最大限度復(fù)用占用資源較多的加權(quán)求和運算以及優(yōu)化加權(quán)求和運算中加法器的數(shù)量和位寬，顯著減少了高階基帶成形SRRC數(shù)字濾波器實現(xiàn)所需的硬件資源，降低了復(fù)雜度，使濾波運算工作在較低頻率，并且實現(xiàn)了I/Q雙路復(fù)用同一套濾波裝置。
如圖7所示，利用上述裝置達到基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)方法，包括以下步驟 步驟A，采用I/Q雙路復(fù)用的抽頭延遲線技術(shù)，實現(xiàn)I/Q兩路復(fù)用同一套濾波裝置，將兩路輸入信號輸入到雙路復(fù)用延遲線單元，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，分時選通形成雙路復(fù)合輸入信號，對其延時得到輸入向量
步驟B，采用多相結(jié)構(gòu)濾波技術(shù)，將原SRRC數(shù)字濾波器分解成多個子濾波器組成的濾波器組； 步驟C，利用子濾波器鏡像對稱或互補對稱特性優(yōu)化實現(xiàn)技術(shù)，將各子濾波器的加權(quán)求和單元縮減一半； 步驟D，通過倒序單元將所述輸入向量

進行倒序，轉(zhuǎn)換為倒序向量
步驟E，通過輸入選通單元對輸入向量

和倒序向量

進行分時選通； 步驟F，在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，通過加權(quán)求和單元時分復(fù)用

和

與子濾波器半系數(shù)向量

的加權(quán)求和運算裝置，分別完成

與

的加權(quán)求和運算，其中0≤i≤M-1； 步驟G，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，通過延時求和單元對加權(quán)求和單元進行

運算的輸出端輸出完成設(shè)定延遲后，再和加權(quán)求和單元與之同步的

運算的輸出端輸出求和，獲取各子濾波器的濾波運算結(jié)果； 步驟H，在頻率Mfs的時鐘驅(qū)動下，通過轉(zhuǎn)接器單元對各個子濾波器的濾波運算結(jié)果分時選通，其中兩路恒相差2個選通點，分別得到SRRC數(shù)字濾波器的兩路成形濾波結(jié)果。
上述步驟F中，采用FIR相似濾波器組優(yōu)化實現(xiàn)技術(shù)，通過轉(zhuǎn)換輸入向量

