專利名稱：用于非線性電路的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)的制作方法
背景技術(shù)：
本發(fā)明涉及電子電路，具體地說，涉及減小有源電路的互調(diào)(intermodulation)失真的阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)。
通常在許多電子電路(electronics circuit)包括通信系統(tǒng)的接收機(jī)和發(fā)射機(jī)中使用有源電路(諸如低噪聲放大器(LAN)和功率放大器(PA))?？捎镁€性度(linearity)、噪聲指數(shù)(figure)、功率消耗等定量表示有源電路的性能。一般，這些特性導(dǎo)致相互沖突的設(shè)計(jì)考慮。
用下列傳遞函數(shù)近似無記憶(memoryless)有源電路y(x)＝a1·x＋a2·x2＋a3·x3+更高階項(xiàng)等式(1)其中，x是輸入信號(hào)，y(x)是輸出信號(hào)，而a1、a2和a3是定義有源電路的線性度的系數(shù)。為了簡化分析，一般忽略更高階項(xiàng)(即，高于第三階的項(xiàng))。對(duì)一個(gè)理想的線性有源電路，系數(shù)a2和a3是0.0，而且輸出信號(hào)簡單地與的輸入信號(hào)按a1成比例。然而，所有有源電路都受到用系數(shù)a2和a3定量表示的一些量的非線性度。系數(shù)a2定義第二階非線性度的量，而系數(shù)a3定義第三階非線性度的量。
在窄帶通信系統(tǒng)中使用有源電路，其中上述通信系統(tǒng)根據(jù)具有預(yù)定帶寬和中心頻率的輸入RF信號(hào)進(jìn)行操作。輸入RF信號(hào)一般包括位于頻譜內(nèi)的所需信號(hào)以及其它不需要的信號(hào)。在有源電路中的非線性度導(dǎo)致不想要的信號(hào)互調(diào)，從而使得產(chǎn)物(product)都落在所需信號(hào)帶內(nèi)。
例如，輸入RF信號(hào)包括以fd為中心的所需信號(hào)m(t)和在f1和f2下的不想要的(即，寄生)信號(hào)。輸入RF信號(hào)可表示如下x(t)＝m(t)＋g1·cos(ω1t)＋g2·cos(ω2t)等式(2)當(dāng)向具有等式(1)的傳遞函數(shù)的有源電路提供輸入RF信號(hào)x(t)，其中a2和a3是非零值時(shí)，產(chǎn)生互調(diào)產(chǎn)物。


圖1A示出輸入RF信號(hào)和互調(diào)產(chǎn)物。具體地說，有源電路第二階非線性度(即，由等式1中的x2項(xiàng)所致)在不同頻率下產(chǎn)生第二階互調(diào)(IM2)產(chǎn)物，它包括由于不想要的信號(hào)得到的在頻率(f2－f1)、(2·f1)、(2·f2)和(f1＋f2)下的那些IM2產(chǎn)物。由于有源電路的非線性輸入阻抗和在輸出和輸入之間的耦合，使得這些IM2產(chǎn)物出現(xiàn)在有源電路的輸出端，而且還出現(xiàn)在有源電路的輸入端。于是，有源電路相同的第二階非線性度可將這些IM2產(chǎn)物與最初不想要的信號(hào)混合產(chǎn)生在多個(gè)頻率下的，包括落在所需頻帶內(nèi)的第三階互調(diào)(IM3)產(chǎn)物。此外，有源電路的第三階非線性度(例如，在等式1中的x3項(xiàng)所致)產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物與第二階非線性度所得的IM3產(chǎn)物的頻率相同。落在所需頻帶內(nèi)的IM3產(chǎn)物是那些在頻率為(2·f2－f1)和(2·f1－f2)下的產(chǎn)物。
作為具體例子，假定f1＝880MHz，f2＝881MH和fd＝882MHz。有源電路的第二階非線性度產(chǎn)生在(f2－f1)＝1MHz、(2·f1)＝1760MHz、(2·f2)＝1762MHz和(f2＋f1)＝1761MHz的IM2產(chǎn)物。這些IM2產(chǎn)物中的一些與最初不想要的信號(hào)混合以產(chǎn)生出現(xiàn)在所需信號(hào)頻率fd處的IM3產(chǎn)物。具體而言，在(f2－f1)處的IM2產(chǎn)物與在f2處的不想要信號(hào)混合以產(chǎn)生在(f2－f1)＋f2＝882MHz處的IM3產(chǎn)物，以及在(2·f2)處的IM2產(chǎn)物與在f1處的不想要信號(hào)混合以產(chǎn)生在(2·f2－f1)＝882MHz處的IM3產(chǎn)物。如圖1A所示，三個(gè)IM3產(chǎn)物(f2－f1)＋f2、(2·f2)－f1和(2·f2－f1)落在所需信號(hào)頻帶內(nèi)。
在所需信號(hào)頻率處的組合IM3產(chǎn)物的全部幅度依賴于各IM3產(chǎn)物的數(shù)值和相位。在最壞的情況下，所有IM3都具有相同的相位并相長地(constructively)相加，從而導(dǎo)致在所需頻率處的可能最大的干擾信號(hào)(即，最大IM3失真)。干擾信號(hào)就象噪聲，降低其中用到有源電路的系統(tǒng)的性能。
可見，減小干擾IM3產(chǎn)物的幅度的技術(shù)是非常希望的，特別是在通信系統(tǒng)中。
發(fā)明概述本發(fā)明提供減小在具有偶階和奇階非線性度d有源電路的輸出端的互調(diào)失真的技術(shù)。特別是，由奇階非線性度產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物抵消(cancel against)有源電路的偶階非線性度產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物。通過調(diào)節(jié)有源電路的源或負(fù)載阻抗或兩者，操縱IM3產(chǎn)物的幅度和相位。可通過在分諧波(sub-harmonic)(Δf)和第二諧波(2f)頻率(即IM2產(chǎn)物的頻率)下，調(diào)節(jié)有源電路的源或負(fù)載阻抗或兩者阻抗來操縱由偶非線性度產(chǎn)生的IM2產(chǎn)物的幅度和相位。通過在基頻(f)處調(diào)節(jié)有源電路的源和/或負(fù)載阻抗，可操縱奇階非線性度產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物的幅度和相位。通過在分諧波或第二諧波頻率或兩者處，適當(dāng)調(diào)諧或“匹配”有源電路的源或負(fù)載或兩者的阻抗，可調(diào)節(jié)IM2產(chǎn)物的幅度和相位，從而由偶階非線性度所致的在所需信號(hào)頻帶內(nèi)的IM3產(chǎn)物(理想地)抵消由于奇階非線性度所致的IM3產(chǎn)物到更高程度。另一方面，通過在基頻處適當(dāng)?shù)仄ヅ溆性措娐返脑椿蜇?fù)載或兩者的阻抗，可調(diào)節(jié)由于奇階非線性度所致的在所需信號(hào)頻帶內(nèi)的IM3產(chǎn)物的幅度和相位來消除由于偶階非線性度所致的IM3產(chǎn)物。
