專利名稱：Tds-ofdm系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法和pn序列的設(shè)計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信息傳輸技術(shù)，尤其是指一種基于時(shí)域同步正交頻分復(fù)用(TDS-OFDM)技術(shù)的地面數(shù)字多媒體/電視廣播系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法和PN序列的設(shè)計(jì)方法。

背景技術(shù)：
正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)被廣泛用于無線信道內(nèi)的信號(hào)傳輸，并被多項(xiàng)無線傳輸標(biāo)準(zhǔn)所采用，例如數(shù)字音頻廣播標(biāo)準(zhǔn)(digital audio broadcasting，DAB)和地面數(shù)字視頻廣播標(biāo)準(zhǔn)(digital video broadcast-terrestrial，DVB-T)，參閱文獻(xiàn)[1]“Digital video broadcasting(DVB)；framing structure，channel coding andmodulation for digital terrestrial television，ETSI EN 300 744 V1.5.1(2004-11)，European Telecommunications Standards Institute.”中所示。OFDM將頻率選擇性衰落信道轉(zhuǎn)換為一組頻率非選擇性衰落子信道(子載波)，子載波可采用足以維持相應(yīng)時(shí)域波形正交性的最小頻率分隔，而不同子載波所對(duì)應(yīng)的信號(hào)譜在頻率上是交疊的，這樣，可用帶寬得以有效利用。OFDM是一種塊調(diào)制方式，通過將N個(gè)信息符號(hào)的塊在N個(gè)子載波上并行傳送來實(shí)現(xiàn)。一個(gè)OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間是單載波系統(tǒng)中符號(hào)的持續(xù)時(shí)間的N倍。OFDM調(diào)制器可以采用一個(gè)可對(duì)上述具有N個(gè)信息符號(hào)的塊進(jìn)行離散傅利葉逆變換(IDFT)的變換器連接一個(gè)數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)實(shí)現(xiàn)。為了減輕由信道多徑擴(kuò)散引起的塊間干擾(interblockinterference，IBI)效應(yīng)，通常采取的措施是在每一個(gè)長為N的IDFT數(shù)據(jù)塊之前增加一保護(hù)間隔，且該保護(hù)間隔的長度至少等于信道長度。在這種條件下，接收端所接收到的發(fā)送序列和信道的線性卷積信號(hào)被轉(zhuǎn)換為循環(huán)卷積來處理，因此，IBI效應(yīng)可以容易且完全地被消除。
在大部分現(xiàn)有的OFDM系統(tǒng)如DVB-T中，在發(fā)射端，以所謂的循環(huán)前綴(cyclic prefix，CP)作為兩連續(xù)IDFT塊間的保護(hù)間隔。在接收端，為了避免IBI效應(yīng)，需要去掉CP，且對(duì)每一去掉CP的IDFT塊采用快速傅利葉變換(fastFourier transform，F(xiàn)FT)算法進(jìn)行處理，所述FFT算法就是將頻率選擇性衰減信道轉(zhuǎn)換成若干并行且彼此獨(dú)立的頻率非選擇性衰減的子信道來操作，其中每一子信道對(duì)應(yīng)一個(gè)不同的子載波。然而，如文獻(xiàn)[2]“B.Muquet，Z.Wang，G.B.Giannakis，M.de Courville，and P.Duhamel，“Cyclic prefixing or zero multicarriertransmissions，”IEEE Trans.Commun.vol.50，no.12，pp.2136-2148，Dec.2002.”中所述，由于對(duì)應(yīng)某些子載波的傳輸子信道存在零頻譜或者接近零的頻譜現(xiàn)象，導(dǎo)致CP-OFDM系統(tǒng)(采用CP作為保護(hù)間隔的OFDM系統(tǒng))可能遭受到性能損失。文獻(xiàn)[3]“G.B.Giannakis，“Filterbanks for blind channel identification andequalization，”IEEE Signal Processing Lett.vol.4，pp.184-187，June 1997.”中描述了一種CP的替代技術(shù)零填充(zero-padding，ZP)技術(shù)。在ZP-OFDM系統(tǒng)(采用ZP作為保護(hù)間隔的OFDM系統(tǒng))中，無論零頻譜子信道位于什么位置，均可確保信號(hào)的復(fù)原。具體來說，在ZP-OFDM傳輸系統(tǒng)的每一IDFT塊中，一定數(shù)量的零符號(hào)被加在經(jīng)IDFT處理過的預(yù)編碼信息符號(hào)后面。如果零符號(hào)的數(shù)量等于CP的長度，那么ZP-OFDM和CP-OFDM傳輸系統(tǒng)具有相同的帶寬利用率，參閱文獻(xiàn)[2]。
