專利名稱：接收信號(hào)的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于接收信號(hào)的方法和裝置，特別涉及一種用在便攜式通信設(shè)備中的無線電接收機(jī)，在該接收機(jī)中將所接收的無線電信號(hào)直接下變頻為一集中在中頻(IF)附近的同相(I)和正交相位(Q)信號(hào)，該中頻和所接收的信號(hào)帶寬具有相同的數(shù)量級(jí)。
直接變頻接收機(jī)立刻將所接收的無線電信號(hào)下變頻成一基帶信號(hào)，這樣完全省略了中頻級(jí)。然而這種接收機(jī)要經(jīng)受一個(gè)非常大的與基帶信號(hào)相互干擾的無用直流分量。該直流分量主要是由在接收機(jī)的天線端與有用信號(hào)一起接收的本地振蕩器的泄露所形成，并且也由于接收機(jī)中放大器和混頻器的偏移而形成。
為克服這些問題，已經(jīng)提出了一種甚低中頻接收機(jī)，在該接收機(jī)中所接收的信號(hào)被第一下變頻集中在一個(gè)中頻附近，該中頻等于半個(gè)信道間隔(即有用信號(hào)帶寬的一半)，然后再次下變頻到基帶。以這種方式，當(dāng)?shù)谝幌伦冾l發(fā)生時(shí)，仍然存在的該直流分量位于(在頻率上)有用信號(hào)的極邊緣。因此，由于該直流分量的位置在有用信號(hào)的極邊緣，通過適當(dāng)?shù)闹绷鞣至繛V波器應(yīng)能較容易地除去該無用直流分量，而不會(huì)損失(非常多的)包含在有用信號(hào)中信息。
由于通過一個(gè)工作在半個(gè)信道間隔的振蕩器，與一鎖相環(huán)結(jié)合使用以產(chǎn)生半個(gè)信道間隔的倍數(shù)，可以產(chǎn)生一個(gè)合適的頻率，用于產(chǎn)生這樣一個(gè)中頻信號(hào)(該適當(dāng)?shù)念l率是有用信道的中心頻率加上或減去有用的中頻信號(hào)(即半個(gè)信道間隔))，所以半個(gè)信道間隔的準(zhǔn)確選擇是很方便的。
優(yōu)選地，在其附近集中有有用信號(hào)的VLIF在大于半個(gè)信道間隔的百分之十到百分之二十之間。這樣一種中頻選擇對于復(fù)合調(diào)制方案是特別有利的，在該調(diào)制方案中每個(gè)碼元代表兩個(gè)比特或多個(gè)比特，就像正在發(fā)展的叫做EDGE(增強(qiáng)數(shù)據(jù)率GSM發(fā)展)的標(biāo)準(zhǔn)所要求的一樣，以及相應(yīng)的美國標(biāo)準(zhǔn)所要求的一樣，因?yàn)閷τ谶@些調(diào)制方案，本發(fā)明人已經(jīng)發(fā)現(xiàn)，重要信息包含在信號(hào)的邊緣部分(即直到從信號(hào)中心加上或減去半個(gè)信道間隔處)，該信號(hào)的損耗可以引起難以接受的較大的比特或塊誤差率。一個(gè)復(fù)合調(diào)制方案的例子是8QPSK(8個(gè)位置的正交相移鍵控)，在該方案中重要信息包含在信道的極邊緣，其中每一碼元代表3比特。
優(yōu)選地，本地振蕩器是一分?jǐn)?shù)N鎖相環(huán)(fracNpll)。
優(yōu)選地，該fracNpll是一多重累加器fracNpll。
優(yōu)選地，該裝置還包括一復(fù)合乘法器，用于將有用信號(hào)從VLIF附近的集中位置下變頻到基帶信號(hào)，同時(shí)基本除去任何無用的鏡像信號(hào)。最好是，該復(fù)合乘法器包括調(diào)整裝置，用于將同相位和正交相位信號(hào)之一相對于另一個(gè)來調(diào)整相位或增益，或同時(shí)調(diào)整相位和增益。在較簡單的情況下，使用一階調(diào)整裝置可能是便利的。然而在某些情況下，使用高階調(diào)整裝置可能更好。
在本發(fā)明中，由于調(diào)整裝置幫助克服以前認(rèn)識(shí)到的與使用大于半個(gè)信道間隔的VLIF相關(guān)的困難，該調(diào)整裝置特別有利。其缺點(diǎn)是由于VLIF的增加，而模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)的帶寬必須增加，這樣依次增加由adc所接納的負(fù)相間信道的數(shù)量；這樣也增加這種負(fù)相間信道的數(shù)量，該相間信道作為鏡像，出現(xiàn)在有用信號(hào)的帶寬內(nèi)并且必須通過復(fù)合乘法器除去。通過提供一階或者甚至二階相位和增益調(diào)整裝置，對于一個(gè)(在一階調(diào)整裝置的情況下)或甚至兩個(gè)或多個(gè)(在二階或更高階調(diào)整裝置的情況下)特定的頻率，可以將鏡像抗拒設(shè)置為零(即，使得作為噪聲出現(xiàn)在基帶信號(hào)內(nèi)的大量的鏡像分量在通過復(fù)合乘法器之后基本上是零)。以這種方式，調(diào)整裝置的好的設(shè)置可減少負(fù)相間信道(其在許多系統(tǒng)中事實(shí)上可以比其它的相鄰信道大得多)的作用。
