本發(fā)明涉及信號(hào)采樣與處理技術(shù)領(lǐng)域，更具體地，涉及一種用于窄帶信號(hào)采樣的雙通道tiadc頻響失配實(shí)時(shí)校正方法。

背景技術(shù)：

隨著集成電路技術(shù)的不斷發(fā)展，數(shù)字化技術(shù)的推廣，對(duì)模數(shù)轉(zhuǎn)換器件adc的采樣速率以及采樣精度的要求越來(lái)越高，不僅要求數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)有高的采樣率，還要有高的采樣精度。在實(shí)際的運(yùn)用中，對(duì)實(shí)時(shí)采樣速率以及采樣精度有極高的依賴性。然而adc的最大采樣速率受限于它的分辨率，分辨率與采樣速率之間是一對(duì)矛盾體，高采樣速率要求較短的轉(zhuǎn)換時(shí)間，而高分辨率則要求較長(zhǎng)的轉(zhuǎn)換時(shí)間。根據(jù)目前的ic設(shè)計(jì)工藝，要實(shí)現(xiàn)更高速的采樣速率，需要開(kāi)發(fā)一種基于新結(jié)構(gòu)和新方法的adc模塊。現(xiàn)有技術(shù)所提供的能夠?qū)崿F(xiàn)超高速采樣的系統(tǒng)就是利用時(shí)間交織(time-interleaved)結(jié)構(gòu)的adc系統(tǒng)。

這種結(jié)構(gòu)的adc系統(tǒng)利用m片有著相同采樣率fs的單個(gè)adc模塊，采用并行的結(jié)構(gòu)，每片adc模塊以相隔1/(m*fs)的時(shí)間間隔進(jìn)行采樣，以達(dá)到采樣率為m*fs(總采樣率f＝m*fs)的效果。理論上，這種m通道并行交替采樣的adc系統(tǒng)能夠使得整個(gè)系統(tǒng)的采樣率達(dá)到單個(gè)adc模塊的m倍。但是由于制造工藝本身固有的缺點(diǎn)，不可能使得每一片adc模塊完全一模一樣，所以必然會(huì)使得各個(gè)通道的adc模塊之間存在失配誤差，且每片adc自身帶有微分和積分非線性特性，從而嚴(yán)重降低了整個(gè)adc系統(tǒng)的信噪比。

目前，大多數(shù)方法主要針對(duì)線性失配，例如增益誤差，時(shí)間誤差等進(jìn)行估計(jì)和校正，部分方法針對(duì)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(adc)自身的積分和微分非線性造成的失配進(jìn)行估計(jì)和校正。由于基于通道傳遞函數(shù)的校正方法能夠把任何線性誤差的效果轉(zhuǎn)移為頻域響應(yīng)失配誤差(frequency-responsemismatcherrors)，對(duì)線性失配的校正效果更優(yōu)。

為了在頻譜上獲取只含有失配誤差信號(hào)的頻帶，基于多項(xiàng)式頻響失配的校正結(jié)構(gòu)需要對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行過(guò)采樣，然而對(duì)于窄帶信號(hào)不能保證失配誤差出現(xiàn)在過(guò)采樣帶上，從而使校正算法失效。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明為解決現(xiàn)有技術(shù)在對(duì)窄帶信號(hào)的采樣結(jié)果進(jìn)行校正時(shí)由于窄帶信號(hào)不能保證失配誤差出現(xiàn)在過(guò)采樣帶上而導(dǎo)致的校正算法失效的缺陷，提供了一種用于窄帶信號(hào)采樣的雙通道tiadc頻響失配實(shí)時(shí)校正方法，該校正方法通過(guò)在窄帶信號(hào)上人為疊加高斯白噪聲作為2-tiadcs系統(tǒng)的輸入信號(hào)，從而利用輕微過(guò)采樣獲取失配誤差信號(hào)，同時(shí)基于變步長(zhǎng)最小均方誤差(vsslms)算法對(duì)失配誤差信號(hào)進(jìn)行實(shí)時(shí)地邊估計(jì)邊校正，得到校正后的輸出再設(shè)計(jì)一個(gè)濾波器將高斯白噪聲濾除從而得到期望輸出。