針對(duì)多徑信道的信號(hào)傳輸，無線通訊系統(tǒng)中出現(xiàn)了許多新興技術(shù)，其中TDS-OFDM調(diào)制技術(shù)作為基準(zhǔn)技術(shù)在最近公布的數(shù)字電視地面廣播系統(tǒng)的中國國家標(biāo)準(zhǔn)中被采用，參閱文獻(xiàn)[4]“中華人民共和國國家標(biāo)準(zhǔn)GB20600-2006“數(shù)字電視地面廣播傳輸系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)、信道編碼和調(diào)制”，2006年8月”。與被廣泛使用的CP、ZP插入技術(shù)不同的是，TDS-OFDM系統(tǒng)通過插入偽隨機(jī)碼(pseudo-random，PN)序列作為保護(hù)間隔，其中PN序列也作為訓(xùn)練序列。在接收端將PN序列去掉后，TDS-OFDM系統(tǒng)基本上與ZP-OFDM系統(tǒng)相同。參閱文獻(xiàn)[5]“Z.-W.Zheng，Z.-X.Yang，C.-Y.Pan，and Y.-S.Zhu，“Cutoff rate andoutage probability performance comparisons between DVB-T and DMB-T systemsunder mobile multipath channels，”Trans.Broadcasting，vol.49，no.4，pp.390-397，Dec.2003.”，與TDS-OFDM系統(tǒng)和ZP-OFDM系統(tǒng)相比，由于在時(shí)域內(nèi)PN序列既作為保護(hù)間隔，也充當(dāng)訓(xùn)練序列，使得TDS-OFDM系統(tǒng)具有較高的信道帶寬利用率及較低的額外非信息傳輸開銷，而且獲得了較好的信道估計(jì)和跟蹤性能。不過，在獲得上述優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)需要將接收信號(hào)塊中因信道的多徑效應(yīng)混合在一起的PN序列和數(shù)據(jù)分開。準(zhǔn)確地將信號(hào)塊中的PN序列和數(shù)據(jù)分開對(duì)獲得良好系統(tǒng)性能起著重要作用，否則，就會(huì)出現(xiàn)IBI效應(yīng)。因此，需要尋找一種解決方法以有效去除接收信號(hào)塊中的PN序列所帶來的碼間干擾，從而獲得純凈的數(shù)據(jù)塊以便進(jìn)行后續(xù)的相干檢測(cè)(均衡)處理。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明所解決的技術(shù)問題在于提供一種檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，其可準(zhǔn)確地將接收的信號(hào)塊中的PN序列和數(shù)據(jù)分開。
為解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明提供了一種TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法。所述捕獲方法用于獲取接收的第n個(gè)信號(hào)幀的檢測(cè)前N維數(shù)據(jù)向量gNn，包括如下步驟接收第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步和幀體，接收第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步；利用接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步獲得信道脈沖響應(yīng)(CIR)向量估計(jì)為

，其包括對(duì)應(yīng)主路徑、Ln個(gè)前徑以及Lp個(gè)后徑的CIR向量元素；獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的首Lp個(gè)符號(hào)；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的從第Lp個(gè)符號(hào)開始的中間的N-Lp-Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的首Lp個(gè)符號(hào)；形成長度為2Lp+2Ln的向量wn，且向量wn的首Lp+Ln個(gè)符號(hào)從所發(fā)送的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的末尾部分復(fù)制獲得，向量wn的后Lp+Ln個(gè)符號(hào)從所發(fā)送的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的開始部分復(fù)制獲得；執(zhí)行

和wn的線性卷積，獲取線性卷積輸出結(jié)果的中間部分的Ln+Lp個(gè)符號(hào)記為向量en；設(shè)定向量e13n、e24n，其分別由向量en的首Ln個(gè)元素和后Lp個(gè)元素構(gòu)成；檢測(cè)前N維數(shù)據(jù)向量gNn的首Lp個(gè)元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個(gè)元素從a0n復(fù)制獲得；gNn的最后Ln個(gè)元素由a1n+a3n-e13n獲得。
為了解決上述技術(shù)問題，本發(fā)明又提供了一種TDS-OFDM系統(tǒng)中PN序列的設(shè)計(jì)方法，所述PN序列包括m序列和m序列的循環(huán)擴(kuò)展，其中循環(huán)擴(kuò)展包括前同步和后同步；所述m序列包括Q0個(gè)符號(hào)，所述前同步包括Q1個(gè)符號(hào)，所述后同步包括Q2個(gè)符號(hào)，其特征在于，所述設(shè)計(jì)方法是用于構(gòu)成第n+1個(gè)信號(hào)幀PN序列的m序列通過循環(huán)左移第n個(gè)信號(hào)幀PN序列的m序列Q1+Q2個(gè)符號(hào)獲得。