優(yōu)選地，該裝置包括一adc，其最好采用過采樣總和增量(Over-sampled Sigma detla)adc，設(shè)置為接收復(fù)合IF信號(hào)并將其轉(zhuǎn)換為一數(shù)字信號(hào)。
優(yōu)選地，該裝置形成在集成電路上，最好包括發(fā)送信號(hào)的發(fā)射線路。理想的情況是，該裝置和發(fā)射線路共享著許多部件，例如本地振蕩器。
圖4是適用于使用在

圖1的接收機(jī)的一階復(fù)合平衡乘法器的方框圖；圖5是與圖4所示相似的適用于使用在圖1接收機(jī)的可選擇的復(fù)合平衡乘法器的方框圖。
附圖的詳細(xì)說明參考圖1，這里給出了一數(shù)字甚低中頻(DVLIF)接收機(jī)1，其包括射頻(RF)部分10、甚低中頻(VLIF)部分30和基帶部分60、位于射頻部分10和VLIF部分30之間的RF混頻器級(jí)20、以及位于VLIF部分30和基帶部分60之間的數(shù)字VLIF混頻器級(jí)50。RF部分10包括一副天線12，一RF帶通接收濾波器14和一放大器16。RF混頻器級(jí)20包括一同相(I)RF混頻器22，一正交相位(Q)RF混頻器24，一90度RF移相器26及一RF本地振蕩器(LO)28。VLIF部分30包括I和Q中頻放大器31、32，I和Q低通抗混淆濾波器33、34，I和Q總和增量(∑-Δ)調(diào)制器35、36以及I和Q數(shù)字低通濾波器37、38。數(shù)字VLIF混頻器級(jí)50包括一用作為數(shù)字IF混頻器的復(fù)合平衡乘法器51，和一IF LO 52。給出的基帶部分60僅包括低通I和Q數(shù)字選擇性濾波器61和62，如本領(lǐng)域的技術(shù)人員將能理解的那樣，當(dāng)然還可以想到包括用于數(shù)字信號(hào)解碼的數(shù)字信號(hào)處理單元等等。
現(xiàn)在說明圖1所示接收機(jī)的基本操作。天線12基本上捕獲所有的撞擊在天線上的無線電信號(hào)，并且將這些信號(hào)饋入到接收機(jī)濾波器14，該濾波器14試圖濾掉在感興趣頻率范圍之外的所有信號(hào)。例如，假如接收機(jī)想用作為GSM接收機(jī)，該接收機(jī)濾波器14將極大地減小由天線所接收的不在GSM頻率900MHz±10％范圍內(nèi)的所有無線電信號(hào)的幅度。然后在輸入到RF混頻級(jí)20之前，通過放大器16將接收機(jī)濾波器14的輸出放大。
在RF混頻級(jí)20，從放大器16輸出的信號(hào)被下變頻到VLIF。RF LO28產(chǎn)生一射頻信號(hào)，該射頻信號(hào)的頻率是這樣的，其與接收機(jī)試圖接收的信道的中心頻率的差值等于預(yù)定的所期望的VLIF。90度移相器26的目的是使下變頻信號(hào)的I和Q分量能從I和Q RF混頻器22、24輸出。通過對放大器16輸出的信號(hào)產(chǎn)生I和Q分量，這樣就可以把該信號(hào)看作一具有實(shí)的和虛的分量(對應(yīng)于其I和Q分量)的復(fù)合信號(hào)，并且以這種方法可以分別區(qū)分具有正和負(fù)頻率的信號(hào)。
通過I和Q RF混頻器22、24輸出的I和Q信號(hào)分別地輸入到I和Q放大器31、32及I和Q低通抗混淆濾波器33、34。這些部件的目的是除去所有的到達(dá)天線12的信號(hào)的頻率分量，該信號(hào)太高(當(dāng)下變頻后)而不屬于感興趣的信號(hào)(當(dāng)其下變頻后將大約位于直流和信道間隔之間)。實(shí)際上，由于濾波器33、34是簡單的(即無復(fù)合的)，它也將通過包含在負(fù)相鄰信道中(這是與有用信號(hào)相鄰且主要位于由RF LO 28產(chǎn)生的射頻信號(hào)的頻率的另一側(cè)的信道)的信號(hào)。此外，因?yàn)閷?shí)際(非理想)的濾波器沒有非常陡峭的截止點(diǎn)，該濾波器33、34(為避免有用信號(hào)的失真)也將允許正相鄰信道(該信道與有用信號(hào)相鄰，且和有用信道位于由RF LO 28產(chǎn)生的射頻信號(hào)的頻率的同一側(cè))和負(fù)相間信道(該信道與位于由RF LO 28產(chǎn)生的射頻信號(hào)頻率的另一側(cè)上的有用信道間隔一個(gè)信道，即該信道與前面提到的負(fù)相鄰信道相鄰)的主要部分通過。