為實(shí)現(xiàn)以上發(fā)明目的，采用的技術(shù)方案是：

用于窄帶信號(hào)采樣的雙通道tiadc頻響失配實(shí)時(shí)校正方法，包括以下步驟：

s1.設(shè)置輸入的窄帶信號(hào)s(t)滿足奈奎斯特采樣定理，并且使系統(tǒng)可對(duì)其進(jìn)行輕微的過(guò)采樣；

s2.將高斯白噪聲通過(guò)一個(gè)低通濾波器對(duì)其采用過(guò)采樣，并疊加到窄帶信號(hào)s(t)上作為2-tiadcs系統(tǒng)的輸入；

s3.設(shè)計(jì)一級(jí)微分器d1(n)，通過(guò)時(shí)域卷積獲取所需的更高級(jí)的微分器dp(n)，2≤p≤p；

s4.采用多項(xiàng)式形式的頻率響應(yīng)函數(shù)對(duì)線性頻響失配進(jìn)行建模：

確定通道頻率響應(yīng)函數(shù)的階數(shù)p，令cp為p階多項(xiàng)式系數(shù)，系統(tǒng)的歸一化頻率響應(yīng)函數(shù)為線性頻響失配誤差

s5.將2-tiadcs系統(tǒng)的輸出y(n)通過(guò)步驟s3中設(shè)計(jì)的各級(jí)微分濾波器，再經(jīng)過(guò)一個(gè)(-1)ⁿ的乘法器，所得信號(hào)為yd(n)＝[y0(n),...,yp(n),...,yp(n)]，其中：

yp(n)＝dp(n)*y(n)(-1)ⁿ；

s6.令某時(shí)刻的誤差參數(shù)為設(shè)計(jì)一個(gè)vsslms算法對(duì)誤差參數(shù)進(jìn)行迭代更新；

s7.利用步驟s6中迭代更新所得的參數(shù)對(duì)線性頻響失配誤差進(jìn)行重構(gòu)得到

其中yd(n)^t為步驟s5中所得的信號(hào)yd(n)的轉(zhuǎn)置；

s8.將2-tiadcs系統(tǒng)的輸出y(n)減去步驟s7中重構(gòu)的估計(jì)誤差得到校正輸出

s9.設(shè)計(jì)一個(gè)lms濾波器將步驟s8所得的校正輸出中的高斯白噪聲濾除，得到期望輸出

優(yōu)選地，所述步驟s3中使用到的微分器為線性相位數(shù)字微分器。

優(yōu)選地，所述步驟s6利用vsslms算法對(duì)誤差參數(shù)進(jìn)行迭代更新的具體過(guò)程如下：

設(shè)計(jì)相應(yīng)的高通濾波器f(n)，使高通濾波器f(n)的截止頻率高于采樣信號(hào)的截止頻率，令迭代更新的公式如下：

μ(n+1)＝α·μ(n)+γ·ε²(n)

其中yd^f(n)＝y(tǒng)d(n)*f(n)＝[y0(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)]^t，α是一個(gè)接近1的系數(shù)，γ是一個(gè)接近零的系數(shù)。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

本發(fā)明提供了一種用于窄帶信號(hào)采樣的雙通道時(shí)間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換器(tiadc)頻響失配實(shí)時(shí)校正方法，該方法采用多項(xiàng)式形式的頻率響應(yīng)函數(shù)表征系統(tǒng)的線性失配特性，對(duì)窄帶輸入信號(hào)人為疊加高斯白噪聲作為tiadc的輸入信號(hào)并利用輕微過(guò)采樣獲取失配信息，基于變步長(zhǎng)最小均方誤差(vsslms)算法對(duì)失配誤差進(jìn)行實(shí)時(shí)地邊估計(jì)邊校正。vsslms算法相對(duì)于基本的lms算法，前者在大的誤差范圍內(nèi)有快速收斂性，在小的誤差范圍內(nèi)有較小的失調(diào)量，提高了跟蹤性能。得到校正后的輸出再通過(guò)設(shè)計(jì)的一個(gè)濾波器將白噪聲濾除從而得到期望輸出。該方法解決了窄帶輸入信號(hào)無(wú)法保證在過(guò)采樣帶上出現(xiàn)誤差能量的問(wèn)題，保證系統(tǒng)參數(shù)能夠收斂到精確值從而實(shí)現(xiàn)有效校正，并且簡(jiǎn)單易行，校正效果好。