針對(duì)作為信號(hào)幀幀同步的PN序列利用循環(huán)擴(kuò)展特性并采用對(duì)前一信號(hào)幀的m序列循環(huán)移位的方式形成，本發(fā)明提供了另一種TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，用于獲取接收的第n個(gè)信號(hào)幀的檢測(cè)前N維數(shù)據(jù)向量gNn。。所述捕獲方法包括如下步驟接收第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步和幀體，接收第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步；獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的首Lp個(gè)符號(hào)；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的從第Lp個(gè)符號(hào)開始的中間的N-Lp-Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的首Lp個(gè)符號(hào)；獲取向量e13n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步中從第Q0-Ln個(gè)到第Q0-1個(gè)符號(hào)；獲取向量e24n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步中從第Q0個(gè)到第Q0+Lp-1個(gè)符號(hào)；gNn的首Lp個(gè)元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個(gè)元素從a0n復(fù)制獲得；gNn的最后Ln個(gè)元素通過a1n+a3n-e13n獲得；其中Ln、Lp分別表示傳輸所述信號(hào)幀的信道的前徑數(shù)和后徑數(shù)，且與幀同步的前同步和后同步所包含的符號(hào)個(gè)數(shù)滿足如下關(guān)系Q1+Q2≥Lp+Ln。
本發(fā)明提供的捕獲方法可較準(zhǔn)確地將接收的信號(hào)塊中的數(shù)據(jù)與PN序列分離，避免了在接收端出現(xiàn)IBI效應(yīng)；另外，本發(fā)明提供的PN序列的設(shè)計(jì)方法使得捕獲方法得以進(jìn)一步簡(jiǎn)化，減少了系統(tǒng)的運(yùn)算量；且進(jìn)一步提高了接收的信號(hào)中PN序列和數(shù)據(jù)分離的準(zhǔn)確性，在接收端去掉PN序列后，就數(shù)據(jù)檢測(cè)性能來講，TDS-OFDM系統(tǒng)基本接近ZP-OFDM系統(tǒng)。



圖1是TDS-OFDM系統(tǒng)中下行鏈路傳輸協(xié)議的分級(jí)幀結(jié)構(gòu)； 圖2是9階m序列生成結(jié)構(gòu)； 圖3是用于產(chǎn)生具有511個(gè)符號(hào)的m序列的LFSR初始狀態(tài)與幀號(hào)的對(duì)照列表； 圖4是第n個(gè)信號(hào)幀的幀結(jié)構(gòu)； 圖5是本發(fā)明提供的檢測(cè)前信號(hào)捕獲方法的第一種實(shí)施例的流程圖； 圖6是本發(fā)明提供的PN序列設(shè)計(jì)方法的示意圖； 圖7是本發(fā)明提供的用于構(gòu)成PN序列的m序列實(shí)例，其中，第n個(gè)信號(hào)幀的m序列的第1元素是第0個(gè)信號(hào)幀的m序列的第k個(gè)元素； 圖8是本發(fā)明提供的檢測(cè)前信號(hào)捕獲方法的第二種實(shí)施例的流程圖。

具體實(shí)施例方式 以下部分結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明提供的TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法和PN序列的設(shè)計(jì)方法的實(shí)施例進(jìn)行描述，以期進(jìn)一步理解本發(fā)明的目的、具體結(jié)構(gòu)特征和優(yōu)點(diǎn)。
為方便描述，除特別指出外，以下描述所提到的TDS-OFDM系統(tǒng)均是指應(yīng)用于數(shù)字電視地面廣播系統(tǒng)中國國家標(biāo)準(zhǔn)中的TDS-OFDM系統(tǒng)，但本發(fā)明不限于該應(yīng)用范圍，也可以很容易地延伸應(yīng)用到其他類型的TDS-OFDM系統(tǒng)中。
TDS-OFDM系統(tǒng)采用的是分級(jí)幀結(jié)構(gòu)。圖1描述了TDS-OFDM系統(tǒng)中下行鏈路傳輸協(xié)議的物理信道幀結(jié)構(gòu)圖。數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)的基本單元為信號(hào)幀，每個(gè)信號(hào)幀的持續(xù)時(shí)間為555.6或625微秒。一組(225個(gè)或200個(gè))信號(hào)幀定義為超幀，每個(gè)超幀的持續(xù)時(shí)間為125毫秒，超幀中的第一個(gè)信號(hào)幀定義為超幀頭(控制幀)。一組(480個(gè))超幀定義為分幀，每個(gè)分幀的持續(xù)時(shí)間為60秒(1分鐘)。幀結(jié)構(gòu)的頂層稱為日幀，由1440個(gè)分幀組成。日幀，以一個(gè)自然日(24小時(shí))為周期進(jìn)行周期性重復(fù)，在北京時(shí)間0:0:0AM，系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)被復(fù)位并開始一個(gè)新的日幀。