從濾波器33、34輸出的信號(hào)然后輸入到I和Q∑-Δ調(diào)制器35、36。如本領(lǐng)域的技術(shù)人員理解的一樣，該∑-Δ調(diào)制器35、36產(chǎn)生數(shù)字信號(hào)，該數(shù)字信號(hào)對應(yīng)于輸入的模擬信號(hào)加上大量的高頻噪聲。由∑-Δ調(diào)制器35、36輸出的數(shù)字信號(hào)由此通過數(shù)字低通濾波器37、38，該數(shù)字低通濾波器的目的是除去由∑-Δ調(diào)制器35、36產(chǎn)生的高頻噪聲的大部分，以至于留下由抗混淆濾波器33、34通過的模擬信號(hào)的數(shù)字表示(即有用信道，負(fù)相鄰信道和正相鄰信道及負(fù)相間信道的部分)。
這些信號(hào)然后輸入到數(shù)字VLIF混頻器級(jí)50。這一級(jí)的主要功能是進(jìn)一步將有用信號(hào)下變頻到想要的基帶信號(hào)(即集中在直流(d.c)頻率附近)。然而，在本發(fā)明中，其也起IQ平衡作用。IQ平衡意思是補(bǔ)償該信號(hào)在信號(hào)的I和Q分量之間的幅度和相位的變化，該信號(hào)是通過RF混頻級(jí)20和VLIF部分30的模擬部分傳輸?shù)?，其變化是因?yàn)樵谀M部件(或更精確地說，是在模擬部件對通過它們的信號(hào)的響應(yīng))中，分別在該I(22，31，33，35)和Q(24，32，34，36)路徑上的差別而被引入的。如果不補(bǔ)償這些不平衡，將導(dǎo)致除有用信號(hào)外的信號(hào)的無用鏡像分量作為噪聲和有用信號(hào)一起出現(xiàn)在同一基帶上。下面將更詳細(xì)地討論其發(fā)生的這種方式。注意給出的數(shù)字VLIF混頻器級(jí)50包括一復(fù)合平衡乘法器51和一IF LO 52。完整的VLIF混頻器級(jí)50包括用于提供IQ平衡的單元，這些單元可被看成是與復(fù)合平衡乘法器或IF LO分離的，或被看作是根據(jù)具體配置的這些單元的一個(gè)或另一個(gè)或兩個(gè)的形成部分。這將在下面參考圖4和圖5作更詳細(xì)的說明。
從數(shù)字VLIF混頻器級(jí)50輸出的信號(hào)被輸入到I和Q數(shù)字低通選擇性濾波器61、62，該數(shù)字低通選擇性濾波器的目的是除去所有的在包含有用信號(hào)的信道外的噪聲分量。然后，一般將這些濾波器的輸出饋入到適用于對由濾波器61、62輸出的I和Q信號(hào)進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理的數(shù)字信號(hào)處理器，例如均衡、話音解碼等。
參考圖2，現(xiàn)在描述圖1所示接收機(jī)的信號(hào)響應(yīng)的例子。圖2的第一幅頻譜圖(圖2A)給出一有用信號(hào)100和一負(fù)相鄰信號(hào)99，其中心頻率分別在900.2MHz和900.0MHz，同時(shí)用虛線表示由RF LO 28產(chǎn)生的單音信號(hào)110。這些信號(hào)表示典型的GSM信號(hào)，這樣每個(gè)信號(hào)99，100具有一GMSK頻譜和信道間隔是200KHz。根據(jù)本發(fā)明，這樣選擇RF LO信號(hào)110的頻率當(dāng)下變頻時(shí)，有用信號(hào)將集中在稍微大于半個(gè)信道間隔的VLIF附近，并且最好在半個(gè)信道間隔的1.1-1.2倍之間。這樣在圖2中，給出的RF LO信號(hào)110在900.085MHz的頻率上。當(dāng)通過RF混頻器級(jí)50下變頻時(shí)，這種對RF LO信號(hào)110的頻率的選擇導(dǎo)致有用信號(hào)100集中在115KHz的VLIF周圍。根據(jù)本發(fā)明，當(dāng)這個(gè)頻率可由多重累加分?jǐn)?shù)N鎖相環(huán)(Multiple ACCumulatorFRACtional-N Phase Locked Loop)，簡記為(MACC FRAC-N PLL)的頻率合成器產(chǎn)生時(shí)，該RF LO的最佳特別選擇將是例如產(chǎn)生的有用信號(hào)被集中在115.051KHz的VLIF附近，其對應(yīng)于13MHz/24*435/2048。這種頻率合成器在現(xiàn)有技術(shù)中是已知的，并且例如在Hietala等人的美國專利5,111,162“應(yīng)用于分頻器的具有AFC和調(diào)制的數(shù)字頻率合成器”中公開。