附圖說(shuō)明

圖1為時(shí)間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖2為基于通道頻率響應(yīng)的雙通道tiadc模型示意圖。

圖3為誤差校正的原理框圖。

圖4為基于vsslms算法的自適應(yīng)邊估計(jì)邊校正的示意圖。

圖5為校正方法的流程圖。

具體實(shí)施方式

附圖僅用于示例性說(shuō)明，不能理解為對(duì)本專利的限制；

以下結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明做進(jìn)一步的闡述。

實(shí)施例1

如圖5所示，用于窄帶信號(hào)采樣的雙通道tiadc頻響失配實(shí)時(shí)校正方法，包括以下步驟：

s1.設(shè)置輸入的窄帶信號(hào)s(t)滿足奈奎斯特采樣定理，并且使系統(tǒng)可對(duì)其進(jìn)行輕微的過(guò)采樣；

s2.將高斯白噪聲通過(guò)一個(gè)低通濾波器對(duì)其采用過(guò)采樣，并疊加到窄帶信號(hào)s(t)上作為2-tiadcs系統(tǒng)的輸入；

s3.設(shè)計(jì)一級(jí)微分器d1(n)，通過(guò)時(shí)域卷積獲取所需的更高級(jí)的微分器dp(n)，2≤p≤p；

s4.采用多項(xiàng)式形式的頻率響應(yīng)函數(shù)對(duì)線性頻響失配進(jìn)行建模：

確定通道頻率響應(yīng)函數(shù)的階數(shù)p，令cp為p階多項(xiàng)式系數(shù)，系統(tǒng)的歸一化頻率響應(yīng)函數(shù)為線性頻響失配誤差

s5.將2-tiadcs系統(tǒng)的輸出y(n)通過(guò)步驟s3中設(shè)計(jì)的各級(jí)微分濾波器，再經(jīng)過(guò)一個(gè)(-1)ⁿ的乘法器，所得信號(hào)為yd(n)＝[y0(n),...,yp(n),...,yp(n)]，其中：

yp(n)＝dp(n)*y(n)(-1)ⁿ；

s6.令某時(shí)刻的誤差參數(shù)為設(shè)計(jì)一個(gè)vsslms算法對(duì)誤差參數(shù)進(jìn)行迭代更新；

s7.利用步驟s6中迭代更新所得的參數(shù)對(duì)線性頻響失配誤差進(jìn)行重構(gòu)得到

其中yd(n)^t為步驟s5中所得的信號(hào)yd(n)的轉(zhuǎn)置；

s8.將2-tiadcs系統(tǒng)的輸出y(n)減去步驟s7中重構(gòu)的估計(jì)誤差得到校正輸出

s9.設(shè)計(jì)一個(gè)lms濾波器將步驟s8所得的校正輸出中的高斯白噪聲濾除，得到期望輸出

在具體的實(shí)施過(guò)程中，所述步驟s3中使用到的微分器為線性相位數(shù)字微分器。

在具體的實(shí)施過(guò)程中，所述步驟s6利用vsslms算法對(duì)誤差參數(shù)進(jìn)行迭代更新的具體過(guò)程如下：

設(shè)計(jì)相應(yīng)的高通濾波器f(n)，使高通濾波器f(n)的截止頻率高于采樣信號(hào)的截止頻率，令迭代更新的公式如下：

μ(n+1)＝α·μ(n)+γ·ε²(n)