一個(gè)信號(hào)幀由幀同步和幀體兩部分組成。信號(hào)幀的幀同步是PN序列，所述PN序列由m序列及其循環(huán)擴(kuò)展構(gòu)成，其中循環(huán)擴(kuò)展包括前同步(包括Q1個(gè)符號(hào)，由m序列的最后Q1個(gè)符號(hào)構(gòu)成)和后同步(包括Q2個(gè)符號(hào)，由m序列的首Q2個(gè)符號(hào)構(gòu)成)。幀同步中m序列包括Q0個(gè)符號(hào)，其中Q0可以是255，也可以是511。不失一般性，接下來的描述集中在Q0＝511上。每一超幀中所有信號(hào)幀的幀同步都是不相同的，因此，幀同步可以作為特殊特征用于識(shí)別不同的信號(hào)幀。幀同步采用的PN序列定義為循環(huán)擴(kuò)展的9階m序列，可以由斐波那契數(shù)列(Fibonacci type)線性反饋移位寄存器(LFSR)(生成的多項(xiàng)式為x9+x8+x7+x2+1)來實(shí)現(xiàn)。圖2是9階m序列生成結(jié)構(gòu)，LFSR的初始狀態(tài)將決定所產(chǎn)生的m序列的相位。用于產(chǎn)生每一特定信號(hào)幀的m序列的LFSR初始狀態(tài)由該信號(hào)幀的幀號(hào)決定。對(duì)于每一信號(hào)幀的幀號(hào)n，相應(yīng)的LFSR的初始狀態(tài)遵循特殊定義的圖表，如圖3所示。對(duì)于幀號(hào)為0(n＝0)的信號(hào)幀，相應(yīng)的LSFR的初始狀態(tài)設(shè)置為(D9-D1)111110111，Q1/Q2定義為217/217。此外，幀同步的PN序列映射為非歸零二進(jìn)制符號(hào)，該映射定義為從“0”到+1值及從“1”到-1值的變換。另外，幀同步(PN序列)的平均功率是幀體信號(hào)的平均功率的2倍。
信號(hào)幀的幀體就是一個(gè)IDFT塊。時(shí)域的IDFT塊具有N＝3780個(gè)采樣值，它們是頻域的3780個(gè)子載波的逆離散傅利葉變換。時(shí)域的IDFT塊信號(hào)持續(xù)500秒，其對(duì)應(yīng)于2kHz的子載波間隔。
設(shè)定Q0維列向量p0，n＝[p0，n(0)，p0，n(1)，...p0，n(Q0-1)]T表示第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的m序列；設(shè)定Q1維列向量p1，n＝[p1，n(0)，p1，n(1)，...p1，n(Q1-1)]T表示第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的前同步；設(shè)定Q2維列向量p2，n＝[p2，n(0)，p2，n(1)，...p2，n(Q2-1)]T表示第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的后同步；設(shè)定N維列向量dn＝[dn(0)，dn(1)，...dn(N-1)]T表示IDFT數(shù)據(jù)塊，也就是第n個(gè)信號(hào)幀的幀體；其中上角標(biāo)T表示轉(zhuǎn)置。假設(shè){s(i)}i＝0∞為傳輸符號(hào)序列，Q＝Q1+Q0+Q2為幀同步的長度，M＝Q+N為信號(hào)幀的總長度。設(shè)定M維列向量sn＝[sn(0)，sn(1)，...sn(M-1)]T包括第n個(gè)傳輸信號(hào)幀的所有符號(hào)。定義參閱圖4，得出也就是 sn(i)＝s(nM)+i sn(i)＝pn(i) sn(i)＝dn(i-Q) 其中Zi1i2表示整數(shù)集合{i1，i1+1，...i2}。
在第n個(gè)信號(hào)幀傳輸過程中，將發(fā)射臺(tái)到用戶之間的離散時(shí)間基帶CIR定義為hn＝[hn(-Ln)，hn(-Ln+1)，...hn(-1)，hn(0)，hn(1)，...hn(Lp)]T，其中hn(0)與主路徑對(duì)應(yīng)，Ln和Lp分別是前徑(主路徑前的路徑)數(shù)和后徑(主路徑后的路徑)數(shù)。需要指出的是，Ln和Lp可以是零。假設(shè)在傳輸?shù)趎個(gè)信號(hào)幀及第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步過程中，信道保持不變，則接收的符號(hào)序列可表示如下 i＝0，1，...∞(4) 其中v(i)表示接收機(jī)噪聲，其通常被表述為具有方差σ2的循環(huán)對(duì)稱的高斯白噪聲。
設(shè)定M維列向量rn＝[rn(0)，rn(1)，...rn(M-1)]T表示第n個(gè)接收的信號(hào)塊(對(duì)應(yīng)第n個(gè)傳輸信號(hào)幀)，得出 以及 從公式(1)、(2)、(5)以及(6)中可知，發(fā)射的IDFT數(shù)據(jù)塊dn僅與{rn(Q-Ln)，rn(Q-Ln+1)，...rn(M-1)，rn+1(0)，rn+1(1)，...rn+1(Lp-1)}目關(guān)。將公式(1)、(2)以及(3)代入公式(5)、(6)中，得出




進(jìn)一步地，定義如下向量 a1n＝[rn(Q-Ln)，rn(Q-Ln+1)，...rn(Q-1)]T， g1n＝[g1n(0)，g1n(1)，...g1n(Ln-1)]T， e1n＝[e1n(0)，e1n(1)，...e1n(Ln-1)]T， v1n＝[v(nM+Q-Ln)，v(nM+Q-Ln+1)，...v(nM+Q-1)]T， a2n＝[rn(Q)，rn(Q+1)，...rn(Q+Lp-1)]T， g2n＝[g2n(0)，g2n(1)，...g2n(Lp-1)]T， e2n＝[e2n(0)，e2n(1)，...e2n(Lp-1)]T， v2n＝[v(nM+Q)，v(nM+Q+1)，...v(nM+Q+Lp-1)]T， a0n＝[rn(Q+Lp)，rn(Q+Lp+1)，...rn(M-Ln-1)]T， g0n＝[g0n(0)，g0n(1)，...g0n(N-Lp-Ln-1)]T， v0n＝[v(nM+Q+Lp)，v(nM+Q+1)，...v(nM+M-Ln-1)]T， a3n＝[rn(M-Ln)，rn(M-Ln+1)，...rn(M-1)]T， g3n＝[g3n(0)，g3n(1)，...g3n(Ln-1)]T， e3n＝[e3n(0)，e3n(1)，...e3n(Ln-1)]T， v3n＝[v(nM+M-Ln)，v(nM+M-Ln+1)，...v(nM+M-1)]T， a4n＝[rn+1(0)，rn+1(1)，...rn+1(Lp-1)]T， g4n＝[g4n(0)，g4n(1)，...g4n(Lp-1)]T， e4n＝[e4n(0)，e4n(1)，...e4n(Lp-1)]T， v4n＝[v(nM+M)，v(nM+M+1)，...v(nM+M+Lp-1)]T， 然后，進(jìn)一步得出 a0n＝g0n+v0n，(12) a1n＝g1n+e1n+v1n，(13) a2n＝g2n+e2n+v2n，(14) a3n＝g3n+e3n+v3n，(15) a4n＝g4n+e4n+v4n，(16) 進(jìn)一步定義N維列向量為對(duì)應(yīng)于接收到的第n個(gè)信號(hào)幀的檢測(cè)前數(shù)據(jù)。