圖2的第二幅頻譜圖(圖2B)顯示了在下變頻到VLIF信號(hào)之后的100、99，這樣有用信號(hào)100被集中在115KHz的VLIF附近。負(fù)相鄰信號(hào)也下變頻到中心頻率大約為-85KHz的VLIF(注意這里我們把該信號(hào)看作是復(fù)合信號(hào)，因此可以區(qū)分正和負(fù)頻率)。圖2B還顯示了一個(gè)真正的直流信號(hào)120，其被稱作IM2(二次互調(diào))信號(hào)。該IM2信號(hào)是噪聲，其是由天線12檢測的來自RF LO的泄漏及其在RF混頻器級(jí)20上與其自身的再組合，以及在模擬混頻器22、24內(nèi)的二階非線性的組合產(chǎn)生的。濾波器33、34的作用通過濾波響應(yīng)曲線130也顯示在圖2B中。由于濾波器33、34是實(shí)際的濾波器，它們的頻率響應(yīng)對直流是對稱的。為避免有用信號(hào)100的消波或失真，濾波器的角頻率被設(shè)置為超出215KHz。這實(shí)質(zhì)上導(dǎo)致所有的負(fù)相鄰信道99(其沒有延伸超出-185KHz)由這些濾波器33、34通過。
圖2B也給出了某些稱作為負(fù)相鄰信號(hào)鏡像99’和有用信號(hào)鏡像100’的鏡像信號(hào)99’和100’。該負(fù)相鄰信號(hào)鏡像99’被集中在+85KHz附近，同時(shí)有用信號(hào)鏡像100’被集中在-115KHz附近。這些鏡像信號(hào)導(dǎo)致I和Q路徑之間的不平衡，從而導(dǎo)致包含在不同的I和Q路徑的模擬元件的不平衡(更準(zhǔn)確地說是這種元件的頻率響應(yīng))。
圖2的最后一幅頻譜圖(圖2C)給出了有用信號(hào)100、負(fù)相鄰信號(hào)99和IM2信號(hào)120及鏡像信號(hào)99’、100’，它們由數(shù)字VLIF混頻器級(jí)50進(jìn)一步下變頻，從而是有用信號(hào)100現(xiàn)在處于基帶上(即集中在直流附近)并且是數(shù)字格式。該負(fù)相鄰信號(hào)已經(jīng)進(jìn)一步下變頻并被集中在-200KHz上，同時(shí)該IM2信號(hào)位于-115KHz上。事實(shí)上該IM2信號(hào)是位于距離有用信號(hào)的中心115KHz處，這是本發(fā)明接收機(jī)的主要優(yōu)點(diǎn)，因?yàn)槠涫惯@種信號(hào)通過低通濾波器或陷波濾波器濾除而對有用信號(hào)100無消波或無失真。圖2C也顯示出鏡像信號(hào)99’、100’，其也通過-115KHz被下變頻，這樣該負(fù)相鄰信號(hào)鏡像99’現(xiàn)在被集中在-30KHz以及有用信號(hào)鏡像100’現(xiàn)在被集中在-230KHz。由于VLIF混頻器級(jí)50的I、Q平衡的結(jié)果，在圖2B中顯示出鏡像信號(hào)也已經(jīng)被降低了幅度。這種I、Q平衡是VLIF混頻器級(jí)50的第二個(gè)功能。實(shí)際上，該VLIF混頻器級(jí)50的I、Q平衡僅能在特定的頻率(或在幾個(gè)個(gè)別的頻率)上真正很好地實(shí)現(xiàn)，然而，為了清晰的緣故及為了更好地看見什么地方是最佳頻率或頻率，這種VLIF混頻器級(jí)的陷波效果沒有顯示在圖2C和圖3C上。顯然，有用信號(hào)鏡像100’完全地與有用信號(hào)100(其延伸基本上沒有超出±100KHz)分離，這樣，在這個(gè)頻率上將不需要該VLIF混頻器級(jí)平衡的最大化，然而該負(fù)相鄰信道鏡像99’被集中到-30KHz附近，并將作為噪聲出現(xiàn)在有用信號(hào)內(nèi)，從而這樣就需要在負(fù)相鄰信號(hào)鏡像99’的中心頻率上最大化VLIF混頻器級(jí)的平衡。
現(xiàn)在參考圖3，將說明圖1所示接收機(jī)的信號(hào)響應(yīng)的第二個(gè)例子，在圖中顯示了在天線12上到達(dá)的有用信號(hào)100和負(fù)相間信號(hào)98分別集中在900.2MHz和899.8MHz(同時(shí)用一虛線表示由RF LO28產(chǎn)生的單音信號(hào)110)，代替了有用信號(hào)100和負(fù)相鄰信號(hào)99。當(dāng)然，在實(shí)際環(huán)境中工作時(shí)，有用信號(hào)100將和許多其它信號(hào)包括負(fù)相鄰信號(hào)和負(fù)相間信號(hào)一起接收；然而，為清晰起見，圖2和圖3除有用信號(hào)外，僅同時(shí)考慮一個(gè)信號(hào)。
