本發(fā)明涉及信號采樣與處理技術(shù)領(lǐng)域，更具體地，涉及一種四通道tiadc的非線性失配補(bǔ)償方法。

背景技術(shù)：

隨著集成電路技術(shù)的不斷發(fā)展，數(shù)字化技術(shù)的推廣，對模數(shù)轉(zhuǎn)換器件adc的采樣速率以及采樣精度的要求越來越高，不僅要求數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)有高的采樣率，還要有高的采樣精度。在實際的運(yùn)用中，對實時采樣速率以及采樣精度有極高的依賴性。然而adc的最大采樣速率受限于它的分辨率，分辨率與采樣速率之間是一對矛盾體，高采樣速率要求較短的轉(zhuǎn)換時間，而高分辨率則要求較長的轉(zhuǎn)換時間。根據(jù)目前的ic設(shè)計工藝，要實現(xiàn)更高速的采樣速率，需要開發(fā)一種基于新結(jié)構(gòu)和新方法的adc模塊。現(xiàn)有技術(shù)所提供的能夠?qū)崿F(xiàn)超高速采樣的系統(tǒng)就是利用時間交織(time-interleaved)結(jié)構(gòu)的adc系統(tǒng)。

這種結(jié)構(gòu)的adc系統(tǒng)可以是利用m片有著相同采樣率fs的單個adc芯片，采用并行的結(jié)構(gòu)，或者是單芯ic內(nèi)部集成m個adc采樣模塊；每片adc模塊以相隔1/(m*fs)的時間間隔進(jìn)行采樣，以達(dá)到采樣率為m*fs(總采樣率f＝m*fs)的效果。理論上，這種m通道并行交替采樣的adc系統(tǒng)能夠使得整個系統(tǒng)的采樣率達(dá)到單個adc模塊的m倍。但是由于制造工藝本身固有的缺點(diǎn)，不可能使得每一片adc模塊完全一模一樣，所以必然會使得各個通道的adc模塊之間存在失配誤差，且每片adc自身帶有微分和積分非線性特性，從而嚴(yán)重降低了整個adc系統(tǒng)的信噪比。

國內(nèi)外早期基于多通道時間交織adc系統(tǒng)的失配修正一般是利用對前端電路的修調(diào)，通過精心布局的線路來減少失配誤差的影響。這種方法的缺點(diǎn)就是隨著時間的推移，溫度的變化、電器元件的老化會使得電路的修正效果失效。為了克服這種前端修正的方法所存在的缺陷，可以利用后端處理的方法，目前基于多通道時間交織adc系統(tǒng)的失配誤差及其數(shù)字后端處理的修正算法是未來發(fā)展的關(guān)鍵。

目前，大多數(shù)數(shù)字后端補(bǔ)償方法必須針對特定的誤差種類如增益誤差，時間誤差，限制了補(bǔ)償系統(tǒng)性能的提升。即便是通過通道傳遞函數(shù)把線性濾波器的誤差的效果轉(zhuǎn)移為頻域響應(yīng)失配誤差，其處理范圍仍然把誤差限制在線性的范圍內(nèi)。

部分方法處理誤差中的非線性部分，但主要針對二通道時間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換器(2-tiadcs)，本方法通過對四通道時間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換器(4-tiadcs)進(jìn)行建模分析，將對非線性誤差的處理擴(kuò)展到四通道系統(tǒng)，既適用于四個獨(dú)立并行的adc芯片組成的系統(tǒng)，也適用于單芯ic集成四個adc模塊的系統(tǒng)，為實現(xiàn)更高速的精確采樣提供可能，滿足了對模數(shù)轉(zhuǎn)換器更高的需求。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明為解決以上現(xiàn)有技術(shù)主要針對二通道的時間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行非線性失配補(bǔ)償?shù)募夹g(shù)缺陷，提供了一種針對于四通道tiadc的非線性失配補(bǔ)償方法，該方法采用適當(dāng)階的泰勒級數(shù)表征系統(tǒng)各通道的非線性失配特性，對輸入信號采用輕微的過采樣獲取失配信息，并基于歸一化最小均方誤差(nlms)算法對非線性失配誤差進(jìn)行實時的估計，進(jìn)而得出tiadc的非線性失配參數(shù)，同時利用估計得到的非線性失配參數(shù)對非線性失配誤差進(jìn)行重構(gòu)并校正，從而得到補(bǔ)償輸出。實驗測試表明該方法切實可行，收斂速度快，使得4-tiadcs的性能得到極大的提高。