本發(fā)明的一個(gè)具體實(shí)施例提供電子電路，包括有源電路和至少一個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)。有源電路包括耦合到信號(hào)源的輸入端和耦合到負(fù)載的輸出端。有源電路具有偶階非線性度和奇階非線性度，而且配置成對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行操縱，上述輸入信號(hào)包括以第一頻率為中心的所需信號(hào)和以第二頻率為中心的不想要的信號(hào)。將匹配網(wǎng)絡(luò)耦合在信號(hào)源和有源電路的輸入端之間或在負(fù)載和有源電路的輸出端之間。在分諧波頻率或第二頻率的第二諧波或兩者處調(diào)諧匹配網(wǎng)絡(luò)，以減小互調(diào)失真。通過用由于奇階非線性度所致的互調(diào)產(chǎn)物抵消由于偶階非線性度所致的互調(diào)產(chǎn)物，調(diào)諧匹配網(wǎng)絡(luò)以減小互調(diào)失真。在一個(gè)實(shí)施例中，有源電路是晶體管。
本發(fā)明的另一個(gè)具體實(shí)施例提供用于減小對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行操作的有源電路的互調(diào)失真的方法，其中上述輸入信號(hào)包括以第一頻率為中心的所需信號(hào)和以第二頻率為中心的不想要的信號(hào)。根據(jù)該方法，確定有源電路的負(fù)載和源阻抗。于是，用具有輸入和輸出的非線性模型建立有源電路的模型。模型輸入耦合到源阻抗和模型輸出耦合到負(fù)載阻抗。定義第一匹配網(wǎng)絡(luò)并耦合在模型輸入和源阻抗之間或模型輸出和負(fù)載阻抗之間。于是，用在分諧波頻率或第二頻率的第二諧波處計(jì)算的阻抗值，對(duì)于第一匹配網(wǎng)絡(luò)的一個(gè)或多個(gè)阻抗值，計(jì)算由于有源電路所致的互調(diào)失真。選擇對(duì)于減小互調(diào)失真的第一匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗值。
在上述實(shí)施例中，可提供第二匹配網(wǎng)絡(luò)。在這種情況下，將一個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)耦合到有源電路的輸入并將另一個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)耦合到有源電路的輸出。
參照下列說明書、權(quán)利要求書和附圖，上述以及本發(fā)明的其它方面將顯而易見。
附圖簡述圖1A示出輸入RF信號(hào)和互調(diào)產(chǎn)物；圖1B示出由于所需信號(hào)本身產(chǎn)生的有源電路中的非線性度所致的IM3失真的產(chǎn)生。
圖1C示出如圖1B所示的互調(diào)產(chǎn)物的產(chǎn)生；圖2示出采用本發(fā)明的阻抗匹配技術(shù)來減小互調(diào)失真的電路結(jié)構(gòu)；圖3A示出共射極放大器的實(shí)施例；圖3B示出圖3A中的共射極放大器的等效電路的示意圖；圖4示出運(yùn)用本發(fā)明對(duì)低IM3失真最優(yōu)化的低噪聲放大器(LNA)的特定實(shí)施例的示意圖；圖5示出作為Zs(Δω)的實(shí)部和Zs(2ω)的虛部函數(shù)的LNA的IIP3曲線圖；和圖6A和6B示出IIP3性能分別對(duì)輸入音調(diào)的中心頻率和偏置(Δf)頻率的依賴性。
具體實(shí)施例的描述在蜂窩電話應(yīng)用中，通常在一個(gè)特定地區(qū)覆蓋的區(qū)域中有多于一個(gè)的通信系統(tǒng)在運(yùn)行。此外，系統(tǒng)可在同一頻帶或附近工作。當(dāng)這發(fā)生時(shí)，從一個(gè)系統(tǒng)發(fā)射可導(dǎo)致另一個(gè)系統(tǒng)的接收信號(hào)的惡化。這些通信系統(tǒng)可包括碼分多址(CDMA)、時(shí)分多址(TDMA)、GSM、AMPS和調(diào)頻(FM)通信系統(tǒng)。
CDMA是擴(kuò)展頻譜通信系統(tǒng)，它將發(fā)送到每個(gè)用戶的功率擴(kuò)展到整個(gè)(例如，1.2288MHz)信號(hào)帶寬內(nèi)。基于FM傳輸?shù)念l譜響應(yīng)一般是更加集中在中心頻率處。因此，基于FM傳輸可導(dǎo)致在頻率上非?？拷邮誄DMA信號(hào)處出現(xiàn)“干擾(jammers)”。此外，干擾的幅度可能比CDMA信號(hào)的幅度要大好幾倍。這些干擾可能由于在接收機(jī)內(nèi)的放大器的非線性度而產(chǎn)生的第三階互調(diào)(IM3)產(chǎn)物。IM3產(chǎn)物可能落在接收CDMA信號(hào)的頻帶內(nèi)，而且作為噪聲降低CDMA系統(tǒng)的性能。
如圖1A所示，干擾可在所需信號(hào)頻率附近，從而使得很難濾出干擾。為了解決問題(compound the problem)，IM3產(chǎn)物的幅度被定標(biāo)為g1·g22和g12·g2(參見等式(1)和(2))。于是，每次干擾的幅度加倍都會(huì)使得IM3產(chǎn)物的幅度增加八倍(eight-fold)?？戳硪粋€(gè)方法，干擾的輸入功率每增加1dB就會(huì)導(dǎo)致IM3產(chǎn)物增加3dB。
圖1B示出由于有源電路的非線性度導(dǎo)致產(chǎn)生IM3失真(也稱為頻譜再生(spectral regrowth))。圖1B中的IM3失真因所需的信號(hào)本身而產(chǎn)生，而沒有任何干擾。在圖1B中，例如，到放大器110的輸入信號(hào)是CDMA信號(hào)112。來自放大器110的輸出信號(hào)是放大CDMA信號(hào)114以及失真分量116。失真分量116作為對(duì)CDMA信號(hào)114以及鄰近信道的干擾。于是，要想減小失真分量116的幅度。
圖1C示出如圖1B所示的互調(diào)產(chǎn)物的產(chǎn)生。由于放大器中的第二階非線性度，以fd為中心的所需信號(hào)112導(dǎo)致在以2fd為中心的第二諧波頻率處的IM2失真分量122以及在以DC為中心的差頻處的失真分量124。注意，失真分量122和124的帶寬是所需信號(hào)112的兩倍。于是，由于放大器同樣的第二階非線性度使得失真分量122與所需信號(hào)112混合以在差頻(2fd－fd)處產(chǎn)生失真分量126。由于第二階非線性度，使得失真分量124還與所需信號(hào)112混合以產(chǎn)生在和頻(0＋fd)處的失真分量128。在放大器中的第三階非線性度導(dǎo)致失真分量130，而且由所需信號(hào)112產(chǎn)生。注意，失真分量126、128和130的帶寬是所需信號(hào)112的三倍。