負(fù)相間信號(hào)98與有用信號(hào)100間隔400KHz。給出的負(fù)相間信號(hào)98比有用信號(hào)100大得多，這是因?yàn)楦鶕?jù)GSM規(guī)范，相間信道能包含其信號(hào)的總功率比有用信號(hào)100的功率高達(dá)41dB的信號(hào)，以作為GSM網(wǎng)絡(luò)蜂窩結(jié)構(gòu)的復(fù)用規(guī)定的結(jié)果。
從圖3的第二頻譜圖(圖3B)可以看出，雖然下變頻后的負(fù)相間信號(hào)98的大部分將被濾波器33、34(通過濾波響應(yīng)曲線130，其頻率響應(yīng)再次顯示在圖3中)濾掉，其由濾波器33、34通過的負(fù)相間信號(hào)98遺留的信號(hào)功率仍然非常大。這種情況的主要原因就是負(fù)相間信號(hào)比有用信號(hào)大很多，其功率甚至在通過濾波器的作用衰減后仍然很大。此外，由于這些信號(hào)關(guān)于他們的信號(hào)強(qiáng)度頻率分布都具有高斯性，并且由于該負(fù)相間信號(hào)是如此之大，因此超出其指配信道(即擴(kuò)展至負(fù)相鄰信道)的部分也將表現(xiàn)為一顯著的噪聲電平，在設(shè)計(jì)接收機(jī)時(shí)必須考慮這種大的噪聲電平。
從圖3的第三幅頻譜圖(圖3C)可以看出，對于在接收機(jī)的I和Q路徑之間合理的非平衡量，復(fù)合平衡乘法器51沒有進(jìn)行任何平衡，在變換到基帶后(注意該鏡像信號(hào)98`、100’應(yīng)該確實(shí)包括在圖3B中，但為了清晰起見已經(jīng)省略)，負(fù)相間信號(hào)鏡像98’的較大部分出現(xiàn)在有用信道上。通過比較圖3C和圖2C，顯然負(fù)相間信號(hào)鏡像98’在有用信號(hào)信道內(nèi)比負(fù)相鄰信號(hào)鏡像99’潛在地表現(xiàn)出的無用噪聲將要大得多。此外，兩個(gè)鏡像的峰值顯然在不同的頻率上(又，VLIF混頻器級(jí)的平衡作用僅在一個(gè)或幾個(gè)個(gè)別的頻率上有效，該頻率沒有顯示在圖3C上)。這樣該復(fù)合平衡乘法器最好應(yīng)該能夠以這樣一種方式進(jìn)行IQ平衡，即至少盡量減少負(fù)相間信號(hào)鏡像的影響，理想的是同時(shí)減少負(fù)相間信號(hào)鏡像和負(fù)相鄰信號(hào)鏡像的影響。
圖4給出了一階復(fù)合平衡乘法器500。該復(fù)合平衡乘法器500包括一個(gè)正交相位產(chǎn)生器510；一Q路徑增益調(diào)整裝置520；第一、第二、第三和第四乘法器531、532、533、534；以及第一和第二加法器/減法器541、542。正交相位產(chǎn)生器510接收來自IF LO 52的相位信號(hào)Osd和作為輸入的可編程Q-路徑相位校正β，并且輸出cos(Osd)、sin(Osd)、cos(Osd+β)和sin(Osd+β)信號(hào)，將其分別施加到第一、第二、第三和第四乘法器531、532、533、534的第二輸入端；另外，該第一和第二乘法器531、532有數(shù)字I-路徑信號(hào)Iin(從圖1的數(shù)字I濾波器37輸出)被施加到其第一輸入端；同時(shí)第三和第四乘法器533、534有數(shù)字Q-路徑信號(hào)Qin(從圖1的數(shù)字Q濾波器38輸出)被施加到其第一輸入端。第一和第四乘法器531、534的輸出作為輸入施加到第一加法器/減法器541，其輸出一數(shù)字基帶I信號(hào)Iout；同時(shí)第二和第三乘法器532、533的輸出作為輸入施加到第二乘法器542，其輸出一數(shù)字基帶Q信號(hào)Qout。
復(fù)合平衡乘法器500的作用是從輸入信號(hào)Iin、Qin和Osd產(chǎn)生輸出信號(hào)I和Q信號(hào)，以公式1表示如下Iout+jQout＝(Iin+jAd·ejβ·Qin)·e+jOsd公式1