為實現(xiàn)以上發(fā)明目的，采用的技術(shù)方案是：

一種四通道tiadc的非線性失配補(bǔ)償方法，包括以下步驟：

s1.設(shè)置輸入信號x(t)滿足奈奎斯特采樣定理，并采用輕微過采樣獲取4-tiadcs系統(tǒng)的輸出y[n]；

s2.設(shè)計一個高通濾波器f[n]，使高通濾波器f[n]的截止頻率高于采樣信號的截止頻率，然后使用高通濾波器f[n]對4-tiadcs系統(tǒng)的輸出y[n]進(jìn)行濾波處理，得到只包含非線性失配誤差信息的期望誤差信號ed[n]；

s3.利用泰勒級數(shù)表示4-tiadcs系統(tǒng)通道的非線性失配特性，則4-tiadcs系統(tǒng)第m通道的非線性傳輸特性函數(shù)其中l(wèi)表示非線性傳輸特性函數(shù)的階數(shù)，表示4-tiadcs系統(tǒng)第m通道泰勒多項式的第l階的系數(shù)，x^l(t)表示x(t)的l次方；

s4.令

則4-tiadcs系統(tǒng)的非線性失配誤差為：其中x^l[n]是信號x[n]的l次方；

s5.利用4-tiadcs系統(tǒng)的輸出y[n]以及步驟s2得到的期望誤差信號ed[n]，設(shè)計一個nlms算法對步驟s4中的各階非線性失配參數(shù)進(jìn)行迭代估計，并利用估計所得參數(shù)對非線性失配誤差進(jìn)行重構(gòu)得到

s6.將4-tiadcs系統(tǒng)的輸出y[n]減去步驟s5中重構(gòu)的非線性失配誤差得到補(bǔ)償輸出

優(yōu)選地，所述步驟s2中使用到的高通濾波器為線性相位數(shù)字濾波器。

優(yōu)選地，所述步驟s5重構(gòu)非線性失配誤差的具體過程如下：

令y[n]的各階次信號y^l[n]分別通過(-1)ⁿ、的乘法器，得到信號再用所述步驟s2中設(shè)計的高通濾波器f[n]對上述信號進(jìn)行濾波，所得信號為

其中*為卷積運(yùn)算；則可對各階非線性失配誤差進(jìn)行重構(gòu)故重構(gòu)的非線性失配誤差為

優(yōu)選地，所述步驟s5進(jìn)行迭代估計的具體過程如下：

某時刻的估計參數(shù)為令則迭代公式如下：

其中，μ表示收斂因子，cont為設(shè)定的正數(shù)，用于避免零除問題。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

本發(fā)明將對非線性失配誤差的處理擴(kuò)展到四通道系統(tǒng)，提供了一種四通道tiadc的非線性失配補(bǔ)償方法，為實現(xiàn)更高速的精確采樣提供可能，滿足了對模數(shù)轉(zhuǎn)換器更高的需求。本發(fā)明提供的方法采用適當(dāng)階的泰勒級數(shù)表征系統(tǒng)各通道的非線性特性，對輸入信號采用輕微的過采樣獲取失配信息，并基于歸一化最小均方誤差(nlms)算法對非線性失配誤差進(jìn)行實時的估計，nlms算法結(jié)構(gòu)簡單，相對于基本的lms算法具有更大的輸入動態(tài)范圍；進(jìn)而得出tiadc的非線性失配參數(shù)，同時利用估計得到的非線性失配參數(shù)對非線性失配誤差進(jìn)行重構(gòu)并校正，從而得到補(bǔ)償輸出。實驗測試表明該方法切實可行，收斂速度快，使得4-tiadcs的性能得到極大的提高。

附圖說明

圖1為時間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2為帶有非線性失配特性的四通道tiadc模型示意圖。

圖3為基于nlms算法的誤差估計結(jié)構(gòu)圖。

圖4為4-tiadcs的非線性失配補(bǔ)償方法的流程圖。

具體實施方式

附圖僅用于示例性說明，不能理解為對本專利的限制；

以下結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明做進(jìn)一步的闡述。

實施例1

如圖4所示，本發(fā)明提供的方法具體包括以下步驟：

s1.設(shè)置輸入信號x(t)滿足奈奎斯特采樣定理，并采用輕微過采樣獲取4-tiadcs系統(tǒng)的輸出y[n]；

s2.設(shè)計一個高通濾波器f[n]，使高通濾波器f[n]的截止頻率高于采樣信號的截止頻率，然后使用高通濾波器f[n]對4-tiadcs系統(tǒng)的輸出y[n]進(jìn)行濾波處理，得到只包含非線性失配誤差信息的期望誤差信號ed[n]；