結(jié)合公式(8)、(9)、(10)、(11)，很容易得出gNn是dn和hn的循環(huán)卷積，也就是 其中模-N操作(q)N表示將q減小到 在一個(gè)OFDM系統(tǒng)中，如果存在特定的訓(xùn)練序列或者導(dǎo)頻，CIR向量通常在頻域內(nèi)進(jìn)行估計(jì)。在TDS-OFDM系統(tǒng)中，可以利用PN序列的相關(guān)特性來估計(jì)CIR向量hn，這種方式操作簡(jiǎn)單且直接，并可針對(duì)每一信號(hào)幀逐一進(jìn)行估計(jì)。進(jìn)行估計(jì)的具體方法可參考引用文獻(xiàn)[6]“中國專利第02128864.X號(hào)，名稱是“基于滑動(dòng)窗口的對(duì)含導(dǎo)頻的塊信號(hào)的信道估計(jì)”，公告日為2005年6月22日”，或引用文獻(xiàn)[7]“中國專利申請(qǐng)第200410003480.3號(hào)，名稱是“TDS-OFDM接收機(jī)自適應(yīng)信道估計(jì)均衡方法及其系統(tǒng)”，
公開日為2005年10月5號(hào)”，在此不再贅述。在本實(shí)施例中，假設(shè)針對(duì)每一信號(hào)幀的CIR向量估計(jì)是已知的，且第n個(gè)信號(hào)幀的CIR向量估計(jì)值表示為

在公式(17)中，用

替換掉hn，并假設(shè)檢測(cè)前數(shù)據(jù)gNn已知，則采用常用的單抽頭頻域均衡器便可很容易恢復(fù)所發(fā)送的數(shù)據(jù)向量dn。然而，正如前述所示，由于在接收信號(hào)向量a1n、a2n、a3n、a4n中，檢測(cè)前數(shù)據(jù)gNn與e1n、e2n、e3n、e4n混合在一起，所以不容易直接獲得gNn。因此，接下來的任務(wù)可歸結(jié)為從a0n、a1n、a2n、a3n、a4n分離出gNn。
為了簡(jiǎn)化表述且不失討論的有效性，在該部分，我們忽略掉上述公式中與噪聲相關(guān)的項(xiàng)即v0n、v1n、v2n、v3n、v4n，這樣，將公式(12)-(16)重新整理如下 g2n+g4n＝(a2n+a4n)-(e2n+e4n)，(18) g0n＝a0n，(19) g1n+g3n＝(a1n+a3n)-(e1n+e3n)。(20) 引用文獻(xiàn)[6]描述了一種獨(dú)自獲得e1n、e2n、e3n、e4n的方法。本發(fā)明提供了聯(lián)合獲得e2n+e4n和e1n+e3n的方法，具體描述如下。
設(shè)定Ln維列向量為e13n＝[e13n(0)，e13n(1)，...e13n(Ln-1)]T＝e1n+e3n；設(shè)定Lp維列向量為e24n＝[e24n(0)，e24n(1)，...e24n(Ln-1)]T＝e2n+e4n。根據(jù)公式(7)、(8)、(10)、(11)，可得出 e13n(i)＝e3n(i)+e1n(i) 以及 e24n(i)＝e4n(i)+e2n(i) 定義長度為(2Lp+2Ln)的數(shù)據(jù)向量wn，其表示如下 wn＝[wn(-Lp-Ln)，wn(-Lp-Ln+1)，...wn(-1)，wn(0)，wn(1)，...wn(Lp+Ln-1)]T 其中 很明顯，數(shù)據(jù)向量wn由第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的尾部(長度為Lp+Ln)和第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的頭部(長度為Lp+Ln)級(jí)聯(lián)構(gòu)成。
設(shè)定將公式(23)代入到公式(21)和(22)，可得出 顯然地，獲得en的方法可簡(jiǎn)化為對(duì)hn和wn進(jìn)行線性卷積。事實(shí)上，由于hn未知，我們需要用hn的估計(jì)值來代替，即 上述線性卷積可以直接計(jì)算或采用習(xí)知的FFT技術(shù)來實(shí)現(xiàn)，至于具體使用哪種方法可通過具體實(shí)施復(fù)雜度而定。
獲得了en相當(dāng)于獲得了e13n和e24n。這樣，公式(18)、(19)、(20)右手邊的所有項(xiàng)成為已知項(xiàng)，gNn也就此獲得。請(qǐng)參閱圖5，下面對(duì)本發(fā)明提出的用于獲取第n個(gè)信號(hào)幀的檢測(cè)前N維數(shù)據(jù)向量gNn的捕獲方法的第一種實(shí)施例進(jìn)行總結(jié)，該捕獲方法包括如下步驟 S101接收第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步和幀體，接收第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步； S102利用接收的幀同步進(jìn)行信道估計(jì)，利用傳輸?shù)牡趎個(gè)信號(hào)幀的幀同步獲得信道脈沖響應(yīng)(CIR)向量估計(jì)為

其包括主路徑以及Ln個(gè)前徑和Lp個(gè)后徑；另外，這里可以應(yīng)用任何一種適合的信道估計(jì)算法； S103獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的首Lp個(gè)符號(hào)；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的從第Lp個(gè)符號(hào)開始的中間的N-Lp-Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a3n，其包括的元素是接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a4n，其包括的元素是接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的首Lp個(gè)符號(hào)； S104形成長度為2Lp+2Ln的向量wn，其首Lp+Ln個(gè)符號(hào)從所發(fā)送的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的末尾部分復(fù)制，后Lp+Ln個(gè)符號(hào)從所發(fā)送的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的開始部分復(fù)制； S105執(zhí)行