從公式1可以看出，假如Qin不同，由于在I和Q路徑之間的相對不平衡，假設(shè)增益為1/Ad和相位為-β，則該復(fù)合平衡乘法器500的作用是按要求修正不平衡。不幸的是，在路徑之間的不平衡在頻率上不是常數(shù)。這樣圖1的復(fù)合平衡乘法器500僅能夠在單一頻率上準(zhǔn)確地平衡I和Q路徑。為了全面地描述由于包含在這些路徑中的模擬元件的不同而產(chǎn)生的路徑之間的不平衡，必須考慮由具有有限脈沖響應(yīng)(FIR)的濾波器造成的不平衡，通過公式2給出如下 顯然地，為了計(jì)算這樣一個(gè)FIR的作用，必須提供一個(gè)具有由下面公式3給出的響應(yīng)的濾波器或等效裝置； 根據(jù)公式3可以看出，顯然由復(fù)合平衡乘法器500提供的一階補(bǔ)償對應(yīng)于Hbalance的第一項(xiàng)。為提供高階補(bǔ)償或平衡，可提供一個(gè)專用的具有FIR的數(shù)字濾波器以對不平衡進(jìn)行直到所需要階次的補(bǔ)償。然而，最好是復(fù)用包含在數(shù)字VLIF混頻器級(jí)50內(nèi)的復(fù)合乘法器的某些單元。
圖5給出了一個(gè)復(fù)合平衡器600，在復(fù)合平衡器600內(nèi)復(fù)用了某些部分使其可執(zhí)行高于一階的FIR，可在多于一個(gè)的頻率對I和Q路徑之間的不平衡進(jìn)行補(bǔ)償(注意一般來說，二階FIR能在兩個(gè)特定頻率上精確地補(bǔ)償不平衡，而三階FIR能在三個(gè)特定頻率上精確的補(bǔ)償不平衡，依此類推)的位置上。圖5具體給出了一個(gè)四階復(fù)合平衡乘法器，然而，對讀者來說將很容易明白，該設(shè)備可以被修改以改變設(shè)備的FIR的階數(shù)，與I和Q信號(hào)輸入的樣本頻率相比，最大的限制是可用于復(fù)用單元的時(shí)鐘速度。
復(fù)合平衡乘法器600包括一個(gè)Qin存儲(chǔ)寄存器601和一個(gè)關(guān)聯(lián)的多路復(fù)用裝置602；一正交相位產(chǎn)生器610和一相位修正βi存儲(chǔ)寄存器611；一Q-路徑增益調(diào)整裝置620和一增益調(diào)整ADi存儲(chǔ)寄存器621；第一、第二、第三和第四乘法器631、632、633、634；第一和第二加法器/減法器641、642；Iout和Qout存儲(chǔ)寄存器651、652；以及第一和第二開關(guān)661、662。
復(fù)合平衡乘法器600的操作如下。輸入到復(fù)合平衡乘法器600的I和Q信號(hào)是數(shù)字樣本值的形式。假定樣本值為Iin0，Qin0，Qin-1，Qin-2，Qin-3，這里Iin0和Qin0是Iin和Qin在時(shí)間t＝0時(shí)的值，Qin-1是Qin的前一個(gè)在時(shí)間t＝-Ts時(shí)樣本的值，Qin-2是Qin在時(shí)間t＝-2Ts時(shí)的值等。Ts是采樣頻率fs的倒數(shù)。Qin存儲(chǔ)器601存儲(chǔ)Qin的前面3個(gè)值，稱為Qin-1、Qin-2、Qin-3。該關(guān)聯(lián)的多路復(fù)用裝置602具有四個(gè)輸入(稱作Qin0，Qin-1，Qin-2，Qin-3)，它們中的任何一個(gè)可選擇為形成輸出，該輸出在增益調(diào)整裝置620上通過。增益調(diào)整裝置620將出現(xiàn)在其兩個(gè)輸入端的兩個(gè)值一起相乘，即從多路復(fù)用裝置602輸出的值和從增益調(diào)整ADi存儲(chǔ)寄存器621輸出的值，該增益調(diào)整ADi存儲(chǔ)寄存器621存儲(chǔ)有增益調(diào)整系數(shù)AD0，AD1，AD2，AD3。
正交相位產(chǎn)生器610接收作為輸入的信號(hào)Osd和接收從相位修正βi存儲(chǔ)寄存器611輸出的信號(hào)。通過正交相位產(chǎn)生器610輸出的信號(hào)是在fs的速率下輸出的cos(Osd)和sin(Osd)，以及在4fs的速率下輸出的cos(Osd+βi)和sin(Osd+βi)。該信號(hào)cos(Osd)、sin(Osd)、cos(Osd+β)和sin(Osd+β)被分別施加到第一、第二、第三和第四乘法器631、632、633、634的第二輸入端；另外，該第一和第二乘法器631、632具有被施加到它們的第一輸入端的數(shù)字I-路徑信號(hào)Iin0(從圖1的數(shù)字I濾波器37輸出)；同時(shí)第三和第四乘法器633、634具有施加到它們的第一輸入端的增益調(diào)整裝置620的輸出。第一乘法器631的輸出被施加到第一開關(guān)661的第一端；第二乘法器632的輸出被施加到第二開關(guān)662的第一端；第三乘法器633的輸出作為輸入被施加到第二加法器/減法器642；以及第四乘法器634的輸出作為輸入被施加到第一加法器/減法器641。第一加法器/減法器641的輸出施加到Iout存儲(chǔ)寄存器651，第二加法器/減法器642的輸出施加到Qout存儲(chǔ)寄存器652。