有源電路的線性度的特征在于輸入基準(zhǔn)的第三階截點(diǎn)(input-referredthird-order intercept point)(IIP3)。一般，相對(duì)輸入RF信號(hào)繪制輸出RF信號(hào)和第三階互調(diào)產(chǎn)物曲線圖。當(dāng)輸入RF信號(hào)增加時(shí)，所輸出RF信號(hào)和IM3產(chǎn)物在幅度上是相等處的是IIP3理論上的點(diǎn)，。IIP3是外推值，因?yàn)橛性措娐芬话阍谶_(dá)到IIP3點(diǎn)之前先壓縮(go into compression)。為了使由于互調(diào)產(chǎn)物所致的惡化最小，將有源電路設(shè)計(jì)成具有高IIP3。
如上所述，對(duì)于在頻率f1和f2處的干擾對(duì)，有源電路的第二階非線性度產(chǎn)生在上頻率(例如，(2·f1)、(2·f2)和(f1＋f2))及差頻率(例如，(f2－f1))處的IM2產(chǎn)物。IM2產(chǎn)物的幅度和相位部分依賴于在上頻率和差頻率處的有源電路的源和負(fù)載阻抗。由有源電路的非線性度輸入阻抗產(chǎn)生的IM2產(chǎn)物和反饋到有源電路的輸入的IM2產(chǎn)物與干擾混合產(chǎn)生落在所需信號(hào)頻帶內(nèi)的IM3產(chǎn)物。此外，有源電路的第三階非線性度還產(chǎn)生同樣落在所需信號(hào)頻帶內(nèi)的IM3產(chǎn)物。由于第三階非線性度所致的IM3產(chǎn)物的幅度和相位部分依賴于在這些IM3產(chǎn)物的頻率處的有源電路的源和負(fù)載阻抗。
本發(fā)明提供消除在有源電路的輸出端處的IM3產(chǎn)物的技術(shù)。具體而言，刪除在特定頻率處由有源電路的偶階(即，第二階)非線性度產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物由奇階(即，第三階)非線性度產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物來抵消。通過調(diào)節(jié)有源電路的源或負(fù)載阻抗或兩者，可操縱IM3產(chǎn)物的幅度和相位。
圖2示出采用本發(fā)明的阻抗匹配技術(shù)來減小互調(diào)失真的電路結(jié)構(gòu)。如圖2所示，信號(hào)源210提供輸入信號(hào)，包括所需信號(hào)和(在大多數(shù)情況下)不想要的信號(hào)。信號(hào)源210通過輸入匹配網(wǎng)絡(luò)212與有源電路214耦合。有源電路214通過輸出匹配網(wǎng)絡(luò)216與負(fù)載電路218耦合。有源電路214可以是呈現(xiàn)非線性度的任何電路，諸如任何可用半導(dǎo)體工藝制成的有源器件、低噪聲放大器(LNA)或功率放大器(PA)。
本發(fā)明可在多個(gè)實(shí)施例之一中實(shí)施。在一個(gè)實(shí)施例中，將匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)置在有源電路的輸入端。在另一個(gè)實(shí)施例中，將匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)置在有源電路的輸出端。在又一個(gè)實(shí)施例中，將匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)置在有源電路的輸入和輸出端。在接收系統(tǒng)的一個(gè)具體應(yīng)用中，將匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)置在低噪聲放大器(LNA)的輸入端以在執(zhí)行放大之前減小互調(diào)產(chǎn)物的幅度。在發(fā)射機(jī)系統(tǒng)的另一個(gè)具體應(yīng)用中，將匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)置在引入互調(diào)的有源電路(例如，放大器)的輸出端。
如圖2所示，信號(hào)源210具有源阻抗(Zsource)和負(fù)載電路218具有負(fù)載阻抗(Zload)。輸入匹配網(wǎng)絡(luò)212將源阻抗(Zsource)變換成在有源電路214的輸入端的輸入匹配網(wǎng)絡(luò)阻抗(Zimn)，它減小在有源電路214的輸出端的互調(diào)失真。類似地，在有源電路214的輸出端，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)216將負(fù)載阻抗(Zload)轉(zhuǎn)換成在輸出匹配網(wǎng)絡(luò)阻抗(Zomn)，它還減小在有源電路214的輸出端的互調(diào)失真。下面進(jìn)一步描述匹配網(wǎng)絡(luò)212和216的設(shè)計(jì)。
圖3A示出共射極放大器的一個(gè)實(shí)施例。信號(hào)源310通過具有阻抗Zs的網(wǎng)絡(luò)312耦合到雙極結(jié)型晶體管(bipolar junction transistor)314的基極。晶體管314的射極耦合到具有阻抗ZE的網(wǎng)絡(luò)316。而且，晶體管314的集電極耦合到具有阻抗ZL的網(wǎng)絡(luò)318。對(duì)于有源電路的輸入，網(wǎng)絡(luò)312包括信號(hào)源以及匹配和偏置網(wǎng)絡(luò)的阻抗。對(duì)于有源電路的輸出，網(wǎng)絡(luò)318包括負(fù)載以及匹配和偏置網(wǎng)絡(luò)的阻抗。
圖3B示出圖3A中的共射極放大器的等效電路的示意圖。圖3B再次示出信號(hào)源310和網(wǎng)絡(luò)312、316以及318。在正向有效區(qū)域(forward active region)中偏置晶體管314并建模成非線性AC等效電路。
