本實(shí)用新型涉及無線通信功放技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率的匹配電路。

背景技術(shù)：

現(xiàn)代無線移動(dòng)網(wǎng)絡(luò)的基站系統(tǒng)在傳送信號(hào)到移動(dòng)終端時(shí)需消耗大量能量，系統(tǒng)的效率越來越受到重視，特別是作為基站系統(tǒng)末端的功率放大器，傳統(tǒng)意義上的線性功率放大器有非常低的能量傳輸效率。而差的傳輸效率將直接影響整個(gè)系統(tǒng)的操作成本，產(chǎn)生熱耗散。開關(guān)類功率放大器相比于傳統(tǒng)的線性模式功率放大器能夠提供更高的效率。因此，包括E，F(xiàn)在內(nèi)的開關(guān)類功率放大器成為了近年來功率放大器的研究熱點(diǎn)。

高效E 類功率放大器是在 1975 年由 N. O. Sokal 提出的一種開關(guān)類功率放大器[1]。在晶體管導(dǎo)通的瞬間，E 類功率放大器晶體管漏極電壓以及電壓的變化率都近似為0，即實(shí)現(xiàn)了所謂的軟開關(guān)。這很好地避免了晶體管輸出電容 Cds放電所造成的巨大能量損耗。E 類放大器以其高效率的特性很快便成為了學(xué)術(shù)界的研究焦點(diǎn)，特別是在近些年，有大量的 E 類放大器被報(bào)道出來。

高效F 類功率放大器的概念早在 1958 年就由 V. J. Tyler 首次提出了。Tyler 被認(rèn)為是提出帶有多諧振 F 類放大器的第一人，他提出可以通過調(diào)整導(dǎo)通角使電壓和電流交替出現(xiàn)，形成“開關(guān)”類輸出[2]。1997 年 F. H. Raab 提出為了進(jìn)一步提高 F 類功率放大器的輸出功率和效率，減少功率損耗，必須使晶體管漏端電壓和電流波形實(shí)現(xiàn)最大平坦化[3][4]。Raab 的理論使 F 類功率放大器的理論基本成型。

高效E逆F功率放大器的理論推導(dǎo)由Grebennikov在2011年首次提出[5]。具體電路圖如圖1所示。他在E類功率放大器的基礎(chǔ)上加入了逆F類功率放大器的結(jié)構(gòu)，首次在Ghz以下采用集總元件和Ghz以上采用分立元件同時(shí)實(shí)現(xiàn)了E逆F功率放大器。

2015年，Mury Thian等人提出補(bǔ)償晶體管輸出寄生電容，提高EF功率放大器載波頻率的電路結(jié)構(gòu)[6]。這個(gè)電路結(jié)構(gòu)不論是在三次諧波，還是五次諧波都很好的補(bǔ)償了晶體管的寄生電容，使得載波頻率極大的提高。

本實(shí)用新型結(jié)合了高效E逆F類功放的電路結(jié)構(gòu)特點(diǎn)和提高EF功率放大器載波頻率的電路結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，創(chuàng)新性的提出了一種提高E逆F功率放大器載波頻率的電路結(jié)構(gòu)。在保持開關(guān)類E逆F功率放大器高效率優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，在基波和二次諧波頻率下成功的補(bǔ)償了晶體管的輸出寄生電容，使得載波頻率相比原有的E逆F功率放大器提高了很多，為在更廣范圍內(nèi)，更高頻率下應(yīng)用E逆F功率放大器提供了良好的理論基礎(chǔ)。

【參考文獻(xiàn)】

[1]Sokal N O， Sokal A D.“ Class E A new class of high-efficiency tuned single-endedswitching power amplifiers.”Solid-State Circuits，IEEE Journal of，1975，10(3):168-176。

[2]Tyler， V. J. “A new high-efficiency high-power amplifier.”Telecom Australia，1958。

[3]Raab， Frederick H.“ An introduction to class-F power amplifiers.”RF Design19.5(1996): 79-84。

[4] Raab， Frederick H. “Class-F power amplifiers with maximally flat waveforms. Microwave Theory and Techniques”，IEEE Transactions on 45.11 (1997): 2007-2012。

[5] Andrei Grebennikov.“High-Efficiency Class E/F Lumped andTransmission-Line Power Amplifiers” IEEE transactions on microwave theory and techniques，VOL. 59，NO. 6，JUNE 2011。

[6] Mury Thian， Ayman Barakat .“High-Efficiency Harmonic-Peaking Class-EF Power Amplifiers With Enhanced Maximum Operating Frequency.” IEEE transactions on microwave theory and techniques，VOL. 63，NO. 2，F(xiàn)EBRUARY 2015。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率的匹配電路，能夠提高高效E逆F類功率放大器的載波頻率，在更廣范圍內(nèi)，更高頻率下應(yīng)用E逆F功率放大器。