時分復(fù)用各子濾波器的加權(quán)求和單元，并采用針對FIR數(shù)字濾波器系數(shù)相似性的直接型優(yōu)化實現(xiàn)技術(shù)，即部分乘積分解合并優(yōu)化實現(xiàn)技術(shù)，實現(xiàn)各子濾波器的加權(quán)求和單元。
本發(fā)明提出了基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)方法和裝置，用于參照比較的實現(xiàn)方法包括SRRC數(shù)字濾波器的傳統(tǒng)直接型實現(xiàn)(簡稱直接型)、采用多相結(jié)構(gòu)的直接型實現(xiàn)(簡稱多相直接型)、采用多相結(jié)構(gòu)并利用子濾波器組的對稱性進行優(yōu)化的直接型實現(xiàn)(簡稱多相子濾波器組優(yōu)化型)和采用多相結(jié)構(gòu)并利用濾波器自身系數(shù)的相似性進行優(yōu)化的直接型實現(xiàn)(簡稱多相子濾波器系數(shù)優(yōu)化型)。參照表1，表示上述四種實現(xiàn)方法與本發(fā)明提出的低復(fù)雜度實現(xiàn)方法(簡稱多相綜合優(yōu)化型)在FPGA實現(xiàn)的邏輯資源對比。其中所實現(xiàn)的SRRC數(shù)字濾波器階數(shù)為384，滾降系數(shù)為0.05，濾波器系數(shù)采用14-bit量化，輸入位寬為14-bit；用于邏輯分析和綜合的平臺是Quartus II，F(xiàn)PGA器件型號是Altera Stratix II EP2S90F1020C5。由表1可以看出本發(fā)明提出的實現(xiàn)方法在FPGA實現(xiàn)時占用的組合邏輯和寄存器邏輯資源均最少，而所占用的存儲器資源只占該FPGA全部存儲器資源的4/1000。表1 本發(fā)明提出的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)方法和裝置，是在內(nèi)插或抽取濾波器多相實現(xiàn)結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)之上進行的綜合優(yōu)化。因此本發(fā)明的技術(shù)方案可擴展應(yīng)用于一切內(nèi)插或抽取因子M≥2的普通內(nèi)插或抽取FIR數(shù)字濾波器的硬件實現(xiàn)。
以上實施方式僅用于說明本發(fā)明，而并非對本發(fā)明的限制，有關(guān)技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍的情況下，還可以做出各種變化和變型，因此所有等同的技術(shù)方案也屬于本發(fā)明的范疇，本發(fā)明的專利保護范圍應(yīng)由權(quán)利要求限定。
權(quán)利要求
1、基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置，該SRRC數(shù)字濾波器的階數(shù)為N，被分解為M個子濾波器，其中M≥2為內(nèi)插因子，其特征在于，該裝置包括
時鐘源單元，提供2fs、4fs和Mfs三種頻率的時鐘，若M＝2或M＝4則只需兩種頻率的時鐘，其中fs為輸入信號的采樣頻率；
雙路復(fù)用抽頭延遲線單元，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，將兩路輸入信號分時選通形成雙路復(fù)合輸入信號，交替延時輸出和延時寄存，由其抽頭得到輸入向量
倒序單元，將所述輸入向量
進行倒序，轉(zhuǎn)換為倒序向量
輸入選通單元，在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，對輸入向量
和倒序向量
進行分時選通；
M個加權(quán)求和單元，在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，時分復(fù)用
和
與子濾波器半系數(shù)向量
的加權(quán)求和運算裝置，分別完成
與
的加權(quán)求和運算，其中0≤i≤M-1；
延遲求和單元，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，對加權(quán)求和單元進行
運算的輸出端輸出完成設(shè)定延遲后，再和加權(quán)求和單元與之同步的
運算的輸出端輸出求和，獲得各子濾波器的濾波運算結(jié)果；
轉(zhuǎn)接器單元，在頻率Mfs的時鐘驅(qū)動下，對各個子濾波器的濾波運算結(jié)果分時選通，其中兩路恒相差2個選通點，分別得到SRRC數(shù)字濾波器的兩路成形濾波結(jié)果。
2、如權(quán)利要求1所述的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置，其特征在于，雙路復(fù)用抽頭延遲線單元的每兩個抽頭之間有兩級寄存器，所述兩路輸入信號形成的雙路復(fù)合輸入信號中，其中一路較另一路輸入提前一個頻率為2fs的時鐘周期。
3、如權(quán)利要求1所述的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置，其特征在于，所述SRRC數(shù)字濾波器被分解成的M個子濾波器的系數(shù)為