在等效電路中，基極電阻(rB)322耦合在網(wǎng)絡(luò)312和節(jié)點(diǎn)n1之間。電流源(iB)324與基極-射極擴(kuò)散電容器(diffusion capacitor)(CDE)326和射極-基極結(jié)電容器(CjE)并聯(lián)耦合，兩者的組合在節(jié)點(diǎn)n1和n2之間耦合?；鶚O-集電極結(jié)電容(CU)330在節(jié)點(diǎn)n1和n3之間耦合。集電極電流源(IC)332在節(jié)點(diǎn)n2和n3之間耦合。射極電阻器(rE)334在節(jié)點(diǎn)n3和網(wǎng)絡(luò)316之間耦合。集電極-襯底(substrate)電容(CCS)336在節(jié)點(diǎn)n1和電路接地之間耦合。集電極電阻(rC)338在節(jié)點(diǎn)n3和網(wǎng)絡(luò)318之間耦合。網(wǎng)絡(luò)312和電阻(rB)322一起形成網(wǎng)絡(luò)342，從節(jié)點(diǎn)n1看具有阻抗Z1。網(wǎng)絡(luò)316和電阻器(rE)334一起形成網(wǎng)絡(luò)346，從節(jié)點(diǎn)n2看具有阻抗Z2。而且，網(wǎng)絡(luò)318、電容器(CCS)336和電阻(rC)338一起形成網(wǎng)絡(luò)348，從節(jié)點(diǎn)n3看具有阻抗Z3。
在小信號(hào)分析中，電流源332的集電極電流(iC)如下等式給出iC＝g1·vπ＋g2·vπ2＋g3·vπ3＋……等式(3)其中，vπ是內(nèi)部基極-射極電壓(Vπ＝V1－V2)和g1、g2和g3是冪級(jí)數(shù)的系數(shù)，規(guī)定出iC。如等式(3)所示，集電極電流iC不依賴于基極-集電極電壓(V1－V3)。這種假設(shè)對(duì)于工作在遠(yuǎn)離飽和和截止區(qū)的晶體管是有效的。在遠(yuǎn)大于負(fù)載阻抗(ZL)的情況下，可忽略建立厄列效應(yīng)模型中，晶體管本身的輸出電阻rO，這對(duì)于大多數(shù)RF電路都是這樣的。
在下列分析中，可進(jìn)行下列簡化。首先，只分析在等式(3)中的頭三項(xiàng)，并忽略在冪級(jí)數(shù)中的更高階項(xiàng)。該簡化對(duì)于弱非線性(即，以小信號(hào)運(yùn)行)的電路是有效的。其次，假定基極阻抗(rB)是恒定的，如果Zs的實(shí)部遠(yuǎn)大于rB(Re{ZS}＞＞rB)，這是精確的。第三，假定基極-射極結(jié)電容(CjE)是恒定的，由于CjE對(duì)于偏置電壓的相對(duì)弱依賴性使這一假設(shè)似可成立。第四，假定基極-集電極電容(Cu)和集電極-襯底電容(CCS)是恒定的，如果基極-集電極和集電極-襯底接合處是很強(qiáng)的反向偏置，那么這是有效的假定。第五，還假定低頻率電流增益(β)和正向渡越時(shí)間(τ)是恒定。(β)和(τ)是恒定的假定使分析的精確度窄到集電極偏置電流低于導(dǎo)致高級(jí)注入(injection)和fT滾出效應(yīng)(roll-offeffect)的水平。恒定的(β)和(τ)導(dǎo)致通過基極-射極擴(kuò)散電容(CDE)的基極電流(iE)和電流(iCDB)是非線性集電極電流(iC)的線性函數(shù)(例如， 和iCDE=τ·diCdt)]]>通過這種簡化，通過找到傳遞到負(fù)載(ZL)的信號(hào)的IM3失真，開始分析。由于在節(jié)點(diǎn)n3處的電壓具有與負(fù)載處相同的失真，所以可根據(jù)對(duì)于節(jié)點(diǎn)n3處的電壓的Volterra級(jí)數(shù)，確定負(fù)載的失真，其中v3(vs)＝B1(ω1)·vs＋B2(ω1，ω2)·vs2＋B3(ω1，ω2，ω3)·vs3＋…(等式4)其中Bn(ω1，……，ωn)是第n階Volterra核的n維傅利葉變換。對(duì)于包含在頻率fa和fb處的兩個(gè)音調(diào)的輸入信號(hào)(vs)(即，vs＝|vs|·[cos(ωat)＋cos(ωbt)])，下面給出在頻率(2·fb－fa)處的IM3IM3(2ωb-ωa)=34·|B3(ωb·ωb,-ωa)B1(ωa)|·|vs|2.]]>(等式5)根據(jù)在現(xiàn)有技術(shù)中已知的Kirchoff定律等式可找出在等式(4)中的v3(vs)冪級(jí)數(shù)的系數(shù)(例如，B1()、B2()、B3()……)。例如，由Fong，K.L.和Meyer，R.G.在名為“共射極和差分對(duì)跨導(dǎo)級(jí)的高頻非線性度分析”的論文中(IEEE Journalon Solid-State Circuit(對(duì)于固態(tài)電路的IEEE雜志)，卷33，頁548-555，1998年4月)描述了該推導(dǎo)。一旦獲得這些系數(shù)，將它們代入等式(5)以獲得下式IM3(2ωb-ωa)≡34·|H(ω)|·|A1(ω)|3·|ϵ(Δω,2ω)|·|vs|2.]]>(等式6)H(ω)將等效輸入IM3電壓與集電極電流的IM3分量相關(guān)，并給出|H(ω)|=1+jωCjH[Z1(ω)+Z2(ω)]+jωCμZ1(ω)(1+1β+jωτ)g1-jωCμ[1+Z2(ω)(g1+g1β+jωτg1+jωCjE)].]]>(等式7)A1(ω)是將vπ與vs相關(guān)的第一階傳遞函數(shù)，并給出A1(ω)=1g1+g(ω)·1+jωCμZ3(ω)(1β+jωτ)[Z1(ω)+Zx(ω)]+Zx(ω),]]>(等式8)ε(Δω，2ω)是由多個(gè)IM3所致的交互作用因子，并由下式給出ϵ(Δω,2ω)=g3-2g223[2g1+g(Δω)+1g1+g(2ω)],]]>(等式9)g(ω)關(guān)于對(duì)相同階vπ響應(yīng)的第n階iC響應(yīng)，其中在相應(yīng)頻率下vs＝0，并由下式給出g(ω)=1+jωCμ[Z1(ω)+Z3(ω)]+jωCjE[Z1(ω)+Zx(ω)](1β+jωτ)[Z1(ω)+Zx(ω)]+Zx(ω)]]>(等式10)其中，ω≈ωaωb、Δω＝ωb－ωa，而且Zx＝Z2＋jωCμ(Z1Z2＋Z1Z3＋Z2Z3)。在上述美國臨時(shí)申請(qǐng)第QCPA729P和QCPA730P號(hào)中進(jìn)一步描述了等式(4)至(10)的推導(dǎo)。
在等式(9)中，第一項(xiàng)(g3)來自集電極電流的第三階非線性度(如等式3所示)，而第二項(xiàng)[(2g22/3)(…)]來自集電極電流的第二階非線性度。第二項(xiàng)反映了由與輸入音調(diào)混合的IM2產(chǎn)物產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物。
對(duì)于在等式(6)中的IM3產(chǎn)物的經(jīng)推導(dǎo)閉合式(closed-form)表達(dá)式包括集電極-基極結(jié)電容(Cμ)。該電容器影響晶體管產(chǎn)生的失真的量。電容器(Cμ)把IM2產(chǎn)物從集電極反饋到基極，并在基極它們與輸入音調(diào)混合以產(chǎn)生IM3產(chǎn)物。如等式(6)所示，當(dāng)減小因子|H(ω)|、|A1(ω)|和|ε(Δω，2ω)|時(shí)，獲得較低的IM3失真。頭兩個(gè)因子是ω的函數(shù)并依賴于帶內(nèi)源和負(fù)載阻抗(即，在ω的阻抗)。一般對(duì)于其它性能考慮最優(yōu)化帶內(nèi)阻抗，即，選擇它們以提供所需增益、噪聲指數(shù)、輸入/輸出阻抗匹配，等。因此，在本發(fā)明的實(shí)施例中，不調(diào)諧在ω的帶內(nèi)阻抗以減小IM3失真。