和wn的線性卷積，獲取線性卷積結(jié)果的中間部分的Lp+Ln個(gè)符號(hào)記為向量en； S106設(shè)定e13n和e24n，其分別由向量en的首Ln個(gè)元素和后Lp個(gè)元素構(gòu)成，從而檢測(cè)前數(shù)據(jù)gNn的首Lp個(gè)元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個(gè)元素從a0n復(fù)制獲得；gNn的最后Ln個(gè)元素由a1n+a3n-e13n獲得。
采用本發(fā)明提供的捕獲方法，在接收端可以有效地將數(shù)據(jù)從接收信號(hào)中分離出來，滿足了系統(tǒng)的要求，避免發(fā)生IBI效應(yīng)。
仔細(xì)研究上述gNn的捕獲方法，可發(fā)現(xiàn)其所需運(yùn)算主要集中在CIR估計(jì)向量

和向量wn的線性卷積，其中向量wn特別采用已知的兩連續(xù)信號(hào)幀的幀同步構(gòu)建。盡管計(jì)算線性卷積所需運(yùn)算負(fù)荷依賴于實(shí)際的信道路徑信息，但是，總的來說，其所涉及的運(yùn)算量可能很大程度上增加了整個(gè)系統(tǒng)的復(fù)雜度。此外，根據(jù)前述可知，在實(shí)際應(yīng)用中，該線性卷積只能采用CIR估計(jì)值來進(jìn)行，但是，實(shí)際上，無論使用多么強(qiáng)大的信道估計(jì)方法都不能獲得真實(shí)的CIR。因此，估計(jì)值

或多或少伴有噪聲干擾，也就使得捕獲的gNn的準(zhǔn)確性受到影響。從這點(diǎn)上說，TDS-OFDM并不完全等同于ZP-OFDM，因?yàn)楹笳卟淮嬖谏鲜銮闆r。為了獲得與ZP-OFDM中準(zhǔn)確性相當(dāng)?shù)臋z測(cè)前數(shù)據(jù)gNn，就要在卷積運(yùn)算中避免使用CIR估計(jì)值，其可以通過特定設(shè)計(jì)的幀同步來實(shí)現(xiàn)，詳細(xì)描述如下。
觀察公式(23)和(24)可知，假設(shè)第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步包括與wn完全相同的部分，那么en就可以直接從接收信號(hào)獲得。由于幀同步具有循環(huán)擴(kuò)展特性，實(shí)際上，上述假設(shè)是可行的。前面已經(jīng)定義了如下向量，對(duì)于k∈{n，n+1}， p0，k＝[p0，k(0)，p0，k(1)，...p0，k(Q0-1)]T p1，k＝[p1，k(0)，p1，k(1)，...p1，k(Q1-1)]T p2，k＝[p2，k(0)，p2，k(1)，...p2，k(Q2-1)]T 以及 利用幀同步的循環(huán)擴(kuò)展特性，得出 p0，k+1(Q0-Q1+i)＝p1，k+1(i)k∈{n，n+1} p0，k+1(i)＝p2，k+1(i) k∈{n，n+1} 進(jìn)一步地，得出 pn+1(Q0+i)＝pn+1(i) 若將下列限制條件加在pn+1上 pn+1(Q0-i)＝pn(Q-i) 且定義，根據(jù)公式(23)和(26)可以得出需要指出是，在這里，已假定Q1+Q2≥Lp+Ln。
公式(27)中施加在pn+1上的限制條件可進(jìn)一步表達(dá)為 再次，所述模-Q0操作(q)Q0表示q減小到換句話說，用于構(gòu)成第n+1個(gè)信號(hào)幀幀同步(PN序列)的m序列可通過循環(huán)左移第n個(gè)信號(hào)幀幀同步(PN序列)的m序列Q1+Q2個(gè)符號(hào)獲得。
下面就本發(fā)明提供的PN序列的設(shè)計(jì)方法進(jìn)一步結(jié)合實(shí)施例進(jìn)行解釋說明。請(qǐng)參閱圖6，假定Q0＝511，Q1＝218，Q2＝218。第0個(gè)m序列(用于構(gòu)成第0個(gè)信號(hào)幀的PN序列)為p0，0＝[p0，0(0)，p0，0(1)，...p0，0(Q0-1)]T，第n個(gè)m序列(用于構(gòu)成第n個(gè)信號(hào)幀的PN序列)由p0，0循環(huán)左移獲得，其中p0，0(k)是第n個(gè)m序列的第一個(gè)元素。根據(jù)本發(fā)明提供的方法，n和k之間一對(duì)一映射如圖7所示。根據(jù)圖7的m序列映射關(guān)系可知，p0，0(435)是第1個(gè)m序列的第一個(gè)元素，p0，0(359)是第2個(gè)m序列的第一個(gè)元素，如此一一對(duì)應(yīng)下去。
需要指出的是，當(dāng)Q1+Q2＝Q0時(shí)，就會(huì)出現(xiàn)一種特殊情況，即所有的信號(hào)幀使用的m序列相同，且每一幀同步(PN序列)由兩個(gè)重復(fù)的m序列構(gòu)成。