該Iout存儲(chǔ)寄存器651的輸出形成復(fù)合平衡乘法器600的輸出Iout并又被反饋到第一開關(guān)661的第二端。該Qout存儲(chǔ)寄存器652的輸出形成復(fù)合平衡乘法器600的輸出Qout并又被反饋到第二開關(guān)662的第二端。第一開關(guān)661用作將其第一端或其第二端連接到第一加法器/減法器641的輸入端。第二開關(guān)662用作將其第一端或其第二端連接到第二加法器/減法器的輸入端。對讀者來說，很明顯地當(dāng)兩個(gè)開關(guān)661、662將各自加法器/減法器的輸入端連接到開關(guān)的第二端時(shí)，該加法器/減法器和各自的存儲(chǔ)寄存器一起將被用作將運(yùn)行總數(shù)儲(chǔ)存在各自的存儲(chǔ)寄存器中的累加器。
現(xiàn)在考慮所要求的復(fù)合平衡乘法器600的輸出，其由公式4給出如下Iout+jQout(Iin0+jQin0·AD0·ejβ0+jQin-1·AD1·ejβ1+…+jQin-3·AD3·ejβ3)ejOsd公式4為了實(shí)現(xiàn)由這個(gè)公式給出的Iout和QOUt信號(hào)，該復(fù)合平衡乘法器在每一個(gè)取樣周期TS運(yùn)行四個(gè)循環(huán)。在第一個(gè)循環(huán)，計(jì)算項(xiàng)Iin0*ejOsd和jQin0*AD0*ejβ0*ejOsd。為此，多路復(fù)用器602選擇其接收Qin0的第一輸入端作為其輸出，并且增益調(diào)整存儲(chǔ)寄存器621輸出增益調(diào)整常數(shù)AD0，然而在增益調(diào)整裝置620將AD0與Qin0相乘產(chǎn)生Qin0*AD0。同樣相位調(diào)整存儲(chǔ)寄存器611輸出β0，其通過正交相位產(chǎn)生器610的使用分別產(chǎn)生ejOsd和ej(β0+Osd)分量的實(shí)部(cos)和虛部(sin)。
這些分量適當(dāng)?shù)嘏cIin0和Qin0在乘法器631和634中相乘，并且實(shí)數(shù)項(xiàng)和虛數(shù)項(xiàng)適當(dāng)?shù)卦诩臃ㄆ?減法器641和642中相加，以分別產(chǎn)生(Iin0+jQin0*AD0*ejβ0)*ejOsd的實(shí)部和虛部。然后將它們分別存儲(chǔ)在Iout和Qout存儲(chǔ)寄存器651、652上，第一循環(huán)結(jié)束。
在第二循環(huán)期間，第一和第二開關(guān)661、662切換到其第二狀態(tài)，這樣存儲(chǔ)寄存器651、652的輸出被反饋到加法器/減法器641、642的第一輸入端。同樣，多路復(fù)用裝置602選擇其從Qin存儲(chǔ)寄存器601接收的第二輸入Qin-1作為其輸出；增益調(diào)整存儲(chǔ)寄存器621將AD1輸出到增益調(diào)整裝置620；以及相位調(diào)整裝置611將β1輸出到正交相位產(chǎn)生器610以產(chǎn)生ej(β1+Osd)的實(shí)部和虛部分量，它們在乘法器633和634中與增益調(diào)整裝置620的輸出相乘(即Qin-1*AD1)，以產(chǎn)生項(xiàng)目jQin-1*AD1*ej(β1+Osd)的虛部和實(shí)部分量，其被分別累加到存儲(chǔ)在存儲(chǔ)寄存器652和651的數(shù)值中；然后新的總數(shù)被重新存儲(chǔ)在寄存器652和651中，準(zhǔn)備第三和第四次循環(huán)。
第三和第四循環(huán)以與第二循環(huán)相似的方式進(jìn)行，直到公式4的所有分量都已經(jīng)計(jì)算出來，由此信號(hào)Iout和Qout變成有效；開關(guān)661和662被返回到其第一位置；并且在復(fù)合平衡乘法器600的輸入端接收Iin、Qin和Osd的新樣本值。
現(xiàn)在讀者將更加明白，本發(fā)明提供了一無線電接收機(jī)結(jié)構(gòu)，其具有直接變頻接收機(jī)的如下優(yōu)點(diǎn)其不需要昂貴的SAW濾波器和不需要第二射頻本地振蕩器，且其能接收比以每秒20-30千碼元的速度(根據(jù)GSM或相似的規(guī)范，在其相鄰信道和相間信道可包含比有用信號(hào)幅度大得多的噪聲)傳送碼元的一階調(diào)制(即每個(gè)碼元2個(gè)或多個(gè)比特)大得多的窄帶(例如200KHz)無線電信號(hào)，仍然能。這是利用一本地振蕩器來實(shí)現(xiàn)的，該本地振蕩器將有用信號(hào)下變頻到集中在一VLIF頻率的附近，該頻率是半個(gè)信道間隔的1.1到1.2倍。