如等式(9)所示，ε()是g()的函數(shù)，而g()是Z1、Z2和Z3的函數(shù)。參照?qǐng)D3B，Z1是ZS和rB的組合、Z2是ZE和rE的組合，而Z3是ZL、rC和CCS的組合。一般固定ZE，而且通常在最優(yōu)化以減小IM3失真的過程不考慮。
根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)方面，首先確定導(dǎo)致“最佳”失真性能的阻抗(Z1和Z3)。然后，根據(jù)確定的阻抗(Z1和Z3)和分量rB、rC和CCS，計(jì)算“最佳”源和負(fù)載阻抗(ZS和ZL)，其中上述阻抗和分量可根據(jù)信號(hào)模型已知或憑經(jīng)驗(yàn)測(cè)定。下列討論參照分別與阻抗Z1和Z3相關(guān)的源和負(fù)載阻抗ZS和ZL。
如等式(9)和(10)所示，交互作用因子|ε(Δω，2ω)|依賴于在差頻(或分諧波)(Δω＝ω1－ω2)和上(或第二諧波)頻率(2ω)處的源和負(fù)載阻抗。如這里所用到的，分諧波是指差頻(即，Δω或Δf)混合產(chǎn)物。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，最優(yōu)化在這些頻率處的阻抗以減小因子|ε(Δω，2ω)|和IM3失真?？杀蛔顑?yōu)化的參數(shù)是(1)在分諧波頻率處的集電極負(fù)載阻抗，或ZL(Δω)；(2)在第二諧波頻率處的集電極負(fù)載阻抗，或ZL(2ω)；(3)在分諧波頻率處的基極源阻抗，或ZS(Δω)；和(4)在第二諧波頻率處的基極源阻抗，或ZS(2ω)。
通過將等式(9)設(shè)為零并解出ZL(Δω)、ZL(2ω)、ZS(Δω)和ZS(2ω)的阻抗值可獲得最小IM3失真。這是具有多個(gè)解的復(fù)雜等式。通過計(jì)算機(jī)模擬、數(shù)字分析、手算和其它電路分析技術(shù)，可獲得對(duì)導(dǎo)致最小IM3失真的阻抗的最優(yōu)化。
為了簡化最優(yōu)化處理，可固定有源電路的源或負(fù)載阻抗。在一個(gè)實(shí)施例中，有源電路的負(fù)載阻抗是固定的，而且應(yīng)用上述等式，在分諧波頻率和第二諧波頻率下對(duì)有源電路的源阻抗最優(yōu)化以使IM3失真最小。在另一個(gè)實(shí)施例中，固定有源電路的源阻抗，而且在分諧波頻率和第二諧波頻率下最優(yōu)化有源電路的負(fù)載阻抗。
在確定最佳源和負(fù)載阻抗的一個(gè)實(shí)施例中，運(yùn)用等式(9)和(10)計(jì)算對(duì)于各種源和負(fù)載阻抗值的|ε(Δω，2ω)|。例如，選擇特定值用于負(fù)載阻抗并計(jì)算對(duì)于各種源阻抗的|ε(Δω，2ω)|。選擇另一個(gè)特定值用于負(fù)載阻抗，并再次對(duì)于各種源阻抗計(jì)算|ε(Δω，2ω)|。將結(jié)果存儲(chǔ)在表格中，并搜索該表格尋找|ε(Δω，2ω)|的最佳(即，最低)值。在分諧波頻率(Δω)并再次在第二分諧波頻率(2ω)執(zhí)行該處理。
為了簡化最優(yōu)化處理，可進(jìn)行幾種附加近似，如下面所述。這些近似中的第一個(gè)忽略了ZL(Δω)的影響。原理上，在頻帶外的頻率處(例如，Δω和2ω)的負(fù)載阻抗影響由晶體管的第二階非線性度所致的IM2產(chǎn)物的產(chǎn)生。通過集電極-基極結(jié)電容器(Cμ)將這些IM2產(chǎn)物反饋到輸入端，而且與輸入信號(hào)混合(再次由于第二階非線性度所致)以產(chǎn)生IM3產(chǎn)物。如上述例子所示，在分諧波(即，(f2－f1))和第二諧波(即，(2·f2))頻率處的IM2產(chǎn)物與輸入信號(hào)混合以產(chǎn)生IM3產(chǎn)物(即，在(f2－f1)＋f2和(2·f2)－f1)。
然而，在分諧波頻率處，對(duì)于多種窄帶RF電路，一般負(fù)載阻抗(ZL)小于耦合電容器(Cμ)的阻抗。于是，可以忽略在分諧波頻率(Δω)處通過電容器(Cμ)的反饋和ZL(Δω)的影響。這種簡化對(duì)于其中集電極電流(iC)明顯地依賴于基極-集電極電壓(v3－v1)的電路是不精確的。對(duì)于這些電路，在集電極電壓(v3)中的分諧波頻率(Δω)處的IM2產(chǎn)物調(diào)制輸出信號(hào)，從而導(dǎo)致IM3失真。
在多種情況下，在任何頻率處都可能出現(xiàn)不想要的信號(hào)。于是，好的設(shè)計(jì)不應(yīng)最優(yōu)化在任何特定頻率組處的低IM3失真。從等式(9)可見，為了獲得在不同偏移和中心頻率處的原理上零的失真，g(Δω)和g(2ω)應(yīng)在頻率上是獨(dú)立的，從而g(Δω)=1r,]]>(等式11A)g(2ω)=(3g32g22-2r1+g1r)-1-g1,]]>(等式11B)其中，r是將ε(Δω，2ω)設(shè)為零的常數(shù)。在等式(11A)和(11B)中的表達(dá)式是不確定的(under-determined)，而且具有多個(gè)解。在這些解中，容易地實(shí)現(xiàn)解具有ZL(Δω)、ZS(Δω)和ZS(2ω)的正實(shí)部的情況而且正是人們感興趣的。
將ε(Δω，2ω)設(shè)為零導(dǎo)致在頻率(2ω2－ω1)處的零IM3產(chǎn)物，但是不必要在頻率(2ω1－ω2)處的零IM3產(chǎn)物。在(2ω1－ω2)處的IM3產(chǎn)物與ε(-Δω，2ω)相關(guān)，如果g(Δω)≠g(－Δω)，那么ε(-Δω，2ω)不等于ε(Δω，2ω)。當(dāng)情況是這樣的，那么IM3(2ω1－ω2)≠IM3(2ω2－ω1)，而且將這種情況稱為IM3不對(duì)稱。IM3不對(duì)稱阻止了兩個(gè)IM3同時(shí)地被最小化?？墒境鰃(Δω)對(duì)Δω的依賴性是由于g(Δω)的非零虛部，當(dāng)用-Δω替代Δω時(shí)，它改變了g(Δω)的符號(hào)。換句話說，g(Δω)與g(-Δω)共軛。于是，為了避免IM3不對(duì)稱，將g(Δω)的虛部設(shè)為零，或者Im{g(Δω)}＝0，而且在等式(11A)中的r應(yīng)是實(shí)數(shù)。這種簡化進(jìn)一步減小了最優(yōu)化的復(fù)雜度以減小IM3失真。
為了更加清楚地理解本發(fā)明和它的應(yīng)用，描述對(duì)于特定LNA設(shè)計(jì)的匹配網(wǎng)絡(luò)。