一旦作為每一信號(hào)幀幀同步的PN序列利用循環(huán)擴(kuò)展特性并采用對(duì)前一信號(hào)幀的m序列循環(huán)移位的方式形成，在接收端對(duì)第n個(gè)信號(hào)幀的檢測(cè)前數(shù)據(jù)gNn的捕獲就變得比較容易，本發(fā)明第一種實(shí)施例的捕獲步驟得以簡(jiǎn)化，簡(jiǎn)化后的方法即為本發(fā)明的第二種實(shí)施例，參閱圖8。本發(fā)明的第二種實(shí)施例包括如下步驟 S201接收第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步和幀體，接收第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步； S202獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的首Lp個(gè)符號(hào)；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的從第Lp個(gè)符號(hào)開始的中間的N-Lp-Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的首Lp個(gè)符號(hào)；獲取向量e13n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步中從第Q0-Ln個(gè)到第Q0-1個(gè)符號(hào)；獲取向量e24n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步中從第Q0個(gè)到第Q0+Lp-1個(gè)符號(hào)； S203gNn的首Lp個(gè)元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個(gè)元素從a0n復(fù)制獲得；gNn的最后Ln個(gè)元素由a1n+a3n-e13n獲得。
采用本發(fā)明提供的第二種實(shí)施例使得系統(tǒng)的運(yùn)算量大大降低，而且進(jìn)一步提高了捕獲的gNn的準(zhǔn)確度，這樣，在接收端去掉PN序列后，TDS-OFDM系統(tǒng)基本接近ZP-OFDM系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，用于獲取接收的第n個(gè)信號(hào)幀的檢測(cè)前N維數(shù)據(jù)向量gNn，所述信號(hào)幀包括幀同步和幀體，其特征在于，所述捕獲方法包括如下步驟
接收第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步和幀體，接收第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步；
利用接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步獲得CIR向量估計(jì)為
，其包括對(duì)應(yīng)主路徑、Ln個(gè)前徑以及Ln個(gè)后徑的CIR向量元素；
獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的首Lp個(gè)符號(hào)；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的從第Lp個(gè)符號(hào)開始的中間的N-Lp-Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的首Lp個(gè)符號(hào)；
形成長度為2Lp+2Ln的向量wn，且向量wn的首Lp+Ln個(gè)符號(hào)從所發(fā)送的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的末尾部分復(fù)制獲得，向量wn的后Lp+Ln個(gè)符號(hào)從所發(fā)送的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的開始部分復(fù)制獲得；
執(zhí)行
和wn的線性卷積，獲取線性卷積輸出結(jié)果的中間部分的Ln+Lp個(gè)符號(hào)記為向量en；
設(shè)定向量e13n、e24n，其分別由向量en的首Ln個(gè)元素和后Lp個(gè)元素構(gòu)成；檢測(cè)前N維數(shù)據(jù)向量gNn的首Lp個(gè)元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個(gè)元素從a0n復(fù)制獲得；gNn的最后Ln個(gè)元素由a1n+a3n-e13n獲得。
2.如權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，其特征在于，所述幀同步為PN序列，其由m序列及其循環(huán)擴(kuò)展構(gòu)成，其中循環(huán)擴(kuò)展包括前同步和后同步；前同步包括Q1個(gè)符號(hào)，其由m序列的最后Q1個(gè)符號(hào)構(gòu)成；后同步包括Q2個(gè)符號(hào)，其由m序列的首Q2個(gè)符號(hào)構(gòu)成。
3.如權(quán)利要求2所述的TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，其特征在于，所述構(gòu)成PN序列的m序列，由斐波那契數(shù)列線性反饋移位寄存器來實(shí)現(xiàn)。
4.如權(quán)利要求3所述的TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，其特征在于，線性反饋移位寄存器的初始狀態(tài)決定m序列的相位，且對(duì)應(yīng)每一信號(hào)幀具有不同的初始狀態(tài)。
5.如權(quán)利要求2所述的TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，其特征在于，所述PN序列映射為非歸零二進(jìn)制符號(hào)，該映射為從“0”到+1值及從“1”到-1值的變換。
6.如權(quán)利要求2所述的TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，其特征在于，所述CIR向量估計(jì)是利用PN序列的相關(guān)特性獲得。
7.如權(quán)利要求1所述的TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，其特征在于，所述執(zhí)行
和wn的線性卷積，獲取向量en的步驟采用方法是
8.如權(quán)利要求7所述的TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，其特征在于，所述執(zhí)行