一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率的匹配電路，晶體管的輸出端由并聯(lián)型E類功率放大器電路、逆F類高次諧波控制電路及晶體管偏置電路構(gòu)成。其特征在于：

所述E逆F類電路位于晶體管輸出端和負(fù)載阻抗之間，所述的E類功率放大器由LC電路及串聯(lián)的L₀、C₀組成。所述的逆F類高次諧波控制電路由串聯(lián)的L_n、C_n組成。所述的偏置電路由電源V_bb到晶體管基極的電路和電源V_cc到晶體管集電極的電路組成。所述功率放大結(jié)構(gòu)為共射極的功放管，所述功放管的輸入端為基極，輸出端為集電極。

所述一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率匹配電路的電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。這里，所述電路的晶體管被看做一個(gè)在關(guān)斷到導(dǎo)通狀態(tài)下切換的理想開關(guān)。因此，當(dāng)開關(guān)處于開路狀態(tài)時(shí)，所述電路的晶體管集電極電壓波形由所述負(fù)載網(wǎng)絡(luò)的短暫響應(yīng)所決定。

為了分析方便，我們有如下幾個(gè)假設(shè)：

．所述電路晶體管的膝點(diǎn)電壓為零，飽和時(shí)的電阻為零，關(guān)斷時(shí)的電阻為無窮大。并且所述電路的晶體管被視為無損且瞬時(shí)變化的開關(guān)。

．所述電路的并聯(lián)電容C是線性的。

．所述電路的串聯(lián)諧振電路在n次諧波下，阻抗為零；在其他諧波下，阻抗為無窮大。

所述電路除了負(fù)載以外是無損的。

．所述電路的串聯(lián)L₀和C₀諧振電路被調(diào)諧到基波頻率下，且其品質(zhì)因數(shù)足夠大。

根據(jù)文獻(xiàn)[5]，基波頻率以及各諧波頻率下在并聯(lián)電容C后的最優(yōu)阻抗條件為：

（1）

且所述的E逆F功率放大器電路結(jié)構(gòu)中的電容，電感均取決于工作頻率、集電極電壓及輸出負(fù)載阻抗，即：

(2)

(3)

(4)

(5)

另一方面，若把C=C_out帶入（3）式，可求得所述的E逆F功率放大器最大載波頻率的表達(dá)式，即：

(6)

從上式可知，當(dāng)所述的E逆F功率放大器的輸出功率和集電極電壓給定時(shí)，所述的E逆F功率放大器的最大載波頻率僅由決定，且越大，越小。因此，所述的E逆F功率放大器的最大載波頻率受限定。

上述推導(dǎo)假設(shè)C=C_out。而在實(shí)際電路設(shè)計(jì)中，晶體管的輸出寄生電容，即：

(7)

這里，假設(shè)，則有：

(8)

將上式帶入（5），則有：

(9)

因此，如果能采用新的電路結(jié)構(gòu)補(bǔ)償所述E逆F功率放大器的，則可以將所述E逆F功率放大器的最大載波頻率提高（1+k）倍，為在更廣范圍內(nèi)，更高頻率下應(yīng)用E逆F功率放大器提供了可能。

所述的一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率匹配電路的具體電路圖如圖2所示。所述電路在構(gòu)造時(shí)是采用微帶線實(shí)現(xiàn)的。根據(jù)電路設(shè)計(jì)的要求：在基波和二次諧波頻率下，不僅要在B點(diǎn)滿足E逆F的阻抗條件，還要通過電路設(shè)計(jì)補(bǔ)償?shù)艟w管多余的輸出電容。而在三次諧波頻率下由于在B點(diǎn)要滿足短路的阻抗條件，因此晶體管多余的輸出電容對于三次諧波并不產(chǎn)生影響，因此不必對其進(jìn)行補(bǔ)償。

所述電路中，傳輸線TL₁-TL₃可以實(shí)現(xiàn)三次諧波的短路；以及基波頻率下，對于晶體管多余輸出電容的補(bǔ)償。所述電路的傳輸線TL₁-TL₃在三次諧波下從A點(diǎn)看進(jìn)去電路結(jié)構(gòu)如圖3（a）所示，可以看出其阻抗為0。因此可以實(shí)現(xiàn)短路的阻抗條件。而所述電路的傳輸線TL₁-TL₃在基波下從A點(diǎn)看進(jìn)去的電路結(jié)構(gòu)如圖3（b）所示，可以看出其阻抗為：。這個(gè)阻抗類似于一個(gè)電感。因此，可以在基波頻率下與晶體管多余的輸出電容產(chǎn)生諧振，從而起到補(bǔ)償作用。即：

(10)