圖4示出運(yùn)用本發(fā)明為了獲得低IM3失真最優(yōu)化的低噪聲放大器(LNA)400的特定實(shí)施例的示意圖。如圖4所示，微帶線路(microstrip line)412在LNA400的輸入和電路接地之間耦合。電容器414與微帶線路416串聯(lián)耦合，它們的組合耦合在LNA400的輸入和晶體管420的基極之間。微帶線路422耦合在晶體管420的射極和電路接地之間。電阻430與電容器432串聯(lián)耦合。它們的組合耦合電源(Vcc)和電路接之間。電阻434與電容器436串聯(lián)耦合，它們的組合與電容器432并聯(lián)耦合。微帶線路438在晶體管420的基極和電容器436之間耦合。微帶線路440與電阻器442并聯(lián)耦合，它們的組合在電源(VCC)和晶體管420的集電極之間耦合。電容器對(duì)444和446在電源(VCC)和電路接地之間耦合。電感器450和電容器452串聯(lián)耦合，它們的組合在晶體管420的集電極和LNA400的輸出之間耦合。電容器454在電路接地和電感器450與電容器452的連接處之間耦合。
在實(shí)施例中，晶體管420是由Philips公司生產(chǎn)的分立RF晶體管(例如，模型號(hào)BFG425W)，它在電源電壓2.7V(VCC＝2.7V)的5mA靜態(tài)集電極電流處偏置。電容器444和446為LNA400提供電源濾波以及AC短路(short)。電阻器430和434設(shè)定偏置電流還提供電源阻抗的隔離。一般，電阻器434遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于電阻器430并使偏置電流的影響最小。電容器432為電阻器430和434提供AC接地。電容器414和452是AC耦合(即，隔直)電容器。電阻器434和電容器436設(shè)定在分諧波(即，Δω)頻率處的源阻抗。
為了簡化，只調(diào)諧頻帶外的阻抗(ZS)以使IM3失真最小或者獲得高IIP3性能。另一方面，可調(diào)諧頻帶外負(fù)載阻抗(ZL)或源和負(fù)載阻抗的組合以獲得最小IM3失真。
在一個(gè)實(shí)施方案中，為了在第二分諧波頻率處，將晶體管420與外部負(fù)載阻抗的影響隔離開來，用短路(short-circuited)四分之一波長微帶線路440固定(即，短路或接地)集電極負(fù)載阻抗(ZL(2ω))。這種短路將外部負(fù)載的第二分諧波阻抗(一般沒有清楚地定義)與晶體管420的集電極隔離開來。線路440還用來提供集電極偏置電流。如上所述，考慮到大多數(shù)RF電路，可忽略在分諧波頻率(ZL(2ω))處的負(fù)載阻抗，因?yàn)橐话阍诜种C波頻率(Δω)處，線路440的阻抗遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于基極-集電極電容器的阻抗。
為了在第二分諧波頻率下將晶體管420與信號(hào)源的阻抗的效應(yīng)隔離開來，用短路四分之一波長微帶線路412將信號(hào)源短路接地。該短路使(一般沒有清楚定義的)信號(hào)源的第二分諧波阻抗與晶體管420的基極隔離開來。在基頻(ω)處，微帶線路412和440用作開路(open circuit)而且對(duì)LNA400的頻帶內(nèi)性能的影響最小。
通過在第二分諧波頻率(2ω)處使LNA400的輸入短路，運(yùn)用在輸入匹配網(wǎng)絡(luò)中的電阻器，可產(chǎn)生ZS(2ω)的良好控制的非零實(shí)部。然而，該晶體管趨于增加在信號(hào)頻帶內(nèi)的LNA400的噪聲指數(shù)(NF)。可形成一網(wǎng)絡(luò)，它提供在第二分諧波頻率(2ω)處的所需阻抗(即，實(shí)值)以及在基頻(ω)處的零阻抗。
另一方面，為了避免在輸入匹配網(wǎng)絡(luò)中使用電阻器(即，為了避免噪聲指數(shù)性能的惡化)，將ZS(2ω)限定在其實(shí)部接近零的值。對(duì)于特定ZL(2ω)，與等式(11B)強(qiáng)加的限制一起，定義在多種第二分諧波頻率處的常數(shù)r和ZS(2ω)的值。一旦定義常數(shù)r，就在分諧波頻率下，解出等式(11A)以獲得ZS(2ω)的最佳值。
于是，近似和它們的依據(jù)如下ZL(Δω)≈0；線路440的阻抗《基極-集電極電容器阻抗ZL(2ω)≈0；λ/4微帶線路440Im(g(Δω)}≈0；假設(shè)獲得IM3不對(duì)稱Re{ZS(2ω)}≈0；在輸入匹配網(wǎng)絡(luò)中沒有任何電阻器在如圖4所示的實(shí)施例中，將輸入匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)成在基頻(例如，f≈2GHz)處將LNA400的輸入與50Ω匹配，而且適當(dāng)?shù)囟私釉诜种C波頻率(例如，Δf＜50MHz)和第二諧波頻率(例如，2f≈4GH)處的輸入，以減小IM3失真并改善IIP3性能。
將微帶線路438用于在基頻(f)處的頻帶內(nèi)匹配，而且由分路電容器436確定它的長度。電阻器434與電容器436并聯(lián)將在分諧波頻率ZS(Δω)處設(shè)定源阻抗。在分諧波頻率處，可忽略電器414和微帶線路416的效應(yīng)，因?yàn)檫x擇電容器414在該頻率下具有高阻抗。改變電阻器434的值改變了ZS(Δω)的實(shí)部。微帶線路416與微帶線路438平行將在第二分諧波頻率ZS(Δω)處設(shè)定源阻抗。改變微帶線路416的長度調(diào)諧ZS(Δω)的虛部，而不影響頻帶內(nèi)阻抗匹配，這是因?yàn)榫€路416是50Ω線路。
電感器450和電容器454形成輸出匹配網(wǎng)絡(luò)，它用于調(diào)諧在基頻(f)處的LNA輸出阻抗。電阻器442用來穩(wěn)定LNA400并阻止振蕩。微帶線路422以及組件引線(package lead)和晶體管焊接線(bondwire)的電感形成發(fā)射極負(fù)反饋電路(emitter degeneration circuit)。該電路導(dǎo)致晶體管的共軛輸入阻抗更接近源阻抗，從而提高了噪聲指數(shù)性能。
圖5是示出圖4中LNA400的IIP3(以dBm為單位)作為ZS(Δω)的實(shí)部和ZS(2ω)的虛部的函數(shù)的曲線圖。在該例子中，輸入信號(hào)包括在2.000GHz和2.001GHz處的兩個(gè)音調(diào)。運(yùn)用等式(6)示出該輪廓。分立數(shù)據(jù)點(diǎn)表示測(cè)定的測(cè)試結(jié)果。該圖示出IIP3，它是IM3(2fa－fb)和IM3(2fb－fa)中的較大者。如圖5所示，Re{ZS(Δω)}和Im{ZS(Δω)}的“最佳”組合導(dǎo)致+15.8dBm的最佳IIP3性能，它比而沒有本發(fā)明的頻帶外阻抗匹配類似LNA的IIP3高14dB。