和wn的線性卷積的步驟為直接運(yùn)算或者采用快速傅利葉變換算法。
9.一種TDS-OFDM系統(tǒng)中PN序列的設(shè)計(jì)方法，所述PN序列包括m序列和m序列的循環(huán)擴(kuò)展，其中循環(huán)擴(kuò)展包括前同步和后同步；所述m序列包括Q0個(gè)符號(hào)，所述前同步包括Q1個(gè)符號(hào)，所述后同步包括Q2個(gè)符號(hào)，其特征在于，所述設(shè)計(jì)方法是用于構(gòu)成第n+1個(gè)信號(hào)幀PN序列的m序列通過循環(huán)左移第n個(gè)信號(hào)幀PN序列的m序列Q1+Q2個(gè)符號(hào)獲得。
10.如權(quán)利要求9所述的TDS-OFDM系統(tǒng)中PN序列的設(shè)計(jì)方法，其特征在于，前同步的Q1個(gè)符號(hào)由m序列的最后Q1個(gè)符號(hào)構(gòu)成；后同步的Q2個(gè)符號(hào)由m序列的首Q2個(gè)符號(hào)。
11.如權(quán)利要求9所述的TDS-OFDM系統(tǒng)中PN序列的設(shè)計(jì)方法，其特征在于，當(dāng)Q1+Q2＝Q0時(shí)，所有信號(hào)幀使用的PN序列相同，且每一PN序列包括兩重復(fù)的m序列。
12.一種TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，用于獲取接收的第n個(gè)信號(hào)幀的檢測(cè)前N維數(shù)據(jù)向量gNn，所述信號(hào)幀包括幀同步和幀體，其特征在于，采用如權(quán)利要求9所述的設(shè)計(jì)方法形成的PN序列作為信號(hào)幀的幀同步，所述捕獲方法包括如下步驟
接收第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步和幀體，接收第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步；
獲取向量a1n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的最后L0n個(gè)符號(hào)；獲取向量a2n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的首Lp個(gè)符號(hào)；獲取向量a0n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的從第Lp個(gè)符號(hào)開始的中間的N-Lp-Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a3n，其包括的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的最后Ln個(gè)符號(hào)；獲取向量a4n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的首Lp個(gè)符號(hào)；獲取向量e13n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步中從第Q0-Ln個(gè)到第Q0-1個(gè)符號(hào)；獲取向量e24n，其包括的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步中從第Q0個(gè)到第Q0+Lp-1個(gè)符號(hào)；
gNn的首Lp個(gè)元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個(gè)元素從a0n復(fù)制獲得；gNn的最后Ln個(gè)元素通過a1n+a3n-e13n獲得；
其中Ln、Lp分別表示傳輸所述信號(hào)幀的信道的前徑數(shù)和后徑數(shù)，且與幀同步的前同步和后同步所包含的符號(hào)個(gè)數(shù)滿足如下關(guān)系Q1+Q2≥Lp+Ln。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種TDS-OFDM系統(tǒng)中檢測(cè)前信號(hào)的捕獲方法，其包括向量a1n的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀同步的最后Ln個(gè)符號(hào)；向量a2n的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的首Lp個(gè)符號(hào)；向量a0n的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的從第Lp個(gè)符號(hào)開始的中間的N-Lp-Ln個(gè)符號(hào)；向量a3n的元素為接收的第n個(gè)信號(hào)幀的幀體的最后Ln個(gè)符號(hào)；向量a4n的元素為接收的第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步的首Lp個(gè)符號(hào)；向量e13n的元素為第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步中從第Q0-Ln個(gè)到第Q0-1個(gè)符號(hào)；向量e24n的元素為第n+1個(gè)信號(hào)幀的幀同步中從第Q0個(gè)到第Q0+LD-1個(gè)符號(hào)；gNn的首Lp個(gè)元素由a2n+a4n-e24n獲得；gNn接下來的N-Lp-Ln個(gè)元素從α0n復(fù)制獲得；gNn的最后Ln個(gè)元素由a1n+a3n-e13n獲得。
文檔編號(hào)H04B1/707GK101217290SQ20081000372
公開日2008年7月9日 申請(qǐng)日期2008年1月16日 優(yōu)先權(quán)日2008年1月16日
發(fā)明者王忠俊, 李之平, 胡賽桂, 庭裕晶, 冨沢方之 申請(qǐng)人:沖電氣(新加坡)技術(shù)中心