其中yd^f(n)＝y(tǒng)d(n)*f(n)＝[y0(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)...,yp(n)*f(n)]^t，α是一個(gè)接近1的系數(shù)，γ是一個(gè)接近零的系數(shù)。

實(shí)施例1

本實(shí)施例在實(shí)施例1的基礎(chǔ)上，進(jìn)行了具體的實(shí)驗(yàn)：

本實(shí)施例的實(shí)驗(yàn)采用的理想輸入信號(hào)是多正弦信號(hào)，頻率為f1＝0.1fs，f2＝0.45fs，f3＝0.7fs，其中fs為采樣頻率，疊加一個(gè)均值為0，方差為1的高斯白噪聲。如圖1所示為時(shí)間交織模數(shù)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)示意圖，輸入信號(hào)以m通道輸入，每條通道以相同的采樣率但不同的采樣時(shí)刻(相鄰?fù)ǖ老嗖顃s時(shí)刻)對(duì)高速輸入信號(hào)采樣，最終合并出輸出信號(hào)，以此實(shí)現(xiàn)高速采樣的模數(shù)轉(zhuǎn)化。圖2為基于通道頻率響應(yīng)的雙通道tiadc模型示意圖，該種模型能夠把任何線性誤差轉(zhuǎn)移到通道傳遞函數(shù)的參數(shù)上，可用統(tǒng)一的方法進(jìn)行補(bǔ)償。設(shè)置階數(shù)p＝3，系統(tǒng)參數(shù)為c＝[-0.025,0.005,-0.0015,-0.0001]。

如實(shí)施例1所述，本發(fā)明提供的校正方法需要用到微分器。本實(shí)施例中，所使用的微分器為線性相位數(shù)字微分器。設(shè)計(jì)一級(jí)的微分濾波器，長(zhǎng)度為n＝41，在通過(guò)時(shí)域卷積運(yùn)算獲得長(zhǎng)度相等的二級(jí)和三級(jí)微分濾波器，對(duì)應(yīng)的濾波器系數(shù)為：

利用tiadc的輸出和上述的微分濾波器構(gòu)造

yd(n)＝[y0(n),y1(n),y2(n),y3(n)]，

其中：

如圖4所示的自適應(yīng)邊估計(jì)邊校正示意圖，結(jié)合實(shí)施例1中的步驟s6和s8，對(duì)系統(tǒng)的參數(shù)進(jìn)行迭代更新，系統(tǒng)收斂后獲得估計(jì)參數(shù)為：

可見(jiàn)頻響失配誤差參數(shù)在誤差允許范圍內(nèi)可以穩(wěn)定收斂到真值。信號(hào)未經(jīng)過(guò)校正前，存在大量的噪聲毛刺，其幅度最高可以達(dá)到-40db。而通過(guò)校正且濾除高斯白噪聲后，噪聲頻譜受到抑制，其最高的毛刺的幅度可降低到-80db左右。

從以上的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可以得出，本發(fā)明解決了窄帶輸入信號(hào)無(wú)法保證在過(guò)采樣帶上出現(xiàn)誤差能量的問(wèn)題，保證系統(tǒng)參數(shù)能夠收斂到精確值從而實(shí)現(xiàn)有效補(bǔ)償，并且簡(jiǎn)單易行，補(bǔ)償效果好。而且選用vsslms算法相對(duì)于基本的lms算法，前者在大的誤差范圍內(nèi)有快速收斂性，在小的誤差范圍內(nèi)有較小的失調(diào)量，提高了跟蹤性能。

顯然，本發(fā)明的上述實(shí)施例僅僅是為清楚地說(shuō)明本發(fā)明所作的舉例，而并非是對(duì)本發(fā)明的實(shí)施方式的限定。對(duì)于所屬領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，在上述說(shuō)明的基礎(chǔ)上還可以做出其它不同形式的變化或變動(dòng)。這里無(wú)需也無(wú)法對(duì)所有的實(shí)施方式予以窮舉。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明權(quán)利要求的保護(hù)范圍之內(nèi)。