圖6A和6B是示出IIP3性能分別對(duì)輸入音調(diào)的中心頻率(f)和偏置(Δf)頻率的依賴性曲線圖。如圖6A和6B所示，對(duì)于頻率范圍在1.95GHz到2.05GHz以及Δf在-50MHz到+50MHz的范圍內(nèi)，IIP3性能高于+8dBm。由于只在單個(gè)偏移和中心頻率處最優(yōu)化ZS(Δω)和ZS(2ω)的這一事實(shí)止住了，IIP3對(duì)頻率項(xiàng)的依賴性，這簡化了最優(yōu)化處理。本發(fā)明的匹配網(wǎng)絡(luò)具有可忽略的對(duì)LNA400的其它性能的影響，如果有的話。測(cè)定增益、噪聲指數(shù)和輸入返回?fù)p耗大約分別為16dB、1.7dB和-10dB，帶有或沒有本發(fā)明的阻抗匹配。于是，獲得對(duì)IIP3性能的提高，而不犧牲其它重要參數(shù)的性能。
部分運(yùn)用微帶線路實(shí)現(xiàn)，圖4中的匹配網(wǎng)絡(luò)。在匹配網(wǎng)絡(luò)中還可用其它傳輸線(例如，微波線)、集總元件(例如，電感器和電容器)等，并在本發(fā)明的范圍內(nèi)。
為了簡化，最優(yōu)化匹配網(wǎng)絡(luò)以減小在特定頻率組處的IM3失真。為了改進(jìn)線性度，應(yīng)在由頻帶選擇濾波器(即，在蜂窩收發(fā)機(jī)中的雙工器)確定的頻率范圍內(nèi)(Δf)最優(yōu)化匹配網(wǎng)絡(luò)。
為了清楚，描述本發(fā)明具有作為雙極結(jié)型晶體管(BJT)實(shí)施的非線性電路。本發(fā)明還可用于其它非線性電路，包括FET、MOSFET、MESFET、HBT、P-HEMT和其它。如這里所用到的，“晶體管”一般是指任何非線性電路，而不限于BJT。
本發(fā)明的一個(gè)方面提供包括本發(fā)明的匹配網(wǎng)絡(luò)的電子電路(例如，LNA、混頻器和其它非線性電路)。本發(fā)明的另一個(gè)方面提供用來設(shè)計(jì)本發(fā)明的匹配網(wǎng)絡(luò)的軟件碼。
提供較佳實(shí)施例的上述描述以使得熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的人員能進(jìn)行或運(yùn)用本發(fā)明。對(duì)這些實(shí)施例的各種變化對(duì)于熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的人員是顯而易見的，而且這里所定義的一般原理可用于其它實(shí)施例，而無需進(jìn)行創(chuàng)造性勞動(dòng)。因此，本發(fā)明不限于這里所示的實(shí)施例而與這里解釋的原理和新穎性的最寬范圍相一致。
權(quán)利要求
1.一種電子電路，其特征在于，包括有源電路，包括耦合到信號(hào)源的輸入以及耦合到負(fù)載的輸出，其中上述有源電路具有偶階非線性度和奇階非線性度，并構(gòu)成以對(duì)來自信號(hào)源的輸入信號(hào)進(jìn)行操作，其中所述輸入信號(hào)包括以第一頻率為中心的所需信號(hào)和以第二頻率為中心的不想要信號(hào)；和第一匹配網(wǎng)絡(luò)，在所述信號(hào)源和有源電路的輸入之間或所述負(fù)載和有源電路的輸出之間耦合；其中，在分諧波頻率或所述第二頻率的第二諧波或者兩者處調(diào)諧第一匹配網(wǎng)絡(luò)，以減小由于有源電路的偶階和奇階非線性度所致的互調(diào)失真。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)包括用來調(diào)諧阻抗的微帶線路。
3.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)包括集總電抗性電路。
4.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，在所述第二頻率的第二分諧波處短路所述有源電路的輸出。
5.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，在所述第二頻率的第二分諧波處，開路所述有源電路的輸出。
6.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，在所述第二頻率的第二分諧波處短路所述信號(hào)源的輸出阻抗。
7.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，調(diào)諧所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)以通過用由于奇階非線性度所致的互調(diào)產(chǎn)物抵消由于偶階非線性度所致的互調(diào)產(chǎn)物來減小互調(diào)失真。
8.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，將所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)在信號(hào)源和所述有源電路的輸入之間。
9.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，將所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)在負(fù)載和所述有源電路的輸出之間。
10.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，還包括第二匹配網(wǎng)絡(luò)，設(shè)在所述有源電路的負(fù)載和輸出之間；和其中將所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)在所述信號(hào)源和所述有源電路的輸入之間。
11.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)在分諧波頻率處的阻抗的第一復(fù)數(shù)值以及在所述第一頻率的第二諧波處的阻抗的第二復(fù)數(shù)值，選擇它們以減小互調(diào)失真。
12.如權(quán)利要求1所述的電路，其特征在于，所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)在第一頻率處對(duì)阻抗具有最小影響。
13.一種被用作放大器或混頻器的電路，其特征在于，包括晶體管，包括耦合到信號(hào)源的基極和耦合到負(fù)載的集電極，其中所述晶體管具有偶階非線性度和奇階非線性度并配置成對(duì)來自信號(hào)源的輸入信號(hào)進(jìn)行操作，其中所述輸入信號(hào)包括以第一頻率為中心的所需信號(hào)和以第二頻率為中心的不想要信號(hào)；第一匹配網(wǎng)絡(luò)，在所述信號(hào)源和基極之間耦合；和電路元件，在集電極和電路的輸出之間耦合，其中選擇所述電路元件以使得在所述第二頻率的第二諧波處將負(fù)載與集電極隔離開來；其中，調(diào)諧所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)以通過用由奇階非線性度所致的互調(diào)產(chǎn)物抵消由偶階非線性度所致的互調(diào)產(chǎn)物來減小互調(diào)失真。