s3.利用泰勒級數(shù)表示4-tiadcs系統(tǒng)通道的非線性失配特性，則4-tiadcs系統(tǒng)第m通道的非線性傳輸特性函數(shù)其中l(wèi)表示非線性傳輸特性函數(shù)的階數(shù)，表示4-tiadcs系統(tǒng)第m通道泰勒多項式的第l階的系數(shù)，x^l(t)表示x(t)的l次方；

s4.令

則4-tiadcs系統(tǒng)的非線性失配誤差為：其中x^l[n]是信號x[n]的l次方；

s5.利用4-tiadcs系統(tǒng)的輸出y[n]以及步驟s2得到的期望誤差信號ed[n]，設(shè)計一個nlms算法對步驟s4中的各階非線性失配參數(shù)進(jìn)行迭代估計，并利用估計所得參數(shù)對非線性失配誤差進(jìn)行重構(gòu)得到

s6.將4-tiadcs系統(tǒng)的輸出y[n]減去步驟s5中重構(gòu)的非線性失配誤差得到補(bǔ)償輸出

在具體的實施過程中，所述步驟s2中使用到的高通濾波器為線性相位數(shù)字濾波器。

在具體的實施過程中，所述步驟s5重構(gòu)非線性失配誤差的具體過程如下：

令y[n]的各階次信號y^l[n]分別通過(-1)ⁿ、的乘法器，得到信號再用所述步驟s2中設(shè)計的高通濾波器f[n]對上述信號進(jìn)行濾波，所得信號為

其中*為卷積運(yùn)算；則可對各階非線性失配誤差進(jìn)行重構(gòu)故重構(gòu)的非線性失配誤差為

在具體的實施過程中，所述步驟s5進(jìn)行迭代估計的具體過程如下：

某時刻的估計參數(shù)為令則迭代公式如下：

其中，μ表示收斂因子，cont為設(shè)定的正數(shù)，用于避免零除問題。

其中，表示真值，表示估計值。

實施例2

本實施例在實施例1的基礎(chǔ)上，進(jìn)行了具體的實驗：

本次實驗采用均值為零，方差為1的高斯白噪聲作為4-tiadcs的輸入。如圖1所示為時間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)示意圖，輸入信號以m通道輸入，每條通道以相同的采樣率但不同的采樣時刻(相鄰?fù)ǖ老嗖顃3時刻)對高速輸入信號進(jìn)行采樣，最終合并出輸出信號，以此實現(xiàn)高速采樣的模數(shù)轉(zhuǎn)化。圖2為帶有非線性失配特性的四通道tiadc模型的示意圖，該種模型采用l階泰勒級數(shù)表征各通道的非線性傳輸特性，本實驗采用3階非線性對系統(tǒng)建模，即l＝3，參數(shù)設(shè)定如下：

則待估計參數(shù)數(shù)值為：

如實施例1所述，本發(fā)明提供的方法需要用到高通濾波器。本實施例中，所使用的濾波器器為線性相位數(shù)字濾波器。設(shè)計一個長度為n＝41，對應(yīng)的濾波器系數(shù)為：

f＝[0-0.00010.0002-0.00050.0010-0.00180.0031-0.00510.0078-0.01130.0158-0.02110.0273-0.03410.0412-0.04820.0547-0.06040.0648-0.06750.0685-0.06750.0648-0.06040.0547-0.04820.0412-0.03410.0273-0.02110.0158-0.01130.0078-0.00510.0031-0.00180.0010-0.00050.0002-0.00010]

根據(jù)如圖3所示的基于nlms算法的誤差估計結(jié)構(gòu)圖，結(jié)合實施例1中的步驟s5，對系統(tǒng)的非線性失配參數(shù)進(jìn)行迭代更新，系統(tǒng)收斂后獲得估計參數(shù)為：

可見非線性失配參數(shù)在誤差允許范圍內(nèi)可以穩(wěn)定收斂到真值。信號未經(jīng)過校正前，過采樣帶上的誤差能量幅度最高可以達(dá)到-90dbc。而通過校正噪聲頻譜受到抑制，其最高的毛刺的幅度可降低到-125dbc左右,計算所得信噪比從32db提高到70db。

從以上的實驗結(jié)果可以得出，本方法對四通道時間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換器(4-tiadcs)的非線性失配誤差能夠進(jìn)行有效的估計和補(bǔ)償，為實現(xiàn)更高速的精確采樣提供可能，滿足了對模數(shù)轉(zhuǎn)換器更高的需求。

顯然，本發(fā)明的上述實施例僅僅是為清楚地說明本發(fā)明所作的舉例，而并非是對本發(fā)明的實施方式的限定。對于所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在上述說明的基礎(chǔ)上還可以做出其它不同形式的變化或變動。這里無需也無法對所有的實施方式予以窮舉。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明權(quán)利要求的保護(hù)范圍之內(nèi)。