為了克服基帶上位于有用信號(hào)信道內(nèi)的、由于信道間隔的選擇而導(dǎo)致的負(fù)相間鏡像信道產(chǎn)生的附加噪聲量，使用一平衡復(fù)合乘法器執(zhí)行中頻到基帶的下變頻以增強(qiáng)鏡像抗拒比。理想的是，使用二階或高階平衡復(fù)合乘法器，其在兩個(gè)或多個(gè)頻率上基本上有很好的鏡像抗拒比，其可被預(yù)編程以減小來自無用鏡像信號(hào)噪聲的影響。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員很容易理解，圖4和圖5的該復(fù)合平衡乘法器僅是可能的設(shè)備和可選擇性設(shè)備的例子。
權(quán)利要求
1.一種用于接收用有用信號(hào)調(diào)制的載波信號(hào)的裝置，調(diào)制的載波信號(hào)占用多個(gè)信道中的一個(gè)，這些信道的中心頻率由稱為信道間隔的固定頻率相互分隔開，該裝置包括一本地振蕩器，用于產(chǎn)生具有一頻率的第一和第二信號(hào)，該頻率不是半個(gè)信道間隔的整數(shù)倍，由此，當(dāng)將接收的載波信號(hào)與第一和第二信號(hào)混頻時(shí)，產(chǎn)生一個(gè)復(fù)合的、數(shù)字甚低中頻(VLIF)信號(hào)，在該信號(hào)中有用信號(hào)被集中在稍微大于半個(gè)信道間隔的VLIF的附近。
2.如權(quán)利要求1所述的裝置，其中在其附近集中了有用信號(hào)的VLIF在大于半個(gè)信道間隔的10％到20％之間。
3.如前述的權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的裝置，其中該本地振蕩器是分?jǐn)?shù)N鎖相環(huán)頻率合成器。
4.如權(quán)利要求3所述的裝置，其中該分?jǐn)?shù)N鎖相環(huán)頻率合成器并入到兩個(gè)或多個(gè)累加器中。
5.如前述的權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的裝置，進(jìn)一步包括一復(fù)合乘法器，用于將集中在VLIF附近的有用信號(hào)下變頻到基帶信號(hào)，同時(shí)完全地除去任何無用鏡像信號(hào)。
6.如權(quán)利要求5所述的裝置，其中該復(fù)合乘法器包括調(diào)整裝置，用于將同相位和正交相位信號(hào)之一相對于另一個(gè)調(diào)整相位或增益，或同時(shí)調(diào)整相位和增益。
7.如權(quán)利要求6所述的裝置，其中該調(diào)整裝置是一階調(diào)整裝置。
8.如權(quán)利要求6所述的裝置，其中該調(diào)整裝置是二階或更高階調(diào)整裝置。
9.如前述的權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的裝置，進(jìn)一步包括一模數(shù)轉(zhuǎn)換器，設(shè)置為接收復(fù)合中頻信號(hào)以及將其轉(zhuǎn)換為一數(shù)字信號(hào)。
10.如權(quán)利要求9所述的裝置，其中所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器是一過采樣總和增量模數(shù)轉(zhuǎn)換器。
11.如前述的權(quán)利要求中的任一項(xiàng)所述的裝置，其中所述裝置被形成為一集成電路。
全文摘要
用于接收由有用信號(hào)調(diào)制的載波信號(hào)的裝置(20,30,50,60),該已調(diào)制載波信號(hào)占有多個(gè)信道中的一個(gè),這些信道的中心頻率通過一個(gè)稱作信道間隔的固定頻率與其它信道隔開,該裝置包括一個(gè)本地振蕩器(28),用于在一頻率上產(chǎn)生第一和第二信號(hào),而該頻率不是半個(gè)信道間隔的整數(shù)倍,由此,當(dāng)將接收的載波信號(hào)與第一和第二信號(hào)混頻時(shí),產(chǎn)生一個(gè)復(fù)合的、數(shù)字甚低中頻(VLIF)信號(hào),在該信號(hào)中有用信號(hào)被集中在稍微大于半個(gè)信道間隔的VLIF附近。
文檔編號(hào)H04L27/16GK1353884SQ00808162
公開日2002年6月12日 申請日期2000年6月1日 優(yōu)先權(quán)日1999年6月1日
發(fā)明者亞歷克斯·希耶塔拉, 納笛姆·克拉特, 帕特里克·克萊門特 申請人:摩托羅拉公司