14.如權(quán)利要求13所述的電路，其特征在于，將電路元件配置成提供到AC接地的近似短路或在所述第二頻率的第二諧波處的近似串聯(lián)開路。
15.一種減小對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行操作的有源電路的互調(diào)失真的方法，其中所述輸入信號(hào)包括以第一頻率為中心的所需信號(hào)和以第二頻率為中心的不想要信號(hào)，其特征在于，所述方法包括確定有源電路的負(fù)載阻抗；確定有源電路的源阻抗；以具有輸入和輸出的非線性模型建立所述有源電路的模型，其中所述模型的輸入耦合到源阻抗而所述有源電路的輸出耦合到負(fù)載阻抗；和定義第一匹配網(wǎng)絡(luò)，其中所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)耦合在所述模型輸入和源阻抗之間或者在所述模型輸出和負(fù)載阻抗之間；和對(duì)于所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)的一個(gè)或多個(gè)阻抗值，計(jì)算由于有源電路所致的互調(diào)失真，其中在分諧波頻率或第二頻率的第二諧波處計(jì)算阻抗值；和選擇所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗值以減小互調(diào)失真。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括在所述第二頻率的第二諧波處，使有源電路的輸出阻抗短路。
17.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，在所述模型輸出和負(fù)載阻抗之間耦合所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)。
18.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，在模型輸入和源阻抗之間耦合第一匹配網(wǎng)絡(luò)。
19.如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，還包括根據(jù)源阻抗和所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)的所選阻抗值，確定輸入匹配網(wǎng)絡(luò)阻抗(Zimn)；和在以第一頻率為中心的頻率范圍內(nèi)近似地保持Zimn相似的值。
20.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，第一匹配網(wǎng)絡(luò)耦合在模型輸入和源阻抗之間，所述方法進(jìn)一步包括確定耦合在模型輸出和負(fù)載阻抗之間的第二匹配網(wǎng)絡(luò)；對(duì)第二匹配網(wǎng)絡(luò)的一個(gè)或多個(gè)阻抗值計(jì)算由有源電路產(chǎn)生的互調(diào)失真，其中在分諧波頻率或第二頻率的第二諧波處理計(jì)算所述阻抗值；和選擇使它們減小互調(diào)失真的第一和第二匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗值。
21.如權(quán)利要求20所述的方法，其特征在于，所述方法進(jìn)一步包括根據(jù)源阻抗和所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)的所述阻抗值，確定輸入匹配網(wǎng)絡(luò)阻抗(Zimn)；根據(jù)負(fù)載阻抗和所述第二匹配網(wǎng)絡(luò)的所選阻抗值，確定輸出匹配網(wǎng)絡(luò)阻抗(Zomn)；和在差頻以及上頻率和第二頻率的范圍內(nèi)選擇Zimn和Zomn的值，來使互調(diào)失真最小，其中差頻的范圍是由不想要信號(hào)的頻率分離范圍限定的，其中上頻率的范圍是由不想要信號(hào)的第二頻率的第二諧波范圍限定。
22.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，還包括在所述第二頻率的第二諧波處短路源阻抗。
23.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，調(diào)諧所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)以通過用由奇階非線性度所致的互調(diào)產(chǎn)物抵消由偶階非線性度所致的互調(diào)產(chǎn)物來減小互調(diào)失真。
24.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，所述第一匹配網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)在分諧波頻率處的第一復(fù)數(shù)值和在第二頻率的第二諧波處的輸入阻抗的虛部值，它們減小互調(diào)失真。
全文摘要
一種在有源電路的輸出處減小互調(diào)失真的技術(shù),其中上述有源電路具有偶階和奇階非線性度。以由奇階非線性度產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物抵消由有源電路的偶階非線性度產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物。通過調(diào)節(jié)有源電路的源或負(fù)載阻抗或兩者,操縱IM3產(chǎn)物的幅度和相位。通過在分諧波和第二諧波頻率(即,IM2產(chǎn)物的頻率)處調(diào)節(jié)有源電路的阻抗,可以操縱由偶階非線性度產(chǎn)生的IM2產(chǎn)物的幅度和相位。通過在分諧波或第二諧波頻率或兩者處,適當(dāng)?shù)卣{(diào)諧或“匹配”有源電路的源或負(fù)載或兩者的阻抗,可以調(diào)節(jié)IM2產(chǎn)物的幅度和相位,從而由于偶階非線性度導(dǎo)致的IM3產(chǎn)物近似刪除IM3產(chǎn)物。
文檔編號(hào)H03F1/32GK1329774SQ99814035
公開日2002年1月2日 申請(qǐng)日期1999年12月3日 優(yōu)先權(quán)日1998年12月4日
發(fā)明者V·阿帕林, C·K·佩爾西科 申請(qǐng)人:高通股份有限公司