如果晶體管多余的輸出電容已知，那么從上式可推導(dǎo)出傳輸線TL₁-TL₃特征阻抗的值。

另一方面，所述的一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率的匹配電路在二次諧波頻率下從B點(diǎn)看進(jìn)去的電路結(jié)構(gòu)如圖3（c）所示。從圖3（c）可以看出，傳輸線TL₄類似于一個(gè)電感，可以在二次諧波頻率下與晶體管多余的輸出電容產(chǎn)生諧振，從而起到補(bǔ)償作用，即：

(11)

這里，和均是變量，可為電路提供兩個(gè)自由度，便于根據(jù)電路實(shí)際需求調(diào)整微帶線的長度和寬度。

同時(shí)，所述的一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率的匹配電路由于在基波頻率下已經(jīng)實(shí)現(xiàn)了補(bǔ)償，因此從B點(diǎn)看進(jìn)去的電路結(jié)構(gòu)如圖3（d）所示。此外，由于在B點(diǎn)滿足的E逆F基波阻抗條件可根據(jù)V_CC、P_out及f₀得到，即：Z_net(ω0)=R+jX。而從參考平面V₁看到基波阻抗可通過傳輸線TL₄轉(zhuǎn)換到參考平面V₂，即：Z_net1’(ω0)=R1’+jX1’。而所述電路中OMN的作用即是把從參考平面V₂得到的基波阻抗值匹配到負(fù)載R上。

因此，綜上對所述的一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率匹配電路的分析可知，所述電路不僅可以滿足高效E逆F電路的阻抗條件，而且還可以在基波和二次諧波頻率下補(bǔ)償晶體管多余的輸出電容。因而可以將所述E逆F功率放大器的最大載波頻率提高（1+k）倍，為在更廣范圍內(nèi)，更高頻率下應(yīng)用E逆F功率放大器提供了可能。

附圖說明

圖1是高效E逆F類功率放大器的電路原理圖；

圖2是一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率匹配電路的原理框圖；

圖3(a)是一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率的匹配電路在三次諧波下從A點(diǎn)看進(jìn)去電路結(jié)構(gòu)；

圖3(b)是一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率的匹配電路在基波下從A點(diǎn)看進(jìn)去電路結(jié)構(gòu)；

圖3(c)是一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率的匹配電路在二次諧波頻率下從B點(diǎn)看進(jìn)去的電路結(jié)構(gòu)；

圖3(d)是一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率的匹配電路在基波頻率下從B點(diǎn)看進(jìn)去的電路結(jié)構(gòu)；

圖4是一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率匹配電路的具體實(shí)施方式圖。

具體實(shí)施方式

為了更清楚的說明本實(shí)用新型的技術(shù)方案，下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對本實(shí)用新型作進(jìn)一步說明。對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

在實(shí)際設(shè)計(jì)中，晶體管選用型號(hào)為Cree CGH40010F的10 W GaN HEMT 晶體管。對該晶體管由制造商提供的寄生分量的具體數(shù)值如下：晶體管漏極和源極之間的寄生電容C_ds= 1.22 pF，寄生電感 L_d = 0.55 nH，封裝寄生電容C_p = 0.2 pF。

所述一種提高高效E逆F類功率放大器載波頻率匹配電路的具體實(shí)施方式如圖4所示。傳輸線TL₁-TL₂組成了輸入匹配網(wǎng)絡(luò)。利用sourcepull得到的值通過L型匹配網(wǎng)絡(luò)匹配到50歐姆。而30歐姆電阻及其并聯(lián)的5.6pF電容則組成了所述電路的穩(wěn)定性網(wǎng)絡(luò)。另一方面，在所述電路中，傳輸線TL₄-TL₆可以實(shí)現(xiàn)三次諧波的短路；以及基波頻率下，對于晶體管多余輸出電容的補(bǔ)償。傳輸線TL₈提供晶體管集電極直流偏置，同時(shí)對于基波的阻抗為∞。同時(shí)，傳輸線TL₈和傳輸線TL₇可以實(shí)現(xiàn)二次諧波頻率下對于晶體管多余輸出電容的補(bǔ)償。而傳輸線TL₉和傳輸線TL₁₀則實(shí)現(xiàn)了把參考平面V₁得到的基波阻抗值匹配到負(fù)載R上的作用。所有所述傳輸線的具體特征阻抗和電長度均如圖4所示。此外，所有旁路電容在實(shí)際實(shí)現(xiàn)時(shí)均采用Murata公司GQM18系列的10pF電容。

所述電路如果取集電極電壓V_CC=28V，P_out=10w，則在不補(bǔ)償晶體管多余輸出電容的前提下，根據(jù)（9）式，可知E逆F電路可工作的最大載波頻率為0.53Ghz。若考慮補(bǔ)償晶體管多余輸出電容，則K=3.69，所以E逆F電路可工作的最大載波頻率為2.5Ghz。因此提高了E逆F電路的最大載波頻率，為在更廣范圍內(nèi)，更高頻率下應(yīng)用E逆F功率放大器提供了可能。