上式中，k表示各個子濾波器的標(biāo)號，N為所述SRRC數(shù)字濾波器的階數(shù)。
4、如權(quán)利要求1所述的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置，其特征在于，所述加權(quán)求和單元包括部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元和增益調(diào)整輸出單元，其中所述部分乘積分解合并級聯(lián)運算單元逐級進行合積分解、合積合并和簡積合并的運算，其運算結(jié)果由增益調(diào)整輸出單元完成增益調(diào)整和位截取操作，得到加權(quán)求和單元的輸出。
5、如權(quán)利要求1所述的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置，其特征在于，所述延遲求和單元對加權(quán)求和單元輸出的倒序向量
與第一個子濾波器半系數(shù)向量的加權(quán)求和運算結(jié)果，單路輸入時延時N/(2M)個頻率fs的時鐘周期，雙路復(fù)合輸入時一共延時N/M個頻率2fs的時鐘周期；所述延遲求和單元對加權(quán)求和單元輸出的倒序向量
與第二至M個子濾波器半系數(shù)向量的加權(quán)求和運算結(jié)果，單路輸入時各延遲N/(2M)-1個頻率fs的時鐘周期，雙路復(fù)合輸入時各延時N/M-2個頻率2fs的時鐘周期。
6、如權(quán)利要求5所述的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置，其特征在于，所述延遲求和單元的延時優(yōu)選用存儲器實現(xiàn)。
7、一種利用權(quán)利要求1所述的裝置達到基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)方法，其特征在于，該方法包括以下步驟
將兩路輸入信號輸入到雙路復(fù)用抽頭延遲線單元，在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，分時選通形成雙路復(fù)合輸入信號，對其延時得到輸入向量
利用多相結(jié)構(gòu)將該SRRC數(shù)字濾波器分解成M個子濾波器組成的濾波器組；
利用子濾波器鏡像對稱或互補對稱特性，將各子濾波器的加權(quán)求和單元縮減一半；
通過倒序單元將所述輸入向量
進行倒序，轉(zhuǎn)換為倒序向量
在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，通過輸入選通單元對輸入向量
和倒序向量
進行分時選通；
在頻率4fs的時鐘驅(qū)動下，通過加權(quán)求和單元時分復(fù)用
和
與子濾波器半系數(shù)向量
的加權(quán)求和運算裝置，分別完成
與
的加權(quán)求和運算，其中0≤i≤M-1；
在頻率2fs的時鐘驅(qū)動下，通過延時求和單元對加權(quán)求和單元進行
運算的輸出端輸出完成設(shè)定延遲后，再和加權(quán)求和單元與之同步的
運算的輸出端輸出求和，獲取各子濾波器的濾波運算結(jié)果；
在頻率Mfs的時鐘驅(qū)動下，通過轉(zhuǎn)接器單元對各個子濾波器的濾波運算結(jié)果分時選通，其中兩路恒相差2個選通點，分別得到SRRC數(shù)字濾波器的兩路成形濾波結(jié)果。
8、如權(quán)利要求7所述的基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)方法，其特征在于，所述加權(quán)求和單元時分復(fù)用
和
與子濾波器半系數(shù)向量
的加權(quán)求和運算裝置步驟中，利用部分乘積分解合并優(yōu)化方法完成
與
的加權(quán)求和運算。
全文摘要
本發(fā)明涉及基帶成形SRRC數(shù)字濾波器的低復(fù)雜度實現(xiàn)裝置及方法，該裝置包括雙路復(fù)用抽頭延遲線單元，將雙路復(fù)合輸入信號延時得到輸入向量x；倒序單元，將輸入向量x進行倒序；輸入選通單元，對輸入向量x和倒序向量x'進行分時選通；M個加權(quán)求和單元，時分復(fù)用x和x'與子濾波器半系數(shù)向量hia的加權(quán)求和運算裝置；延遲求和單元，對x'·hia運算的輸出完成設(shè)定延遲后，再和與之同步的x·hia運算的輸出求和；轉(zhuǎn)接器單元，對各個子濾波器的濾波運算結(jié)果分時選通，得到SRRC數(shù)字濾波器的兩路成形濾波結(jié)果。本發(fā)明使抽頭延遲線長度精簡為原有的1/(2M)，顯著減少了基帶成形SRRC數(shù)字濾波器實現(xiàn)所需的硬件資源，降低了復(fù)雜度，使濾波運算工作在較低頻率，并且實現(xiàn)了I/Q雙路復(fù)用同一套濾波裝置。
文檔編號H04L27/38GK101360087SQ20081022251
公開日2009年2月4日 申請日期2008年9月18日 優(yōu)先權(quán)日2008年9月18日
發(fā)明者健 宋, 劉在爽, 彧 張, 王勁濤, 楊知行 申請人:清華大學(xué)